JP7559617B2

JP7559617B2 - Power Supplies

Info

Publication number: JP7559617B2
Application number: JP2021030613A
Authority: JP
Inventors: 拓弥坂本; 直義高松; 弘嗣大畠
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2021-02-26
Filing date: 2021-02-26
Publication date: 2024-10-02
Anticipated expiration: 2041-02-26
Also published as: JP2022131596A

Description

本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.

特許文献１に開示された電動車両向けの電力変換装置は、モータジェネレータ駆動用のインバータに、充電器としての機能の一部を兼ねるようにすることによって、外部充電器であるＡＣ充電器を用いてバッテリを充電するための車載部品を最小限に抑えることができ、電動車両の重量及び価格を低減させることができるとされている。 The power conversion device for electric vehicles disclosed in Patent Document 1 is said to be able to minimize the number of on-board components required to charge the battery using an external AC charger by having the inverter for driving the motor generator also function as a charger, thereby reducing the weight and price of the electric vehicle.

特開２００７－２５２０７４号公報JP 2007-252074 A

しかしながら、特許文献１に開示された技術は、ＡＣ充電用でありＤＣ充電用ではない。近年、電動車両に搭載されたモータジェネレータ駆動用のバッテリを充電する際に用いられるＤＣ充電器としては、例えば、最大電圧が４００［Ｖ］級（１５０［ｋＷ］）と８００［Ｖ］級（３５０［ｋＷ］）との２種類のものがあり、電動車両側で複数の電圧規格に対応してバッテリを充電できることが望ましい。 However, the technology disclosed in Patent Document 1 is for AC charging, not for DC charging. In recent years, there are two types of DC chargers used to charge batteries for driving motor generators mounted on electric vehicles, for example, with maximum voltages of 400 V (150 kW) and 800 V (350 kW), and it is desirable for the electric vehicle to be able to charge the battery in accordance with multiple voltage standards.

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであって、その目的は、複数の電圧規格に対応して、ＤＣ充電器により蓄電池を充電することができる電源装置を提供することである。 The present invention was made in consideration of the above problems, and its purpose is to provide a power supply device that is compatible with multiple voltage standards and can charge a storage battery using a DC charger.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、蓄電池と、前記蓄電池の正極側端子と負極側端子との間に、第１コンデンサ及び第２コンデンサが直列に接続されたコンデンサ部と、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子と、を有し、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をそれぞれオン・オフさせることによって、３つの異なる電圧値のうちのいずれかの電圧値の電圧を選択的にモータジェネレータに出力可能な３レベルインバータが、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の３相分、前記蓄電池と並列に接続された電力変換器と、前記電力変換器の各スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する制御装置と、を備えた電源装置であって、前記Ｕ相と前記Ｖ相と前記Ｗ相とのうち、いずれか１相における前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子との間にて、ＤＣ充電器のＰ端子と電気的に接続される第１接続端子と、前記Ｕ相と前記Ｖ相と前記Ｗ相とのうち、他の１相における前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子との間にて、前記ＤＣ充電器のＮ端子と電気的に接続される第２接続端子と、前記正極側端子とカソード側が電気的に接続され、且つ、前記いずれか１相における前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のそれぞれが有するダイオードのカソード側と前記第１接続端子にてアノード側が電機的に接続される第１ダイオードと、前記負極側端子とアノード側が電気的に接続され、且つ、前記他の１相における前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のそれぞれが有するダイオードのカソード側と前記第２接続端子にてカソード側が電気的に接続される第２ダイオードと、を備えることを特徴とするものである。 In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the power supply device according to the present invention is a power supply device including a storage battery, a capacitor section in which a first capacitor and a second capacitor are connected in series between a positive terminal and a negative terminal of the storage battery, a first switching element, a second switching element, a third switching element, and a fourth switching element, and a three-level inverter capable of selectively outputting a voltage of one of three different voltage values to a motor generator by turning on and off the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element, respectively, a power converter connected in parallel with the storage battery for three phases, U phase, V phase, and W phase, and a control device for controlling the switching on and off of each switching element of the power converter, wherein the second switching element in any one of the U phase, the V phase, and the W phase is a power supply device including a control device for controlling the switching on and off of each switching element of the power converter, and The first connection terminal is electrically connected to the P terminal of a DC charger between the second switching element and the third switching element, and a second connection terminal is electrically connected to the N terminal of the DC charger between the second switching element and the third switching element in the other phase of the U phase, the V phase, and the W phase, and a first diode whose cathode side is electrically connected to the positive terminal and whose anode side is electrically connected to the cathode side of the diode of each of the second switching element and the third switching element in any one of the phases at the first connection terminal, and a second diode whose anode side is electrically connected to the negative terminal and whose cathode side is electrically connected to the cathode side of the diode of each of the second switching element and the third switching element in the other phase at the second connection terminal.

また、上記において、前記制御装置は、充電器からの電力による前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの充電が交互に行われるように、前記電力変換器の各スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する際、前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの電圧変化に基づいて、各スイッチング素子の切り替えタイミングを補正するようにしてもよい。 In the above, when controlling the on/off switching of each switching element of the power converter so that the first capacitor and the second capacitor are alternately charged with power from a charger, the control device may correct the switching timing of each switching element based on voltage changes in the first capacitor and the second capacitor.

これにより、スイッチング素子の切り替えタイミングのずれによる電流の脈動を抑制することができる。 This makes it possible to suppress current pulsation caused by discrepancies in the switching timing of switching elements.

本発明に係る電源装置は、複数の電圧規格に対応して、ＤＣ充電器により蓄電池を充電することができるという効果を奏する。 The power supply device of the present invention has the advantage of being compatible with multiple voltage standards and being able to charge the storage battery using a DC charger.

図１は、実施形態に係る電力システムの構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a power system according to an embodiment. 図２は、実施形態に係る電力システムの構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the power system according to the embodiment. 図３は、直結モードによってＤＣ充電器によりバッテリを充電する際の回路状態を示した図である。FIG. 3 is a diagram showing the circuit state when the battery is charged by a DC charger in the direct connection mode. 図４は、昇圧モードによってＤＣ充電器によりバッテリを充電する際に、コンデンサＣ１の充電がオンの状態での回路状態を示した図である。FIG. 4 is a diagram showing the circuit state in which charging of the capacitor C1 is on when the battery is charged by a DC charger in the boost mode. 図５は、昇圧モードによってＤＣ充電器によりバッテリを充電する際に、コンデンサＣ２の充電がオンの状態での回路状態を示した図である。FIG. 5 is a diagram showing the circuit state in which charging of the capacitor C2 is on when the battery is charged by a DC charger in the boost mode. 図６は、コンデンサＣ１の充電がオンの状態とコンデンサＣ２の充電がオンの状態との切り替えのタイミングの一例を示した図である。FIG. 6 is a diagram showing an example of the timing of switching between the charging-on state of the capacitor C1 and the charging-on state of the capacitor C2. 図７は、充電制御部によるフィードバック制御がある場合でのバッテリ電圧及びコンデンサ電圧を示したグラフである。FIG. 7 is a graph showing the battery voltage and the capacitor voltage when feedback control is performed by the charging control unit. 図８は、充電制御部によるフィードバック制御がない場合でのバッテリ電圧及びコンデンサ電圧を示したグラフである。FIG. 8 is a graph showing the battery voltage and the capacitor voltage in the absence of feedback control by the charging control unit. 図９は、ｄｕｔｙの補正量が小さい状態を示した図である。FIG. 9 is a diagram showing a state where the amount of duty correction is small. 図１０は、ｄｕｔｙの補正量が適切な状態を示した図である。FIG. 10 is a diagram showing a state in which the amount of duty correction is appropriate. 図１１は、ｄｕｔｙの補正量が大きい状態を示した図である。FIG. 11 is a diagram showing a state where the amount of duty correction is large. 図１２は、実施形態においてＥＣＵが実施するｄｕｔｙ補正の制御の一例を示したフローチャートである。FIG. 12 is a flowchart showing an example of the control of the duty correction performed by the ECU in the embodiment.

以下に、本発明に係る電源装置の実施形態について説明する。なお、本実施形態により本発明が限定されるものではない。 The following describes an embodiment of a power supply device according to the present invention. Note that the present invention is not limited to this embodiment.

図１は、実施形態に係る電力システムの構成図である。実施形態に係る電力システムは、電気自動車や、ハイブリッド車両、ＰＨＶ（Ｐｌｕｇ－ｉｎＨｙｂｒｉｄＶｅｈｉｃｌｅ）やＲＥＥＶ（ＲａｎｇｅＥｘｔｅｎｄｅｄＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）等の電力を利用した走行が可能な電動車両に適用される。 Figure 1 is a configuration diagram of a power system according to an embodiment. The power system according to the embodiment is applied to electric vehicles that can run on electricity, such as electric vehicles, hybrid vehicles, PHVs (Plug-in Hybrid Vehicles), and REEVs (Range Extended Electric Vehicles).

実施形態に係る電力システムは、電源装置１０とモータジェネレータ２０とＤＣ充電器３０などによって構成されている。なお、実施形態に係る電力システムのうち、電源装置１０及びモータジェネレータ２０は前記電動車両に搭載されており、ＤＣ充電器３０は前記電動車両の外部に設置された外部充電設備などに設けられている。 The power system according to the embodiment is composed of a power supply device 10, a motor generator 20, a DC charger 30, and the like. In the power system according to the embodiment, the power supply device 10 and the motor generator 20 are mounted on the electric vehicle, and the DC charger 30 is provided in an external charging facility or the like installed outside the electric vehicle.

電源装置１０は、バッテリ１２、コンデンサ部１６、電力変換器１８、充電リレー装置４０、及び、ＥＣＵ（ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＣｏｎｔｒｏｌＵｎｉｔ）６０などを備えている。電源装置１０は、モータジェネレータ２０と電気的に接続されている。 The power supply device 10 includes a battery 12, a capacitor section 16, a power converter 18, a charging relay device 40, and an ECU (Electronic Control Unit) 60. The power supply device 10 is electrically connected to the motor generator 20.

