JP7563982B2 - 多相アクチュエータの制御方法および流体制御弁 - Google Patents

Description

本発明は、マイクロコントローラによってステップバイステップモードで制御される多相ブラシレスアクチュエータの分野に関する。本発明は、回転式アクチュエータおよび直進式アクチュエータの両方に関する。

非制限的な、本発明は流体制御のためのアクチュエータの分野に関し、この流体は冷媒であってもなくてもよい。

このようなアクチュエータは一般に、永久磁石を備えた回転子を備え、この回転子は、パワーエレクトロニクスによって制御される一組のコイルによって生成される磁場によって移動される。各コイルに電力が供給されるか否かは、固定子に対する回転子の相対位置を規定する。

フルステップステッパモータは離散位置（discrete positions）が限られているが（通常、固定子に磁極がある位置と同数）、比例制御されたステッパモータは精度を上げることができる。したがって、「マイクロステップ」という用語はモータが２つのステップの間に複数の平衡位置を有するので使用される。本特許では、「ステップ」という用語が交換可能に、フルステップまたは「マイクロステップ」を示す。

米国特許ＵＳ２０１３０４３８２２は従来技術において公知であり、ステップオフセット検出およびモータステップリカバリーのために、モータシャフトの１ターンあたり２００ステップの分解能容量を有する位置フィードバック装置を用いてステッパモータを制御するための解決策を記載している。位置偏差は対応する指令位置から復帰位置を差し引いて、周期的かつ繰り返し計算される。これは、モータの負荷角度および動作状態を暗に求めるためである。負荷角度は起磁力の最大と回転子の直接軸（通称「ｄ軸」）との間の角度、すなわち、モータの巻かれた固定子によって作られる磁場ベクトルと回転子の磁場ベクトルとの間の角度差として定義される。

負荷角度が設定された許容値の範囲内であれば、プログラムされた軌跡に沿ったステッパモータの正常な動作を調整せずに維持する。しかしながら、この範囲の限界を超える負荷角度はミスステップが発生したことを示し、システムコントローラは同期を再確立するために、失われたモータステップを回復する動作を開始する。

特許出願ＵＳ２００８１００２４９には、次のステップを含む、ステッパモータの回転を制御する別例が記載されている：
・ステッパモータ内の回転子に対する固定子場の回転位置を、前記モータの回転中に連続的に決定するステップ；および
・第１の所定量が非常に大きくなり、前記回転子が前記固定子場から遅れた場合に、前記モータの最適性能のために、前記固定子場の回転を遅らせるステップ。

特許ＵＳ５０２９２６４には、キャリッジを移動させるためのステッピングモータの適用が記載されている；
・前記ステッパモータの回転子の角度位置を検出する検出手段であり、前記検出手段は、前記回転子の所定の回転角毎にパルス信号を生成する検出手段；
・前記検出手段からのパルス信号をカウントする制御手段であり、前記制御手段は、前記制御手段によってカウントされたパルス信号に従って前記キャリッジの位置を検出し、前記キャリッジを始動および停止させるための制御信号を送出し、初期化信号を送出する制御手段；
・前記検出手段からのパルス信号をカウントし、前記電流変化手段によってカウントされた前記パルス信号に応じて前記ステッパモータのコイルに供給される励磁電流を変化させて閉ループ制御を行う電流スイッチング手段であり、前記電流スイッチング手段は、前記制御手段からの初期化信号に応じて前記ステッパモータのステッパモータ駆動も行い、前記電流変化手段が前記回転子を安定位置にして前記カウント値を基準値に戻し、前記制御手段からの前記始動制御信号に応じて前記励磁電流変化制御を開始し、前記制御手段からの前記停止指令に応じて前記励磁電流変化制御を停止する電流スイッチング手段。

ＪＰ２００７２５９５６８は、外部駆動パルスが印加され、ベースステップ角が分割されるときはいつでもモータ巻線に正弦波電流が流れるマイクロステップ機能を有するステッパ－モータ駆動装置を開示している。前記駆動装置は、回転子の回転角度を検出するための角度検出器と、外部制御パルス及び回転子の回転角度から励磁角度を計算するモーションコントローラと、ステッパモータを駆動するためのインバータと、前記ステッパモータの電流を制御するための電流コントローラと、モータ電流を検出するための電流検出器と、電流振幅コマンドを生成するための電流指令発生器とを備える。前記駆動装置は、モータ停止時に電流指令発生器により異なる２つの電流指令が生成された場合に得られる角度検出器の出力の変化に関する情報を用いて、角度指令を補正するように構成されている。

従来技術の解決策は特定の状況、特にアクチュエータが停止位置に達し、その位置を超えた位置を制御するために必要な電気エネルギーのレベルが非常に大きくなった場合に、比較的高い電流消費をもたらす。