バッテリ１２は、高電圧バッテリとして充放電可能な蓄電池である。バッテリ１２としては、例えば、リチウムイオン組電池、ニッケル水素組電池の他、ニッケルカドミウム電池、鉛蓄電池等を用いることができる。 Battery 12 is a storage battery that can be charged and discharged as a high-voltage battery. For example, a lithium-ion battery pack, a nickel-metal hydride battery pack, a nickel-cadmium battery, a lead-acid battery, etc. can be used as battery 12.

コンデンサ部１６は、バッテリ１２の正極側端子（正母線２２）とバッテリ１２の負極側端子（負母線２４）との間に、互いに直列に接続された、第１コンデンサであるコンデンサＣ１と第２コンデンサであるコンデンサＣ２とによって構成されている。コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とは、中性点ＮＰで互いに接続されている。つまり、コンデンサＣ１は、一方側の端子が正母線２２に電気的に接続され、他方側の端子が中性点ＮＰに電気的に接続されている。また、コンデンサＣ２は、一方側の端子が中性点ＮＰに電気的に接続され、他方側の端子が負母線２４に電気的に接続されている。したがって、コンデンサＣ１，Ｃ２が同じように充放電を行って常に同じ電荷を蓄積しているとすれば、中性点ＮＰと負母線２４との間の電圧である中性点電圧は、バッテリ１２の電圧の半分の電圧にクランプされることになる。なお、中性点電圧は、コンデンサＣ２の端子間電圧である電圧ＶＣ２に相当する。また、図１中のＶＣ１は、コンデンサＣ１の端子間電圧である。また、コンデンサ部１６とＤＣ充電器３０との間には、コンデンサ部１６とＤＣ充電器３０との間での電力供給を遮断可能なリレーを設けても良い。 The capacitor section 16 is composed of a first capacitor C1 and a second capacitor C2 connected in series between the positive terminal (positive bus 22) of the battery 12 and the negative terminal (negative bus 24) of the battery 12. The capacitors C1 and C2 are connected to each other at the neutral point NP. That is, one terminal of the capacitor C1 is electrically connected to the positive bus 22, and the other terminal is electrically connected to the neutral point NP. The capacitor C2 is electrically connected to the neutral point NP and the other terminal is electrically connected to the negative bus 24. Therefore, if the capacitors C1 and C2 are charged and discharged in the same way and always store the same charge, the neutral point voltage, which is the voltage between the neutral point NP and the negative bus 24, will be clamped to a voltage that is half the voltage of the battery 12. The neutral point voltage corresponds to the voltage VC2, which is the terminal voltage of the capacitor C2. VC1 in FIG. 1 is the terminal voltage of capacitor C1. A relay that can cut off the power supply between capacitor unit 16 and DC charger 30 may be provided between capacitor unit 16 and DC charger 30.

電力変換器１８は、正母線２２と中性点ＮＰとの間の電圧である正側電圧が供給される上アーム、及び、中性点ＮＰと負母線２４との間の電圧である負側電圧が供給される下アームで構成されている。電力変換器１８では、上アームと下アームとが、正母線２２と負母線２４との間に直列に多重化されて配置されており、３レベルの３相ＡＣ電圧をモータジェネレータ２０に出力することが可能となっている。 The power converter 18 is composed of an upper arm to which a positive voltage, which is the voltage between the positive bus 22 and the neutral point NP, is supplied, and a lower arm to which a negative voltage, which is the voltage between the neutral point NP and the negative bus 24, is supplied. In the power converter 18, the upper arm and the lower arm are multiplexed and arranged in series between the positive bus 22 and the negative bus 24, making it possible to output three-level three-phase AC voltages to the motor generator 20.

また、電力変換器１８は、Ｕ相電圧をモータジェネレータ２０に出力するＵ相アームと、Ｖ相電圧をモータジェネレータ２０に出力するＶ相アームと、Ｗ相電圧をモータジェネレータ２０に出力するＷ相アームとを備えている。 The power converter 18 also has a U-phase arm that outputs a U-phase voltage to the motor generator 20, a V-phase arm that outputs a V-phase voltage to the motor generator 20, and a W-phase arm that outputs a W-phase voltage to the motor generator 20.

Ｕ相アームでは、正母線２２と負母線２４との間に、第１スイッチング素子ＳＵ１、第２スイッチング素子ＳＵ２、第３スイッチング素子ＳＵ３、第４スイッチング素子ＳＵ４、及び、第１ダイオードＤ１が電気的に接続されている。第１スイッチング素子ＳＵ１及び第４スイッチング素子ＳＵ４は、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いており、半導体素子（ＩＧＢＴ）に対して還流ダイオードが逆並列された構成となっている。なお、逆接続とは、例えば、半導体素子のコレクタ側にダイオードのカソード側が電気的に接続され、半導体素子のエミッタ側にダイオードのアノード側が電気的に接続されるものであるまた、第２スイッチング素子ＳＵ２及び第３スイッチング素子ＳＵ３は、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いて構成されている。 In the U-phase arm, the first switching element SU1, the second switching element SU2, the third switching element SU3, the fourth switching element SU4, and the first diode D1 are electrically connected between the positive bus 22 and the negative bus 24. The first switching element SU1 and the fourth switching element SU4 use IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and are configured with a freewheeling diode inversely parallel to the semiconductor element (IGBT). Note that the reverse connection means, for example, that the cathode side of the diode is electrically connected to the collector side of the semiconductor element, and the anode side of the diode is electrically connected to the emitter side of the semiconductor element. The second switching element SU2 and the third switching element SU3 are configured using n-channel MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors).

第１スイッチング素子ＳＵ１における半導体素子のエミッタ（還流ダイオードのアノード）側と、第３スイッチング素子ＳＵ３における半導体素子のドレイン（寄生ダイオードのアノード）側と、第４スイッチング素子ＳＵ４における半導体素子のコレクタ（還流ダイオードのカソード）側とは、接続点ＰＵ１で電気的に接続されている。また、第２スイッチング素子ＳＵ２における半導体素子のソース（寄生ダイオードのカソード）側と、第３スイッチング素子ＳＵ３における半導体素子のソース（寄生ダイオードのカソード）側とは、接続点ＰＵ２で電気的に接続されている。また、第２スイッチング素子ＳＵ２における半導体素子のドレイン（寄生ダイオードのアノード）側は、コンデンサＣ１と中性点ＰＮとの間に電気的に接続されている。また、第１ダイオードＤ１は、正母線２２（バッテリ１２の正極側端子）にカソード側が電気的に接続され、接続点ＰＵ２にアノード側が電気的に接続されている。 The emitter (anode of the freewheel diode) side of the semiconductor element in the first switching element SU1, the drain (anode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the third switching element SU3, and the collector (cathode of the freewheel diode) side of the semiconductor element in the fourth switching element SU4 are electrically connected at the connection point PU1. The source (cathode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the second switching element SU2 and the source (cathode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the third switching element SU3 are electrically connected at the connection point PU2. The drain (anode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the second switching element SU2 is electrically connected between the capacitor C1 and the neutral point PN. The cathode side of the first diode D1 is electrically connected to the positive bus 22 (the positive terminal of the battery 12), and the anode side is electrically connected to the connection point PU2.

かかる構成において、Ｕ相アームでは接続点ＰＵ１からモータジェネレータ２０にＵ相電圧が出力される。 In this configuration, the U-phase arm outputs a U-phase voltage from connection point PU1 to the motor generator 20.

Ｖ相アームでは、正母線２２と負母線２４との間に、第１スイッチング素子ＳＶ１、第２スイッチング素子ＳＶ２、第３スイッチング素子ＳＶ３、第４スイッチング素子ＳＶ４、及び、第２ダイオードＤ２が電気的に接続されている。第１スイッチング素子ＳＶ１及び第４スイッチング素子ＳＶ４は、ＩＧＢＴを用いており、半導体素子（ＩＧＢＴ）に対して還流ダイオードが逆並列された構成となっている。また、第２スイッチング素子ＳＶ２及び第３スイッチング素子ＳＶ３は、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いて構成されている。 In the V-phase arm, a first switching element SV1, a second switching element SV2, a third switching element SV3, a fourth switching element SV4, and a second diode D2 are electrically connected between the positive bus 22 and the negative bus 24. The first switching element SV1 and the fourth switching element SV4 are IGBTs, and a freewheeling diode is connected in inverse parallel to the semiconductor element (IGBT). The second switching element SV2 and the third switching element SV3 are configured using an n-channel MOSFET.

第１スイッチング素子ＳＶ１における半導体素子のエミッタ（還流ダイオードのアノード）側と、第３スイッチング素子ＳＶ３における半導体素子のドレイン（寄生ダイオードのカソード）側と、第４スイッチング素子ＳＶ４における半導体素子のコレクタ（還流ダイオードのカソード）側とは、接続点ＰＶ１で電気的に接続されている。また、第２スイッチング素子ＳＶ２における半導体素子のソース（寄生ダイオードのアノード）側と、第３スイッチング素子ＳＶ３における半導体素子のソース（寄生ダイオードのアノード）側とは、接続点ＰＶ２で電気的に接続されている。また、第２スイッチング素子ＳＶ２における半導体素子のドレイン（寄生ダイオードのカソード）側は、中性点ＰＮに電気的に接続されている。また、第２ダイオードＤ２は、接続点ＰＵ２にカソード側が電気的に接続され、負母線２４（バッテリ１２の負極側端子）にアノード側が電気的に接続されている。 The emitter (anode of the freewheel diode) side of the semiconductor element in the first switching element SV1, the drain (cathode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the third switching element SV3, and the collector (cathode of the freewheel diode) side of the semiconductor element in the fourth switching element SV4 are electrically connected at the connection point PV1. The source (anode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the second switching element SV2 and the source (anode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the third switching element SV3 are electrically connected at the connection point PV2. The drain (cathode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the second switching element SV2 is electrically connected to the neutral point PN. The cathode side of the second diode D2 is electrically connected to the connection point PU2, and the anode side is electrically connected to the negative bus 24 (the negative terminal of the battery 12).

かかる構成において、Ｖ相アームでは接続点ＰＶ１からモータジェネレータ２０にＶ相電圧が出力される。 In this configuration, the V-phase arm outputs a V-phase voltage from connection point PV1 to the motor generator 20.

Ｗ相アームでは、正母線２２と負母線２４との間に、第１スイッチング素子ＳＷ１、第２スイッチング素子ＳＷ２、第３スイッチング素子ＳＷ３、及び、第４スイッチング素子ＳＷ４が電気的に接続されている。第１スイッチング素子ＳＷ１及び第４スイッチング素子ＳＷ４は、ＩＧＢＴを用いており、半導体素子（ＩＧＢＴ）に対して還流ダイオードが逆並列された構成となっている。また、第２スイッチング素子ＳＷ２及び第３スイッチング素子ＳＷ３は、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いて構成されている。 In the W-phase arm, the first switching element SW1, the second switching element SW2, the third switching element SW3, and the fourth switching element SW4 are electrically connected between the positive bus 22 and the negative bus 24. The first switching element SW1 and the fourth switching element SW4 are IGBTs, and a freewheeling diode is connected in inverse parallel to the semiconductor element (IGBT). The second switching element SW2 and the third switching element SW3 are configured using an n-channel MOSFET.

第１スイッチング素子ＳＷ１における半導体素子のエミッタ（還流ダイオードのアノード）側と、第３スイッチング素子ＳＷ３における半導体素子のドレイン（寄生ダイオードのカソード）側と、第４スイッチング素子ＳＷ４における半導体素子のコレクタ（還流ダイオードのカソード）側とは、接続点ＰＷ１で電気的に接続されている。また、第２スイッチング素子ＳＷ２における半導体素子のソース（寄生ダイオードのアノード）側と、第３スイッチング素子ＳＷ３における半導体素子のソース（寄生ダイオードのアノード）側とは、接続点ＰＷ２で電気的に接続されている。また、第２スイッチング素子ＳＷ２における半導体素子のドレイン（寄生ダイオードのカソード）側は、コンデンサＣ２と中性点ＰＮとの間に電気的に接続されている。 The emitter (anode of the freewheel diode) side of the semiconductor element in the first switching element SW1, the drain (cathode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the third switching element SW3, and the collector (cathode of the freewheel diode) side of the semiconductor element in the fourth switching element SW4 are electrically connected at a connection point PW1. The source (anode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the second switching element SW2 and the source (anode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the third switching element SW3 are electrically connected at a connection point PW2. The drain (cathode of the parasitic diode) side of the semiconductor element in the second switching element SW2 is electrically connected between the capacitor C2 and the neutral point PN.

かかる構成において、Ｗ相アームでは接続点ＰＷ１からモータジェネレータ２０にＷ相電圧が出力される。 In this configuration, the W-phase arm outputs the W-phase voltage from connection point PW1 to the motor generator 20.

モータジェネレータ２０は、前記電動車両に搭載される回転電機であり、バッテリ１２から出力されたＤＣ電圧が、電力変換器１８によって三相ＡＣ電圧に変換されて供給されるときにモータとして作用し、車両を走行させるための駆動力を発生する。一方、モータジェネレータ２０は、車両が制動されるときに発電機として作用し、制動エネルギーを回収して三相ＡＣ電圧として出力する。そして、この三相ＡＣ電圧が電力変換器１８によってＤＣ電圧に変換されてバッテリ１２に供給されることにより、バッテリ１２が充電される。 The motor generator 20 is a rotating electric machine mounted on the electric vehicle, and acts as a motor when the DC voltage output from the battery 12 is converted to a three-phase AC voltage by the power converter 18 and supplied, generating a driving force for running the vehicle. On the other hand, the motor generator 20 acts as a generator when the vehicle is braked, recovering braking energy and outputting it as a three-phase AC voltage. This three-phase AC voltage is then converted to a DC voltage by the power converter 18 and supplied to the battery 12, thereby charging the battery 12.

ＤＣ充電器３０は、バッテリ１２を充電するために車両外部に設けられた外部充電器である。ＤＣ充電器３０は、ＤＣ充電器３０の不図示のプラグと車両側の不図示のコネクタとを電気的に接続するための充電器接続部５０にて、電源装置１０側と電気的に接続される２つの端子であるＰ端子（正極端子）３２Ｐ及びＮ端子（負極端子）３２Ｎを有している。充電器接続部５０と電力変換器１８との間には、充電リレー４２Ｐと充電リレー４２Ｎとを有する充電リレー装置４０、及び、リアクトル４４Ｐが設けられている。 The DC charger 30 is an external charger provided outside the vehicle to charge the battery 12. The DC charger 30 has two terminals, a P terminal (positive terminal) 32P and an N terminal (negative terminal) 32N, that are electrically connected to the power supply device 10 at a charger connection section 50 for electrically connecting a plug (not shown) of the DC charger 30 to a connector (not shown) on the vehicle side. Between the charger connection section 50 and the power converter 18, a charging relay device 40 having a charging relay 42P and a charging relay 42N, and a reactor 44P are provided.

図１に示すように、ＤＣ充電器３０のＰ端子３２Ｐは、充電リレー４２Ｐ及びリアクトル４４Ｐを介して、Ｕ相アームの接続点ＰＵ２と電気的に接続されている。また、ＤＣ充電器３０のＮ端子３２Ｎは、充電リレー４２Ｎを介して、Ｖ相アームの接続点ＰＶ２に電気的に接続されている。 As shown in FIG. 1, the P terminal 32P of the DC charger 30 is electrically connected to the connection point PU2 of the U-phase arm via a charging relay 42P and a reactor 44P. The N terminal 32N of the DC charger 30 is electrically connected to the connection point PV2 of the V-phase arm via a charging relay 42N.

なお、実施形態に係る電源装置１０では、Ｕ相アームとＶ相アームとＷ相アームとのうち、いずれか１相の３レベルインバータにおける第２接続点（接続点ＰＵ２，ＰＶ２，ＰＷ２）と、ＤＣ充電器３０のＰ端子３２Ｐとを電気的に接続し、他の１相の３レベルインバータにおける他の第２接続点と、ＤＣ充電器３０のＮ端子３２Ｎとを電気的に接続すればよい。この際、ＤＣ充電器３０のＰ端子３２Ｐと電気的に接続される相の第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子は、残りの２相の第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子とは寄生ダイオードの向きが逆になるように構成する。これにより、ＤＣ充電器３０のＰ端子３２Ｐと電気的に接続される相の第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子は、これら第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子がオフ状態のときに、ＤＣ充電器３０からの電流を遮断する向きに寄生ダイオードを備える。また、ＤＣ充電器３０のＮ端子３２Ｎと電気的に接続される相の第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子は、これら第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子がオフ状態のときに、ＤＣ充電器３０のＮ端子３２Ｎに流れ込む電流を遮断する向きに寄生ダイオードを備える。 In the power supply device 10 according to the embodiment, the second connection point (connection points PU2, PV2, PW2) in the three-level inverter of any one of the U-phase arm, V-phase arm, and W-phase arm is electrically connected to the P terminal 32P of the DC charger 30, and the other second connection point in the three-level inverter of the other phase is electrically connected to the N terminal 32N of the DC charger 30. In this case, the second switching element and the third switching element of the phase electrically connected to the P terminal 32P of the DC charger 30 are configured so that the direction of the parasitic diode is opposite to that of the second switching element and the third switching element of the remaining two phases. As a result, the second switching element and the third switching element of the phase electrically connected to the P terminal 32P of the DC charger 30 have a parasitic diode in a direction that cuts off the current from the DC charger 30 when these second switching element and third switching element are in the off state. In addition, the second and third switching elements of the phase electrically connected to the N terminal 32N of the DC charger 30 have parasitic diodes oriented in such a way that they cut off the current flowing into the N terminal 32N of the DC charger 30 when the second and third switching elements are in the off state.

このように、実施形態に係る電源装置１０では、Ｕ相アームとＶ相アームとＷ相アームとのうち、いずれか１相の３レベルインバータにおける第２接続点、例えば図１においてＵ相アームの接続点ＰＵ２が、ＤＣ充電器３０のＰ端子３２Ｐと電気的に接続される第１接続端子として用いられている。また、Ｕ相アームとＶ相アームとＷ相アームとのうち、他の１相の３レベルインバータにおける他の第２接続点、例えば図１においてＶ相アームの接続点ＰＶ２が、ＤＣ充電器３０のＮ端子３２Ｎと電気的に接続される第２接続端子として用いられている。これにより、複数の電圧規格に対応して、ＤＣ充電器３０からのＤＣ電圧（充電器電圧Ｖ_ｃｈｇ）によりバッテリ１２を充電することができる構成となっている。また、実施形態に係る電源装置１０では、モータジェネレータ２０と電力変換器１８とを電気的に接続する既存の端子（接続点ＰＵ２，ＰＶ２など）を、電力変換器１８にＤＣ充電器３０のＰ端子３２Ｐ及びＮ端子３２Ｎを電気的に接続するための第１接続端子及び第２接続端子として用いる構成であるため、ＤＣ充電器３０を電気的に接続するために電力変換器１８の加工や内部配線の追加などを行なう必要が無く、コストを抑えることが可能となる。 In this manner, in the power supply device 10 according to the embodiment, the second connection point in the three-level inverter of any one phase among the U-phase arm, V-phase arm, and W-phase arm, for example, the connection point PU2 of the U-phase arm in Fig. 1, is used as a first connection terminal electrically connected to the P terminal 32P of the DC charger 30. Also, the other second connection point in the three-level inverter of the other phase among the U-phase arm, V-phase arm, and W-phase arm, for example, the connection point PV2 of the V-phase arm in Fig. 1, is used as a second connection terminal electrically connected to the N terminal 32N of the DC charger 30. This results in a configuration that allows the battery 12 to be charged by a DC voltage (charger voltage V _chg ) from the DC charger 30 in accordance with a plurality of voltage standards. Furthermore, in the power supply device 10 according to the embodiment, existing terminals (connection points PU2, PV2, etc.) that electrically connect the motor generator 20 and the power converter 18 are used as a first connection terminal and a second connection terminal for electrically connecting the P terminal 32P and the N terminal 32N of the DC charger 30 to the power converter 18, so there is no need to process the power converter 18 or add internal wiring in order to electrically connect the DC charger 30, making it possible to reduce costs.