従来技術の解決策は、固定子部分に供給される電流を回転子に印加される瞬間負荷の関数として最小限に抑えるように、前記電流を動的かつ連続的に調整しない。負荷に応じたこの非調整は、固定子コイルのジュール効果によるより大きなエネルギー消費及び自己発熱を意味し、前記モータの性能を低下する。

特許ＵＳ８８１０１８７Ｂ２は制御ステップが忠実なことを確認するために、回転子の動きを周期的に監視することを提案しているが、しかし、負荷角度の継続的な監視を提供していない。さらに、各ステップで注入される電流の振幅を動的に修正しない。

特許ＵＳ２００８１００２４９は、電流ではなく、移動速度を補正する。

特許ＵＳ５０２９２６４は、数多くの計算を必要とし、設定点オーバーランを生成することができるＰＩＤコントローラを必要とするステッピングモータのＢＬＤＣ制御に関する。

特許ＪＰ２００７２５９５６８は、ステップ制御位相を修正するために回転子の位置を測定することを提案しているが、しかし、電流の振幅を修正することを提案していない。

本発明に係る多相アクチュエータの制御方法は、ｎを位相のランク（例えば、三相モータは３相ランクを有し）、ｉはアクチュエータの回転子の目標位置ＰＣ_ｉを決定するステップのランク（例えば、電気周期当たりの４８ステップ制御は４８ランクを有し）とすると、正弦波電圧包絡線を画定するために、一定の持続時間および振幅Ａ_ｎ，ｉを有する周期的な一連のステップＰ_ｉを有する周期的に変化する電圧を各位相に供給することを含む多相アクチュエータの制御方法であって、前記アクチュエータは、可動部材と、電気コイルを備えた固定子と、前記固定子に対する前記可動部材の機械的位置を検出するセンサとをさらに備え、ならびにマイクロコントローラーを備え：
前記マイクロコントローラは、時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}において、前記機械的部材の機械的位置を決定し；
前記マイクロコントローラは、前記時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}のそれぞれにおいて、前記機械的位置と前記ステップＰ_ｉに対応する目標位置ＰＣ_ｉとの差分を算出し、前記マイクロコントローラは、前記差分の関数として係数ｋを算出し；
前記マイクロコントローラは、前記位相に重み付けされた振幅電圧Ａ_ｎ，ｉ＊ｋ（Ａ_ｎ，ｉにｋを掛けたもの）を供給するために、前記位相に印加される電源の振幅を係数ｋによって重量する。

本発明では、モータの各位相にパルス幅変調（ＰＷＭ）に応じた電圧が供給されるものと考えられる。問題の係数ｋは、デューティサイクル、従って各位相に印加される電圧の平均レベルを修正する係数である。

従来技術と比較してここに提示された解決手段の利点は、制御のダイナミックレンジ、各時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}で移動部材の実際の位置に調整すること、およびゼロまたは低減された速度でさえ動作するその能力であり、この原理はこの速度とは無関係である。

好ましい実施形態によれば、本方法は１回のステップＰｉに対して、前記機械的部材の機械的位置の取得時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}少なくとも１回含み、より好ましくは少なくとも４回含む。

前記係数ｋは、前記機械的位置と前記ステップＰ_ｉに対応する前記目標位置ＰＣ_ｉとの間の差分に比例することができるが、任意の他の数学的関数を使用することができる。

本発明は好ましくは、アクチュエータの回転子である可動部材に使用されて、機械的クリアランスによって誘発されるエラーによって妨害されることを回避するが、前記可動部材は運動変換部材を介して回転子によって動かされることもできる。

一実施形態では、前記回転子が複数のターンを通じて移動可能である。運動は螺旋状であり、初期位置に対するターンのランクは、二次元磁気センサによって送出される信号の平均によって決定される。この場合、ターンのランクは、以前に記録された値と比較される。

別の実施形態で本該方法は、機械的停止まで前記可動部材の動きを制御することと、前記係数ｋが閾値ｋ_{ｓｅｕｉｌ}に到達することによるロッキングを検出することと、到達された前記閾値に対応する前記ステップＰ_ｉが前記可動部材の基準Ｐ_０としてメモリーに記録することと、を含む校正工程を含む。

別の実施形態で本方法は、前記可動部材を非作動位置に保持する保持工程であって、前記係数ｋを周期的に測定することと、前記係数ｋが閾値を超える場合に前記位相の供給電圧の振幅を制御することとを含む保持工程を含む。