図２は、実施形態に係る電力システムの構成を示すブロック図である。ＥＣＵ６０は、電源装置１０などの動作を制御する電子制御装置である。ＥＣＵ６０は、充電制御部６２及びゲート信号生成部６４などを備えている。なお、図２中、「ＶＢ」はバッテリ電圧であり、「ＶＨ］は充電電圧である。 Figure 2 is a block diagram showing the configuration of the power system according to the embodiment. The ECU 60 is an electronic control device that controls the operation of the power supply device 10 and other components. The ECU 60 includes a charging control unit 62 and a gate signal generating unit 64. In Figure 2, "VB" is the battery voltage, and "VH" is the charging voltage.

充電制御部６２には、図示されていないシステム制御部から出力された充電電力指令信号、電力変換器１８に設けられた不図示の電圧計から出力された電圧位相信号、コンデンサ部１６に設けられた不図示の電圧計から出力されたコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２の信号、及び、ＤＣ充電器３０から出力された充電器情報信号などの各種信号が入力される。また、充電制御部６２は、例えば、充電電力指令信号、電圧位相信号、及び、電圧ＶＣ１，ＶＣ２の信号などに基づいて求めたｄｕｔｙなどを、ゲート信号生成部６４に出力する。ゲート信号生成部６４は、電力変換器１８の各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるためのゲート信号を生成し、その生成したゲート信号を各スイッチング素子に出力する。 The charging control unit 62 receives various signals, such as a charging power command signal output from a system control unit (not shown), a voltage phase signal output from a voltmeter (not shown) provided in the power converter 18, the voltage VC1 and VC2 signals of the capacitors C1 and C2 output from a voltmeter (not shown) provided in the capacitor unit 16, and a charger information signal output from the DC charger 30. The charging control unit 62 also outputs, for example, a duty calculated based on the charging power command signal, the voltage phase signal, and the voltage VC1 and VC2 signals to the gate signal generation unit 64. The gate signal generation unit 64 generates a gate signal for switching each switching element of the power converter 18 on and off, and outputs the generated gate signal to each switching element.

実施形態に係る電源装置１０においては、ＥＣＵ６０の制御モードとして、ＤＣ充電器３０によってバッテリ１２を充電する際に、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇの最大電圧がバッテリ電圧ＶＢ以上の場合に適用する第１の充電モードである直結モードと、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇの最大電圧がバッテリ電圧ＶＢよりも低い場合に適用する第２の充電モードである昇圧モードとを有している。直結モードでは、ＤＣ充電器３０からの電力を昇圧せずにバッテリ１２を充電する。昇圧モードでは、ＤＣ充電器３０からの電力を昇圧してバッテリ１２を充電する。なお、実施形態に係る電源装置１０では、直結モードと昇圧モードともに、ＤＣ充電器３０からモータジェネレータ２０に電流を流すことなくバッテリ１２の充電を行う。よって、直結モード及び昇圧モードでの充電時には、モータジェネレータ２０が回転しないため、電源装置１０とモータジェネレータ２０との間での電力供給を遮断可能なリレーを設ける必要が無く、電源装置１０の低コスト化や小型化を図ることが可能となる。 In the power supply device 10 according to the embodiment, the ECU 60 has, as control modes, a direct connection mode, which is a first charging mode applied when the maximum voltage of the charger voltage _Vchg of the DC charger 30 is equal to or higher than the battery voltage VB, and a boost mode, which is a second charging mode applied when the maximum voltage of the charger voltage _Vchg of the DC charger 30 is lower than the battery voltage VB, when the battery 12 is charged by the DC charger 30. In the direct connection mode, the battery 12 is charged without boosting the power from the DC charger 30. In the boost mode, the battery 12 is charged by boosting the power from the DC charger 30. Note that in the power supply device 10 according to the embodiment, in both the direct connection mode and the boost mode, the battery 12 is charged without flowing a current from the DC charger 30 to the motor generator 20. Therefore, since the motor generator 20 does not rotate during charging in the direct connection mode and the boost mode, there is no need to provide a relay capable of cutting off the power supply between the power supply device 10 and the motor generator 20, and it is possible to reduce the cost and size of the power supply device 10.

充電制御部６２は、ＤＣ充電器３０からの充電器情報信号に基づいて、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇの最大電圧とバッテリ電圧ＶＢとを比較する。そして、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇの最大電圧がバッテリ電圧ＶＢ以上の場合には、直結モードによってＤＣ充電器３０によりバッテリ１２を充電する。一方、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇの最大電圧がバッテリ電圧ＶＢよりも低い場合には、昇圧モードによってＤＣ充電器３０によりバッテリ１２を充電する。 The charging control unit 62 compares the maximum voltage of the charger voltage _Vchg of the DC charger 30 with the battery voltage VB based on the charger information signal from the DC charger 30. Then, when the maximum voltage of the charger voltage _Vchg of the DC charger 30 is equal to or higher than the battery voltage VB, the charging control unit 62 charges the battery 12 with the DC charger 30 in the direct connection mode. On the other hand, when the maximum voltage of the charger voltage _Vchg of the DC charger 30 is lower than the battery voltage VB, the charging control unit 62 charges the battery 12 with the DC charger 30 in the boost mode.

なお、直結モードと昇圧モードとの選択は、例えば、電源装置１０が搭載された前記電動車両に設けられたスイッチなどを、運転手などの作業者が、ＤＣ充電器３０の仕様（最大電圧）に基づいて操作することにより行うようにしてもよい。 The selection between the direct connection mode and the boost mode may be performed, for example, by an operator such as a driver operating a switch provided on the electric vehicle equipped with the power supply device 10 based on the specifications (maximum voltage) of the DC charger 30.

図３は、直結モードによってＤＣ充電器３０によりバッテリ１２を充電する際の回路状態を示した図である。なお、図３では、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇの最大電圧が８００［Ｖ］であり、バッテリ電圧ＶＢが８００［Ｖ］である。また、図３において、オンの状態にしているスイッチング素子は、丸で囲んである。 Fig. 3 is a diagram showing the circuit state when the battery 12 is charged by the DC charger 30 in the direct connection mode. In Fig. 3, the maximum voltage of the charger voltage _Vchg of the DC charger 30 is 800 [V], and the battery voltage VB is 800 [V]. In Fig. 3, the switching elements that are in the on state are circled.

図３に示すように、直結モードによってＤＣ充電器３０によりバッテリ１２を充電する際には、まず、ＥＣＵ６０が、Ｕ相アームの第１スイッチング素子ＳＵ１及び第３スイッチング素子ＳＵ３と、Ｖ相アームの第３スイッチング素子ＳＶ３及び第４スイッチング素子ＳＶ４とをオフからオンに切り替え、その他のスイッチング素子をオフにした状態する。次に、ＥＣＵ６０は、充電リレー装置４０の充電リレー４２Ｐ，４２Ｎをオフからオンに切り替えて、ＤＣ充電器３０から電力変換器１８を介してバッテリ１２にＤＣ電圧を供給し、バッテリ１２の充電を行う。 As shown in FIG. 3, when the battery 12 is charged by the DC charger 30 in the direct connection mode, the ECU 60 first switches the first switching element SU1 and the third switching element SU3 of the U-phase arm and the third switching element SV3 and the fourth switching element SV4 of the V-phase arm from off to on, and keeps the other switching elements off. Next, the ECU 60 switches the charging relays 42P, 42N of the charging relay device 40 from off to on, supplying DC voltage from the DC charger 30 to the battery 12 via the power converter 18, and charging the battery 12.

なお、第１スイッチング素子ＳＵ１と第４スイッチング素子ＳＶ４とは、それぞれの還流ダイオードに電流が流れるためオフにしてもよい。これにより、電力変換器１８の全てのスイッチング素子がオフの状態となるため、電力変換器１８の各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング動作を行わずに済み、充電効率を高くできるとともに、充電のためのインバータ素子や冷却機構の追加を抑制することができる。一方、第１スイッチング素子ＳＵ１と第４スイッチング素子ＳＶ４とをオンにすることによって、第１スイッチング素子ＳＵ１と第４スイッチング素子ＳＶ４とに電流が流れた際の耐久性を確保することが可能となる。 The first switching element SU1 and the fourth switching element SV4 may be turned off because current flows through their respective freewheel diodes. This causes all switching elements of the power converter 18 to be turned off, eliminating the need to perform a switching operation to switch each switching element of the power converter 18 on and off, improving charging efficiency and reducing the need to add inverter elements or cooling mechanisms for charging. On the other hand, turning on the first switching element SU1 and the fourth switching element SV4 makes it possible to ensure durability when current flows through the first switching element SU1 and the fourth switching element SV4.

また、直結モードでの充電中には、電力変換器１８の各スイッチング素子のオンとオフとが固定されるため、スイッチング損失を低減させることができる。 In addition, during charging in direct connection mode, the on and off states of each switching element of the power converter 18 are fixed, thereby reducing switching losses.

図４は、昇圧モードによってＤＣ充電器３０によりバッテリ１２を充電する際に、コンデンサＣ１の充電がオンの状態での回路状態を示した図である。図５は、昇圧モードによってＤＣ充電器３０によりバッテリ１２を充電する際に、コンデンサＣ２の充電がオンの状態での回路状態を示した図である。なお、図４及び図５において、オンの状態にしているスイッチング素子は、丸で囲んである。図６は、コンデンサＣ１の充電がオンの状態とコンデンサＣ２の充電がオンの状態との切り替えのタイミングの一例を示した図である。 Figure 4 shows the circuit state when the charging of capacitor C1 is on when the battery 12 is charged by the DC charger 30 in boost mode. Figure 5 shows the circuit state when the charging of capacitor C2 is on when the battery 12 is charged by the DC charger 30 in boost mode. Note that in Figures 4 and 5, the switching elements that are in the on state are circled. Figure 6 shows an example of the timing for switching between the charging of capacitor C1 and the charging of capacitor C2.

本実施形態では、図４に示すように、昇圧モードにおいて、ＤＣ充電器３０からコンデンサＣ１に電流が流れてコンデンサＣ１の充電がなされるようにした状態を、「コンデンサＣ１の充電がオンの状態」という。また、本実施形態では、図５に示すように、昇圧モードにおいて、ＤＣ充電器３０からコンデンサＣ２に電流が流れてコンデンサＣ２の充電がなされるようにした状態を、「コンデンサＣ２の充電がオンの状態」という。 In this embodiment, as shown in FIG. 4, in the boost mode, a state in which a current flows from the DC charger 30 to the capacitor C1 to charge the capacitor C1 is referred to as a "capacitor C1 charging on state." Also, in this embodiment, as shown in FIG. 5, in the boost mode, a state in which a current flows from the DC charger 30 to the capacitor C2 to charge the capacitor C2 is referred to as a "capacitor C2 charging on state."

また、昇圧モードでは、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２が均等になるように、充電制御部６２がフィードバック制御（ＰＩ制御）を行う。このフィードバック制御（ＰＩ制御）では、図６の矩形パルスで示されるような、コンデンサＣ１の充電がオンの状態とコンデンサＣ２の充電がオンの状態とのｄｕｔｙを、下記数式（１）を用いて算出する。なお、図６中の「Ｔ」は、キャリア周期である。また、図６において、矩形パルスのハイレベルは、コンデンサＣ１の充電がオンの状態を意味し、矩形パルスのローレベルは、コンデンサＣ２の充電がオンの状態を意味する。また、図６中の「ｄｕｔｙ」は、コンデンサＣ１側ｄｕｔｙであって、０より大きく１より小さい値である。 In the boost mode, the charging control unit 62 performs feedback control (PI control) so that the voltages VC1 and VC2 of the capacitors C1 and C2 are equal. In this feedback control (PI control), the duty when the charging of the capacitor C1 is on and the charging of the capacitor C2 is on, as shown by the rectangular pulse in FIG. 6, is calculated using the following formula (1). Note that "T" in FIG. 6 is the carrier period. In FIG. 6, the high level of the rectangular pulse means that the charging of the capacitor C1 is on, and the low level of the rectangular pulse means that the charging of the capacitor C2 is on. In FIG. 6, the "duty" is the duty on the capacitor C1 side, and is a value greater than 0 and less than 1.

コンデンサＣ１側ｄｕｔｙ＝Ｋｐ（ＶＣ２－ＶＣ１）＋Ｋｉ∫（ＶＣ２－ＶＣ１）ｄｔ・・・（１） Capacitor C1 side duty = Kp (VC2-VC1) + Ki∫(VC2-VC1)dt... (1)

なお、上記数式（１）中、「Ｋｐ」は比例ゲインであり、「Ｋｉ」は積分ゲインである。 In the above formula (1), "Kp" is the proportional gain and "Ki" is the integral gain.

このようにして算出された前記ｄｕｔｙの情報は、充電制御部６２からゲート信号生成部６４に出力される。 The duty information calculated in this manner is output from the charging control unit 62 to the gate signal generation unit 64.

ゲート信号生成部６４は、昇圧モード時に、前記ｄｕｔｙ及びキャリア周期Ｔなどに基づいて、コンデンサＣ１の充電がオンの状態またはコンデンサＣ２の充電がオンの状態となるように、電力変換器１８の各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるためのゲート信号を生成し、その生成したゲート信号を各スイッチング素子に出力する。 The gate signal generating unit 64 generates a gate signal for switching each switching element of the power converter 18 on and off so that the charging of the capacitor C1 or the charging of the capacitor C2 is on based on the duty and the carrier period T during the boost mode, and outputs the generated gate signal to each switching element.

昇圧モードによってＤＣ充電器３０によりバッテリ１２を充電する際には、まず、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２を、それぞれバッテリ１２からの電力によって充電し、バッテリ電圧ＶＢ（８００［Ｖ］）の１／２である４００［Ｖ］にする。また、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇもバッテリ電圧ＶＢ（８００［Ｖ］）の１／２である４００［Ｖ］にする。なお、ＤＣ充電器３０の充電器電圧Ｖ_ｃｈｇとしては、バッテリ電圧ＶＢの１／２よりも多少高くても良い。 When the battery 12 is charged by the DC charger 30 in the boost mode, first, the voltages VC1 and VC2 of the capacitors C1 and C2 are charged by power from the battery 12, respectively, to 400 [V], which is 1/2 the battery voltage VB (800 [V]). The charger voltage _Vchg of the DC charger 30 is also set to 400 [V], which is 1/2 the battery voltage VB (800 [V]). The charger voltage _Vchg of the DC charger 30 may be slightly higher than 1/2 the battery voltage VB.

そして、例えば、図４に示すように、コンデンサＣ１の充電をオンの状態にする。すなわち、ＥＣＵ６０は、Ｕ相アームにおける第１スイッチング素子ＳＵ１及び第３スイッチング素子ＳＵ３と、Ｖ相アームにおける第２スイッチング素子ＳＶ２とをオフからオンに切り替えて、その他のスイッチング素子をオフの状態にする。これにより、ＤＣ充電器３０のＰ端子３２ＰからＵ相アームの接続点ＰＵ２に出力された電流は、Ｕ相アームの第３スイッチング素子ＳＵ３及び第１スイッチング素子ＳＵ１と、コンデンサＣ１と、Ｖ相アームの第２スイッチング素子ＳＶ２とを通って、Ｖ相アームの接続点ＰＶ２からＤＣ充電器３０のＮ端子３２Ｎに入力される。これにより、コンデンサＣ１の充電がオンの状態では、ＤＣ充電器３０からの電力によってコンデンサＣ１が充電されて電圧ＶＣ１が高くなる。そして、ＤＣ充電器３０によるコンデンサＣ１の充電は、充電電圧ＶＨ（電圧ＶＣ１＋電圧ＶＣ２）がバッテリ電圧ＶＢよりも高い所定電圧まで行う。なお、前記所定電圧としては、例えば、８００［Ｖ］よりも高い電圧である。そして、充電制御部６２は、コンデンサ部１６に設けられた電圧計から出力された電圧ＶＣ１，ＶＣ２の値に基づいて、電圧ＶＣ１，ＶＣ２の合計が８００［Ｖ］を超えたと判断したら、ＤＣ充電器３０によるコンデンサＣ１の充電を終了する。 Then, for example, as shown in FIG. 4, the charging of the capacitor C1 is turned on. That is, the ECU 60 switches the first switching element SU1 and the third switching element SU3 in the U-phase arm and the second switching element SV2 in the V-phase arm from off to on, and turns off the other switching elements. As a result, the current output from the P terminal 32P of the DC charger 30 to the connection point PU2 of the U-phase arm passes through the third switching element SU3 and the first switching element SU1 of the U-phase arm, the capacitor C1, and the second switching element SV2 of the V-phase arm, and is input from the connection point PV2 of the V-phase arm to the N terminal 32N of the DC charger 30. As a result, when the charging of the capacitor C1 is on, the capacitor C1 is charged by the power from the DC charger 30, and the voltage VC1 becomes high. Then, the charging of the capacitor C1 by the DC charger 30 is performed until the charging voltage VH (voltage VC1 + voltage VC2) reaches a predetermined voltage higher than the battery voltage VB. The predetermined voltage is, for example, a voltage higher than 800 [V]. Then, when the charging control unit 62 determines that the sum of the voltages VC1 and VC2 exceeds 800 [V] based on the values of the voltages VC1 and VC2 output from the voltmeter provided in the capacitor unit 16, it ends the charging of the capacitor C1 by the DC charger 30.

なお、第１スイッチング素子ＳＵ１は、還流ダイオードに電流が流れるためオフにしてもよい。一方、第１スイッチング素子ＳＵ１をオンにすることによって、電流が流れた際の第１スイッチング素子ＳＵ１の耐久性を確保することが可能となる。 The first switching element SU1 may be turned off because current flows through the freewheel diode. On the other hand, by turning on the first switching element SU1, it is possible to ensure the durability of the first switching element SU1 when current flows.

次に、図５に示すように、コンデンサＣ１の充電をオンの状態からコンデンサＣ２の充電をオンの状態に切り替える。すなわち、ＥＣＵ６０は、Ｕ相アームにおける第２スイッチング素子ＳＵ２と、Ｖ相アームにおける第３スイッチング素子ＳＶ２及び第４スイッチング素子ＳＶ４とをオフからオンに切り替えて、その他のスイッチング素子をオフの状態にする。これにより、充電電圧ＶＨがバッテリ電圧ＶＢよりも高い状態にて、ＤＣ充電器３０によるコンデンサＣ１の充電が停止され、コンデンサＣ１に蓄えられた電力が放電されてバッテリ１２に入力されることにより、バッテリ１２が充電される。 Next, as shown in FIG. 5, the charging of capacitor C1 is switched from the ON state to the ON state of capacitor C2. That is, the ECU 60 switches the second switching element SU2 in the U-phase arm and the third switching element SV2 and the fourth switching element SV4 in the V-phase arm from OFF to ON, and turns the other switching elements OFF. As a result, when the charging voltage VH is higher than the battery voltage VB, the charging of capacitor C1 by the DC charger 30 is stopped, and the power stored in capacitor C1 is discharged and input to the battery 12, thereby charging the battery 12.