有利には、電気位相制御は、回転子の測定位置を所望の機械的位置に近づけるように修正される。

記載される本発明は、流体制御弁を制御するために特に有利である。

本発明は添付の図面を参照して、本発明の非限定的な例の以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解されるのであろう：
本制御方法に使用可能な一例として与えられる制御弁バルブの等角図である； 図１に示す制御弁の横断面図である； 図１に示す制御弁の縦断面図であり、拡大分離図である； 本制御方法によって制御される電気モータの回転子に使用されるセンサ磁石磁化の変形例の例を示す； 本制御方法によって制御される電気モータの回転子に使用されるセンサ磁石磁化の変形例の例を示す； 本制御方法によって制御される電気モータの回転子に使用されるセンサ磁石磁化の変形例の例を示す； 本制御方法を使用可能な別例に係る制御弁の部分縦断面図である； 本制御方法を使用可能なモータに属する固定子の分離図である； 本制御方法を使用可能な用いることができる被制御モータの負荷角度の模式図である； 本制御方法の典型的な動作アルゴリズムを示す図である； 図４ａ～４ｃのセンサ磁石のうちの１つに関連する感磁プローブによって検出される磁気誘導のグラフを示す図である； 本発明に係るアクチュエータの回転子の複数ターンにわたって実施される方法を示す図である； グラフを用いて示される本発明の方法の動作を示す図である； 図１１の拡大図である； グラフを用いて示される停止検出方法を示す図である； モータの各位相に印加される異なる電圧値を示す図である； 回転子に印加されるわる負荷の関数としての値ｋの動的修正を示す図である。

図１は、熱伝導流体のための流路を作るように電気作動アセンブリと機械アセンブリを組み合わせた、本発明に係る弁の第１の実施形態の等角図である。

このような弁は特に、電気モータを用いて針（図１に見えない）を移動軸（３）に沿って平行移動する電動アクチュエータ（１）で構成される。アクチュエータ（１）は、熱伝導流体の通過チャネル（２０）を含む弁本体（２）に固定され、熱伝導流体の流量は前記針によって制御される。電動アクチュエータ（１）は上部に蓋（１９）を有し、スクリューやボルトなどの軸方向固定手段（４）によって弁本体（２）に固定されている。

図２は、本発明で使用可能な半径方向磁束電動アクチュエータを見えるように蓋を外した第１実施形態の上面図である。運動変換に関してトルクを発生する任意の他の電動アクチュエータ、例えば、運動軸に沿った磁束を使用する電動アクチュエータを使用することができる。このアクチュエータ（１）は、歯を形成するシートの積層体で形成された固定子（６）を有し、歯の一部の上には電気コイル（２５）が、この場合３つのコイルが互いから１２０°で、配置されている。この固定子（６）は、コネクタ（５）を備えることができるハウジング（９）内に収容されている。蓋（１９）のないこの図では、密封カップ（１６）の存在も見ることができ、その内部には移動させる針と同様にアクチュエータ（１）の回転子が配置されており、これらの要素は熱伝導流体に浸漬されている。固定子（６）は熱伝導流体から隔離されるように、このカップの外側に配置されている。

図３は、この第１実施形態によるバルブの縦断面図である。アクチュエータ（１）は、固定要素（４）を用いてバルブ本体（２）にネジ止めされる。バルブ本体（２）には、熱伝導流体の流入用と流出用とのチャネル（２０）がある。流体の通路は、針（１１）の端部が針座（１７）に近づいたり遠ざかったりするように、軸（３）に沿って電動アクチュエータ（１）によって制御される針（１１）の端部を位置決めすることによって制御される。回転子（１２）はここでも、この特定の実施形態ではヨークおよび永久磁石（１３）の支持体を形成するナットパーツ（１４）から構成され、回転子は連結部、このケースでは剛性連結部を用いて針（１１）を動かすが、連結部は接触面（interface）（図示せず）でばねを介して間接的であってもよい。回転子（１２）の動きおよびそれに従う針（１１）の動きは螺旋状動線に従う。回転子（１２）および固定子（６）によって形成される電気機械の動きである回転運動と、平行移動とのこのような組み合わせは、スクリュー（１５）上のナットパーツ（１４）をねじ込むために必要である。このケースでスクリュー（１５）は、弁本体（２）に固定して堅固に接続されている。この運動は螺旋状であるが、弁を制御するためには平行移動成分のみが機械的に重要であり、針は回転形状を有する。

ここに示される設計は特に軸方向にコンパクトであり、シート積層体（１０）の活性高さに完全に設けられたガイドを有し、このガイドは、この場合ナット（１４）と協働してスクリュー（１５）によって、および固定スクリューの内面と協働して針（１１）の本体によって提供される。