また、コンデンサＣ２の充電がオンの状態では、ＤＣ充電器３０のＰ端子３２ＰからＵ相アームの接続点ＰＵ２に出力された電流が、Ｕ相アームにおける第２スイッチング素子ＳＵ２と、コンデンサＣ２と、Ｖ相アームにおける第４スイッチング素子ＳＶ４及び第３スイッチング素子ＳＶ３とを通って、Ｖ相アームの接続点ＰＶ２からＤＣ充電器３０のＮ端子３２Ｎに入力される。これにより、コンデンサＣ２の充電がオンの状態では、ＤＣ充電器３０からの電力によってコンデンサＣ２が充電されて電圧ＶＣ２が高くなる。そして、ＤＣ充電器３０によるコンデンサＣ２の充電は、充電電圧ＶＨがバッテリ電圧ＶＢよりも高い所定電圧まで行う。なお、前記所定電圧としては、例えば、８００［Ｖ］よりも高い電圧である。そして、充電制御部６２は、コンデンサ部１６に設けられた電圧計から出力された電圧ＶＣ１，ＶＣ２の値に基づいて、電圧ＶＣ１，ＶＣ２の合計が８００［Ｖ］を超えたと判断したら、ＤＣ充電器３０によるコンデンサＣ２の充電を終了する。 When the charging of the capacitor C2 is on, the current output from the P terminal 32P of the DC charger 30 to the connection point PU2 of the U-phase arm passes through the second switching element SU2 in the U-phase arm, the capacitor C2, and the fourth switching element SV4 and the third switching element SV3 in the V-phase arm, and is input from the connection point PV2 of the V-phase arm to the N terminal 32N of the DC charger 30. As a result, when the charging of the capacitor C2 is on, the capacitor C2 is charged by the power from the DC charger 30, and the voltage VC2 becomes high. Then, the charging of the capacitor C2 by the DC charger 30 is performed until the charging voltage VH reaches a predetermined voltage higher than the battery voltage VB. The predetermined voltage is, for example, a voltage higher than 800 [V]. Then, when the charging control unit 62 determines that the sum of the voltages VC1 and VC2 exceeds 800 [V] based on the values of the voltages VC1 and VC2 output from the voltmeter provided in the capacitor unit 16, it terminates charging of the capacitor C2 by the DC charger 30.

なお、第４スイッチング素子ＳＶ４は、還流ダイオードに電流が流れるためオフにしてもよい。一方、第４スイッチング素子ＳＶ４をオンにすることによって、電流が流れた際の第４スイッチング素子ＳＶ４の耐久性を確保することが可能となる。 The fourth switching element SV4 may be turned off because current flows through the freewheel diode. On the other hand, by turning on the fourth switching element SV4, it is possible to ensure the durability of the fourth switching element SV4 when current flows.

次に、コンデンサＣ２の充電をオンの状態からコンデンサＣ１の充電をオンの状態に切り替える。これにより、充電電圧ＶＨがバッテリ電圧ＶＢよりも高い状態にて、ＤＣ充電器３０によるコンデンサＣ２の充電が停止され、コンデンサＣ２に蓄えられた電力が放電されてバッテリ１２に入力されることにより、バッテリ１２が充電される。 Next, the charging of capacitor C2 is switched from the on state to the on state of capacitor C1. As a result, when the charging voltage VH is higher than the battery voltage VB, the charging of capacitor C2 by the DC charger 30 is stopped, and the power stored in capacitor C2 is discharged and input to the battery 12, thereby charging the battery 12.

ここで、実施形態に係る電源装置１０においては、ＥＣＵ６０が、昇圧モード時にＤＣ充電器３０からの電力によるコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との充電が交互に行われるように、電力変換器１８の各スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する際、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の電圧変化に基づいて、各スイッチング素子の切り替えタイミングを補正する。これにより、実施形態に係る電源装置１０は、昇圧モード時に電力変換器１８の各スイッチング素子のオンとオフとの切り替えタイミングのずれによって、電力変換器１８の各スイッチング素子の全オフ状態または全オン状態が生じて電流が脈動することを抑制することができる。 Here, in the power supply device 10 according to the embodiment, when the ECU 60 controls the on/off switching of each switching element of the power converter 18 so that the charging of the capacitors C1 and C2 is alternated with the power from the DC charger 30 during the boost mode, the ECU 60 corrects the switching timing of each switching element based on the voltage changes of the capacitors C1 and C2. As a result, the power supply device 10 according to the embodiment can suppress current pulsation caused by the all-off or all-on state of each switching element of the power converter 18 due to a difference in the on/off switching timing of each switching element of the power converter 18 during the boost mode.

図７は、昇圧モード時に充電制御部６２によるフィードバック制御がある場合でのバッテリ電圧及びコンデンサ電圧を示したグラフである。図８は、昇圧モード時に充電制御部６２によるフィードバック制御がない場合でのバッテリ電圧及びコンデンサ電圧を示したグラフである。 Figure 7 is a graph showing the battery voltage and capacitor voltage when feedback control is performed by the charging control unit 62 in boost mode. Figure 8 is a graph showing the battery voltage and capacitor voltage when feedback control is not performed by the charging control unit 62 in boost mode.

本実施形態において充電制御部６２は、昇圧モード時に電圧ＶＣ１と電圧ＶＣ２とが均等になるようにフィードバック制御を行う。図７に示すように、昇圧モード時に充電制御部６２によるフィードバック制御を行うことによって、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とがそれぞれ充電された際の電圧ＶＣ１と電圧ＶＣ２とを均等化することができる。一方、図８に示すように、昇圧モード時に充電制御部６２によるフィードバック制御を行わないことによって、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とがそれぞれ充電された際の電圧ＶＣ１と電圧ＶＣ２との間に電圧差が発生し、電圧ＶＣ１と電圧ＶＣ２とを均等化することができない。 In this embodiment, the charging control unit 62 performs feedback control so that the voltages VC1 and VC2 are equalized in the boost mode. As shown in FIG. 7, by performing feedback control by the charging control unit 62 in the boost mode, the voltages VC1 and VC2 when the capacitors C1 and C2 are respectively charged can be equalized. On the other hand, as shown in FIG. 8, by not performing feedback control by the charging control unit 62 in the boost mode, a voltage difference occurs between the voltages VC1 and VC2 when the capacitors C1 and C2 are respectively charged, and the voltages VC1 and VC2 cannot be equalized.

本実施形態においてｄｕｔｙ補正部６３は、インバータスイッチ状態の切替時に電源短絡防止の目的で設定するデッドタイムが、充電動作に与える影響を緩和させるために、フォードバック制御にてｄｕｔｙを補正する。状態としては、（１）ｄｕｔｙの補正量が小さい状態、（２）ｄｕｔｙの補正量が適切な状態、（３）ｄｕｔｙの補正量が大きい状態、の３つの状態に分けられ、（２）の状態に収束するように制御を行う。 In this embodiment, the duty correction unit 63 corrects the duty by feedback control in order to mitigate the effect on the charging operation of the dead time set for the purpose of preventing a power supply short circuit when the inverter switch state is changed. The state is divided into three states: (1) a state in which the duty correction amount is small, (2) a state in which the duty correction amount is appropriate, and (3) a state in which the duty correction amount is large, and control is performed so that the duty converges to state (2).

図９は、ｄｕｔｙの補正量が小さい状態を示した図である。図９に示したｄｕｔｙの補正量が小さい状態は、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）において全てのスイッチング素子がオフとなるデッドタイムと、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）において全てのスイッチング素子がオフとなるデッドタイムとが、重なる期間がある状態である。そして、このように２相（Ｕ相とＶ相）のデッドタイムが重なる期間では、充電器電流が大きく減少する。 Figure 9 shows a state where the duty correction amount is small. The state where the duty correction amount shown in Figure 9 is small is a state where there is a period where the dead time when all switching elements are off in the charger P terminal connection phase (U phase) and the dead time when all switching elements are off in the charger N terminal connection phase (V phase) overlap. In this manner, during the period where the dead times of two phases (U phase and V phase) overlap, the charger current is greatly reduced.

ここで、ｄｕｔｙの補正量が小さい場合には、２相（Ｕ相とＶ相）のデッドタイムが重なることにより、充電器電流が急激に減少する。そのため、２相（Ｕ相とＶ相）のデッドタイムが重なった直後は、電圧ＶＣ１または電圧ＶＣ２の増加が小さくなるため、電圧ＶＣ１または電圧ＶＣ２の波形は必ず下に弧を描いて増加する波形となる。そして、ｄｕｔｙの補正量が小さい場合における、例えば、電圧ＶＣ２_Ｔのサンプリング時から電圧ＶＣ２_ｐｅａｋのサンプリング時までの電圧ＶＣ２の増加量ΔＶＣ２は、ΔＶＣ２＝ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔとなる。なお、ｄｕｔｙの補正量が小さい場合における電圧ＶＣ１の増加量ΔＶＣ１についても同様であり、「ＶＣ２」を「ＶＣ１」に読み替えればよい。 Here, when the duty correction amount is small, the dead times of two phases (U phase and V phase) overlap, causing a sudden decrease in the charger current. Therefore, immediately after the dead times of two phases (U phase and V phase) overlap, the increase in voltage VC1 or voltage VC2 becomes small, so the waveform of voltage VC1 or voltage VC2 always becomes a waveform that increases by drawing a downward arc. When the duty correction amount is small, for example, the increase amount ΔVC2 of voltage VC2 from the time when voltage VC2 _T is sampled to the time when voltage VC2 _peak is sampled is ΔVC2=VC2 _peak -VC2 _T. The same applies to the increase amount ΔVC1 of voltage VC1 when the duty correction amount is small, and it is sufficient to read "VC2" as "VC1".

ｄｕｔｙ補正部６３は、ｄｕｔｙの補正量が小さい場合、２相（Ｕ相とＶ相）のデッドタイムが重なる期間を小さくするために、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）のスイッチング素子ＳＵ２のオンタイミングが早くなるように、且つ、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）のスイッチング素子ＳＵ２のオフタイミングが遅くなるように、ｄｕｔｙを補正する。 When the duty correction amount is small, the duty correction unit 63 corrects the duty so that the on-timing of the switching element SU2 of the charger P terminal connection phase (U phase) is advanced and the off-timing of the switching element SU2 of the charger N terminal connection phase (V phase) is delayed in order to reduce the period during which the dead times of the two phases (U phase and V phase) overlap.

図１０は、ｄｕｔｙの補正量が適切な状態を示した図である。図１０に示したｄｕｔｙの補正量が適切な状態は、ｄｕｔｙ補正によって、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）において全てのスイッチング素子がオフとなるデッドタイムと、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）において全てのスイッチング素子がオフとなるデッドタイムとが、重なる期間がない状態である。 Figure 10 shows a state where the duty correction amount is appropriate. The state where the duty correction amount shown in Figure 10 is appropriate is a state where there is no overlapping period between the dead time where all switching elements are turned off in the charger P terminal connection phase (U phase) and the dead time where all switching elements are turned off in the charger N terminal connection phase (V phase) due to duty correction.

ここで、ｄｕｔｙの補正量が適切な場合には、充電器電流がほぼ一定となるため、電圧ＶＣ１または電圧ＶＣ２の増加の波形は直線的になる。そして、ｄｕｔｙの補正量が適切な場合における、例えば、電圧ＶＣ２_Ｔのサンプリング時から電圧ＶＣ２_ｐｅａｋのサンプリング時までの電圧ＶＣ２の増加量ΔＶＣ２は、ΔＶＣ２＝（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期となる。なお、ｄｕｔｙの補正量が小さい場合における電圧ＶＣ１の増加量についても同様であり、「ＶＣ２」を「ＶＣ１」に読み替えればよい。 Here, when the duty correction amount is appropriate, the charger current is almost constant, and the waveform of the increase in voltage VC1 or voltage VC2 becomes linear. When the duty correction amount is appropriate, for example, the increase amount ΔVC2 of voltage VC2 from the time when voltage _VC2T is sampled to the time when voltage VC2 _peak is sampled is ΔVC2=(1/C2)×(I _chg /2)×duty×half carrier period. Note that the increase amount of voltage VC1 when the duty correction amount is small is similar, and "VC2" can be read as "VC1".

ｄｕｔｙ補正部６３は、ｄｕｔｙ補正によってｄｕｔｙの補正量が適切な状態でｄｕｔｙ補正を行う場合には、ｄｕｔｙ補正値として前回値を引き継いで用いる。 When the duty correction unit 63 performs duty correction when the duty correction amount is appropriate, it uses the previous value as the duty correction value.

図１１は、ｄｕｔｙの補正量が大きい状態を示した図である。図１１に示したｄｕｔｙ補正量が大きい状態は、ｄｕｔｙ補正量が適切な値よりも大きく、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）においてスイッチング素子ＳＵ２のオン期間と、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）においてスイッチング素子ＳＶ２のオン期間とが、重なる期間が存在する状態である。２相（Ｕ相とＶ相）のスイッチング素子Ｓ２（スイッチング素子ＳＵ２とスイッチング素子ＳＶ２）の同時オン期間が存在すると、ＤＣ充電器３０のＰＮ端子間で短絡が発生するため電流が大きく増加する。 Figure 11 shows a state where the duty correction amount is large. The state where the duty correction amount shown in Figure 11 is large is a state where the duty correction amount is larger than the appropriate value, and there is a period where the on-period of switching element SU2 in the charger P terminal connection phase (U phase) overlaps with the on-period of switching element SV2 in the charger N terminal connection phase (V phase). If there is a period where switching elements S2 (switching elements SU2 and SV2) of two phases (U phase and V phase) are simultaneously on, a short circuit occurs between the PN terminals of the DC charger 30, causing a large increase in current.

そのため、ｄｕｔｙ補正部６３は、ｄｕｔｙの補正量が大きい場合、図１０に示したｄｕｔｙの補正量が適切な状態に近づけるため、充電器Ｐ端子接続相のスイッチング素子ＳＵ２のオンタイミングを遅くするように、且つ、充電器Ｎ端子接続相のＳＶ２のオフタイミングを早めるように、ｄｕｔｙの補正量を修正する。 Therefore, when the duty correction amount is large, the duty correction unit 63 modifies the duty correction amount so as to delay the on-timing of the switching element SU2 of the charger P terminal connection phase and to advance the off-timing of the switching element SV2 of the charger N terminal connection phase in order to bring the duty correction amount shown in FIG. 10 closer to the appropriate state.

図１２は、実施形態においてＥＣＵ６０が実施するｄｕｔｙ補正の制御の一例を示したフローチャートである。 Figure 12 is a flowchart showing an example of the duty correction control performed by the ECU 60 in this embodiment.

まず、ＥＣＵ６０は、ステップＳ１において、制御周期タイミングで電圧ＶＣ１，ＶＣ２のサンプリングを行う。なお、制御周期タイミングとは、本制御を行うＥＣＵ６０の制御周期のことであり、設計した時間毎に再計算を行う。また、制御周期タイミングでサンプリングした電圧ＶＣ１，ＶＣ２の値を電圧ＶＣ１Ｔ，ＶＣ２Ｔとする。次に、ＥＣＵ６０は、ステップＳ２において、充電器電流Ｉ_ｃｈｇのピークタイミングで電圧ＶＣ１，ＶＣ２のサンプリングを行う。なお、この際、サンプリングした電圧ＶＣ１，ＶＣ２の値を電圧ＶＣ１_ｐｅａｋ，ＶＣ２_ｐｅａｋとする。 First, in step S1, the ECU 60 samples the voltages VC1 and VC2 at the control cycle timing. The control cycle timing refers to the control cycle of the ECU 60 that performs this control, and recalculation is performed at each designed time. The values of the voltages VC1 and VC2 sampled at the control cycle timing are designated as voltages VC1T and VC2T. Next, in step S2, the ECU 60 samples the voltages VC1 and VC2 at the peak timing of the charger current _Ichg . The sampled values of the voltages VC1 and VC2 are designated as voltages _VC1peak and _VC2peak .

次に、ＥＣＵ６０は、ステップＳ３において、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＞０の関係を満たすか否かを判断する。ここで、電圧ＶＣ１は増加と減少とを交互に繰り返しており、電圧ＶＣ１_ｐｅａｋは充電器電流Ｉ_ｃｈｇが最大値となる時の電圧ＶＣ１になる。そして、充電器電流Ｉ_ｃｈｇが最大値の時に電圧ＶＣ１は最大値または最小値となる。そのため、本制御では、電圧ＶＣ１_ｐｅａｋと、制御周期タイミングでサンプリングした電圧ＶＣ１_Ｔとを比較することで、電圧ＶＣ１が増加中であるか減少中であるかを把握し、それぞれに応じた処理を実施できるようにしている。なお、このことは、電圧ＶＣ２_Ｔと電圧ＶＣ２_ｐｅａｋについても同様である。 Next, in step S3, the ECU 60 judges whether the relationship VC1 _peak -VC1 _T > 0 is satisfied. Here, the voltage VC1 alternately increases and decreases, and the voltage VC1 _peak is the voltage VC1 when the charger current I _chg is at its maximum value. When the charger current I _chg is at its maximum value, the voltage VC1 is at its maximum or minimum value. Therefore, in this control, the voltage VC1 _peak is compared with the voltage VC1 _T sampled at the control cycle timing, so that it is possible to grasp whether the voltage VC1 is increasing or decreasing, and to carry out processing according to the respective cases. The same applies to the voltages VC2 _T and VC2 _peak .

ＥＣＵ６０は、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＞０の関係を満たすと判断した場合（ステップＳ３にてＹｅｓ）、ステップＳ４において、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＞（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすか否かを判断する。なお、Ｃ１は、コンデンサＣ１の静電容量である。 When it is determined that the relationship _VC1peak - _VC1T >0 is satisfied (Yes in step S3), the ECU 60 determines in step S4 whether the relationship _VC1peak - _VC1T >(1/C1)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier period is satisfied, where C1 is the capacitance of the capacitor C1.

ここで、「ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ」はｄｕｔｙの補正量が小さい状態での電圧ＶＣ１の増加量を表しており、「（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期」はｄｕｔｙの補正量が適切な状態での電圧ＶＣ１の増加量を表している。そして、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＞（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすことによって、ｄｕｔｙの補正量が小さい状態が確定され、ｄｕｔｙの補正量を増やすように処理を行なえばよいことが判断できる。 Here, " _VC1peak - _VC1T " represents the increase in voltage VC1 when the duty correction amount is small, and "(1/C1) x ( _Ichg /2) x duty x half carrier cycle" represents the increase in voltage VC1 when the duty correction amount is appropriate. By satisfying the relationship _VC1peak - _VC1T >(1/C1) x ( _Ichg /2) x duty x half carrier cycle, the state in which the duty correction amount is small is confirmed, and it can be determined that processing should be performed to increase the duty correction amount.

ＥＣＵ６０は、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＞（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすと判断した場合（ステップＳ４にてＹｅｓ）、ステップＳ５において、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）のスイッチング素子ＳＵ２のオンタイミングを早め、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）のスイッチング素子ＳＶ２のオンタイミングを遅くするように、ｄｕｔｙを補正する。その後、ＥＣＵ６０は、ステップＳ１４の処理に移行する。 When the ECU 60 determines that the relationship VC1 _peak - VC1 _T > (1/C1) x (I _chg /2) x duty x half carrier cycle is satisfied (Yes in step S4), in step S5, the ECU 60 corrects the duty so as to advance the on-timing of the switching element SU2 of the charger P terminal connection phase (U phase) and delay the on-timing of the switching element SV2 of the charger N terminal connection phase (V phase).Then, the ECU 60 proceeds to the process of step S14.

また、ステップＳ４において、ＥＣＵ６０は、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＞（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たさないと判断した場合（ステップＳ４にてＮｏ）、ステップＳ６において、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＜（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすか否かを判断する。ＥＣＵ６０は、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＜（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすと判断した場合（ステップＳ６にてＹｅｓ）、ステップＳ７において、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）のスイッチング素子ＳＵ２のオンタイミングを遅く、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）のスイッチング素子ＳＶ２のオフタイミングを早くするように、ｄｕｔｙを補正する。その後、ＥＣＵ６０は、ステップＳ１４の処理に移行する。一方、ＥＣＵ６０は、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＜（１／Ｃ１）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たさないと判断した場合（ステップＳ６にてＮｏ）、ｄｕｔｙ補正値を前回値保持とする。その後、ＥＣＵ６０は、ステップＳ１４の処理に移行する。 Furthermore, in step S4, if the ECU 60 determines that the relationship _VC1peak - _VC1T >(1/C1)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is not satisfied (No in step S4), then in step S6, it determines whether or not the relationship _VC1peak - _VC1T <(1/C1)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is satisfied. If the ECU 60 determines that the relationship _VC1peak - _VC1T <(1/C1)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is satisfied (Yes in step S6), then in step S7, it corrects the duty so as to delay the on-timing of the switching element SU2 of the charger P terminal connection phase (U phase) and to advance the off-timing of the switching element SV2 of the charger N terminal connection phase (V phase). Then, the ECU 60 proceeds to the process of step S14. On the other hand, if the ECU 60 determines that the relationship _VC1peak - _VC1T < (1/C1) x ( _Ichg /2) x duty x half carrier cycle is not satisfied (No in step S6), the ECU 60 holds the previous value as the duty correction value. Then, the ECU 60 proceeds to the process of step S14.

また、ステップＳ３において、ＥＣＵ６０は、ＶＣ１_ｐｅａｋ－ＶＣ１_Ｔ＞０の関係を満たさないと判断した場合（ステップＳ３にてＮｏ）、ステップＳ９において、ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ＞（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすか否かを判断する。なお、Ｃ２は、コンデンサＣ２の静電容量である。 Furthermore, in step S3, if the ECU 60 determines that the relationship _VC1peak- _VC1T >0 is not satisfied (No in step S3), then in step S9, it determines whether the relationship _VC2peak - _VC2T >(1/C2)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is satisfied, where C2 is the capacitance of the capacitor C2.

ここで、「ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ」はｄｕｔｙの補正量が小さい状態での電圧ＶＣ２の増加量を表しており、「（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期」はｄｕｔｙの補正量が適切な状態での電圧ＶＣ２の増加量を表している。そして、ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ＞（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすことによって、ｄｕｔｙの補正量が小さい状態が確定され、ｄｕｔｙの補正量を増やすように処理を行なえばよいことが判断できる。 Here, " _VC2peak - _VC2T " represents the increase in voltage VC2 when the duty correction amount is small, and "(1/C2) x ( _Ichg /2) x duty x half carrier cycle" represents the increase in voltage VC2 when the duty correction amount is appropriate. By satisfying the relationship _VC2peak - _VC2T >(1/C2) x ( _Ichg /2) x duty x half carrier cycle, the state in which the duty correction amount is small is confirmed, and it can be determined that processing should be performed to increase the duty correction amount.

ＥＣＵ６０は、ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ＞（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすと判断した場合（ステップＳ９にてＹｅｓ）、ステップＳ１０において、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）のスイッチング素子ＳＵ２のオンタイミングを早め、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）のスイッチング素子ＳＶ２のオフタイミングを遅くするように、ｄｕｔｙを補正する。その後、ＥＣＵ６０は、ステップＳ１４の処理に移行する。 When the ECU 60 determines that the relationship _VC2peak - _VC2T >(1/C2)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is satisfied (Yes in step S9), the ECU 60 corrects the duty in step S10 to advance the ON timing of the switching element SU2 of the charger P terminal connection phase (U phase) and delay the OFF timing of the switching element SV2 of the charger N terminal connection phase (V phase).Then, the ECU 60 proceeds to the process of step S14.

また、ステップＳ９において、ＥＣＵ６０は、ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ＞（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たさないと判断した場合（ステップＳ９にてＮｏ）、ステップＳ１１において、ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ＜（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすか否かを判断する。ＥＣＵ６０は、ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ＜（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たすと判断した場合（ステップＳ１１にてＹｅｓ）、ステップＳ１２において、充電器Ｐ端子接続相（Ｕ相）のスイッチング素子ＳＵ２のオンタイミングを遅く、充電器Ｎ端子接続相（Ｖ相）のスイッチング素子ＳＶ２のオフタイミングを早くするように、ｄｕｔｙを補正する。その後、ＥＣＵ６０は、ステップＳ１４の処理に移行する。一方、ＥＣＵ６０は、ＶＣ２_ｐｅａｋ－ＶＣ２_Ｔ＜（１／Ｃ２）×（Ｉ_ｃｈｇ／２）×ｄｕｔｙ×キャリア半周期の関係を満たさないと判断した場合（ステップＳ１１にてＮｏ）、ｄｕｔｙ補正値を前回値保持とする。その後、ＥＣＵ６０は、ステップＳ１４の処理に移行する。 Furthermore, in step S9, if the ECU 60 determines that the relationship _VC2peak - _VC2T >(1/C2)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is not satisfied (No in step S9), then in step S11 it determines whether the relationship _VC2peak - _VC2T <(1/C2)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is satisfied. If the ECU 60 determines that the relationship _VC2peak - _VC2T <(1/C2)x( _Ichg /2)xdutyxhalf carrier cycle is satisfied (Yes in step S11), then in step S12 it corrects the duty so as to delay the on-timing of the switching element SU2 of the charger P terminal connection phase (U phase) and to advance the off-timing of the switching element SV2 of the charger N terminal connection phase (V phase). Then, the ECU 60 proceeds to the process of step S14. On the other hand, if the ECU 60 determines that the relationship _VC2peak - _VC2T < (1/C2) x ( _Ichg /2) x duty x half carrier cycle is not satisfied (No in step S11), the ECU 60 holds the previous value as the duty correction value. Then, the ECU 60 proceeds to the process of step S14.

ＥＣＵ６０は、ステップＳ１４において、充電終了であるか否かを判断する。ＥＣＵ６０は、充電終了ではないと判断した場合（ステップＳ１４にてＮｏ）、ステップＳ１に移行して、一連の制御を繰り返し行う。一方、ＥＣＵ６０は、充電終了であると判断した場合（ステップＳ１４にてＹｅｓ）、一連の制御を終了する。 In step S14, the ECU 60 determines whether charging has ended. If the ECU 60 determines that charging has not ended (No in step S14), it proceeds to step S1 and repeats the series of controls. On the other hand, if the ECU 60 determines that charging has ended (Yes in step S14), it ends the series of controls.

以上のように、実施形態に係る電源装置１０においては、ＥＣＵ６０（ｄｕｔｙ補正部６３）が、図１２に示したようなｄｕｔｙ補正を行うことによって、昇圧モード時に電力変換器１８の各スイッチング素子のオンとオフとの切り替えタイミングのずれによって、電力変換器１８の各スイッチング素子の全オフ状態または全オン状態が生じて電流が脈動することを抑制することができる。 As described above, in the power supply device 10 according to the embodiment, the ECU 60 (duty correction unit 63) performs duty correction as shown in FIG. 12, thereby suppressing current pulsation that would occur when each switching element of the power converter 18 is in the all-off or all-on state due to a mismatch in the timing of switching on and off each switching element of the power converter 18 during boost mode.

１０電源装置
１２バッテリ
１６コンデンサ部
１８電力変換器
２０モータジェネレータ
２２正母線
２４負母線
３０ＤＣ充電器
３２ＮＮ端子
３２ＰＰ端子
４０充電リレー装置
４２Ｎ，４２Ｐ充電リレー
４４Ｐリアクトル
５０充電器接続部
６０ＥＣＵ
６２充電制御部
６３ｄｕｔｙ補正部
６４ゲート信号生成部
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
Ｄ１第１ダイオード
Ｄ２第２ダイオード
ＳＵ１，ＳＶ１，ＳＷ１スイッチング素子
ＳＵ２，ＳＶ２，ＳＷ２スイッチング素子
ＳＵ３，ＳＶ３，ＳＷ３スイッチング素子
ＳＵ４，ＳＶ４，ＳＷ４スイッチング素子 REFERENCE SIGNS LIST 10 Power supply device 12 Battery 16 Capacitor section 18 Power converter 20 Motor generator 22 Positive bus 24 Negative bus 30 DC charger 32N N terminal 32P P terminal 40 Charging relay device 42N, 42P Charging relay 44P Reactor 50 Charger connection section 60 ECU
62 Charging control unit 63 Duty correction unit 64 Gate signal generation unit C1, C2 Capacitor D1 First diode D2 Second diode SU1, SV1, SW1 Switching elements SU2, SV2, SW2 Switching elements SU3, SV3, SW3 Switching elements SU4, SV4, SW4 Switching elements

Claims

A storage battery,
a capacitor unit in which a first capacitor and a second capacitor are connected in series between a positive terminal and a negative terminal of the storage battery;
a power converter including a three-level inverter having a first switching element, a second switching element, a third switching element, and a fourth switching element, the three-level inverter being capable of selectively outputting a voltage of one of three different voltage values to a motor generator by turning on and off the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element, respectively, and the three-level inverter being connected in parallel with the storage battery for three phases, i.e., a U-phase, a V-phase, and a W-phase;
A control device that controls switching on and off of each switching element of the power converter;
A power supply device comprising:
a first connection terminal electrically connected to a P terminal of a DC charger between the second switching element and the third switching element in any one of the U phase, the V phase, and the W phase;
a second connection terminal electrically connected to an N terminal of the DC charger between the second switching element and the third switching element in the other phase among the U phase, the V phase, and the W phase;
a first diode, the cathode side of which is electrically connected to the positive terminal, and the anode side of which is electrically connected to the cathode side of a diode included in each of the second switching element and the third switching element in any one of the phases via the first connection terminal;
a second diode, the anode side of which is electrically connected to the negative terminal, and the cathode side of which is electrically connected to the cathode side of a diode included in each of the second switching element and the third switching element in the other one phase via the second connection terminal;
A power supply device comprising:

The power supply device according to claim 1, characterized in that when the control device controls the on/off switching of each switching element of the power converter so that the first capacitor and the second capacitor are alternately charged with power from a charger, the control device corrects the switching timing of each switching element based on voltage changes of the first capacitor and the second capacitor.