図３のこの設計では、針（１１）の位置センサが示されている。この磁気原理センサは、弁の上部、回転子（１２）の上方にある。磁化された磁性要素（７）はナットパーツ（１４）に、したがって回転子（１２）に、したがって針（１１）に、堅固に接続される。この磁石（７）は、回転子の回転軸に垂直な直径方向の磁化、または回転子の軸（３）に沿った双極の磁化、または軸（３）に垂直な軸の周りの回転磁化を有し、カップ（１６）の内側にも挿入される。この磁性要素は、軸（３）に垂直なプローブ（１９）の面内に磁場を発生させる。回転子（１２）が回転すると、この磁場は回転子（１２）と同期して回転することになる。回転子（１２）の螺旋運動の間、この磁性要素（７）は、従って、カップ（１６）の底部から離れるか又は近づく。カップ（１６）に面し、カップ（１６）の外側には、感磁プローブ（８）が軸（３）上に配置され、このプローブは磁場の角度を検出し、用途に応じて、磁性要素（７）によって放出される磁場の軸（３）に垂直な磁場の成分の振幅、また軸（３）に垂直な成分の平均（norm）を検出する。したがって、感磁プローブ（８）に対するこの磁性要素（７）の離間または接近によって、プローブ（８）によって検出された磁場の振幅を変調し、針（１１）の位置の画像を推定（project）することが可能になる。

プローブ（８）は、カップ（１６）の上方に位置するプリント回路（１８）によって、蓋（１９）の下方に支持されている。このプリント回路（１８）はまた、アクチュエータ（１）のコイルへの接続点、ならびに多相電気モータを制御するために必要な電子部品もを支持することができる。

軸方向磁場を発生させる磁性要素（７）は、ネオジム鉄ホウ素、フェライトまたはサマリウムコバルトを基材とする磁石の形態である。後者の材料は温度の関数としてその磁性特性の変動が小さいという利点を有し、したがって、センサ信号ドリフトを最小化し、流体と磁場測定プローブとの間の温度勾配の影響を最小化する。

温度の関数としてこのより小さな磁性変動は、軸方向位置を決定するために磁場の振幅を測定するときに有用である。この角度位置の測定は軸（３）に垂直な二つの非共線磁性成分の振幅を比較して行うが、これらの成分の振幅には依存しない。

プローブ（８）は磁場に垂直な少なくとも２つの成分を測定するプローブであり、３次元プローブであってもよい。

図４（ａ）は測定用プローブに必要な磁場を発生し、直径方向に磁化されている磁化された磁性要素（３）を示している。したがって、ベクトルは、回転子（３）の回転軸に垂直な面内に位置するようになっている。

図４ｂは測定プローブに必要な磁界を生成し、双極方式で磁化されている磁化された磁性要素（７）を示し、前記磁性要素の２つの部分は、回転子（３）の回転軸に平行な反対方向の２つのベクトルに従って磁化されている。

図４ｃは測定プローブに必要な磁界を生成し、回転磁化に従って磁化されている磁化された磁気素子（７）を示し、前記磁性要素内部の磁化の方位は、回転子の回転軸（３）に垂直な軸（２２）の周りを回転する。

図５は、ラジアルフロー（radial flow）型電気モータをクローポール（claw-pole）型モータに置き換えた図１、図２および図３の構成の代替例を示す。このクローポール型モータは、当該電気モータの位相を構成するように、コイル（２５）に関連付けられた切断され折り畳まれたシート（２４）のセットを含む。ＰＣＢ （１８）にはんだ付けされたプローブ（８）は、軸（３）の近くに配置されたままである。

図６は、電流が固定子コイル（２５）を通過するときに発生する攪乱磁場から磁気測定プローブを保護するための解決策を示す。これらのコイルによって生成される磁束に好ましい磁路を提供するために、シート（２６）の追加の積層体が前記コイルを取り囲んでいる。

図７ａ、７ｂ、７ｃ及び７ｄは、固定子ベクトル（４０）及び回転子ベクトル（４１）の模式図である。この図において、ベクトルｕ、ｖ、ｗは、別個に取られるモータの各位相によって作られるトルクの方位である。これを「フレネル図（Fresnel diagram）」と呼ぶ。

固定子ベクトル（４０）は、軸（３）に垂直な面内の固定子コイルの端末装置における電気的マイクロステップ制御信号の和である。

回転子ベクトル（４１）はプローブ（８）によって送信される信号を分析することによって決定され、この分析は位置センサからの位置信号、極対の数の知識および基準位置からフレネル図に翻訳される。

負荷角度は、固定子磁場ベクトル（４０）と回転子磁場ベクトル（４１）との間の角度に対応する。固定子での電力供給によって結果的に生成される回転子でのトルクは、この角度が０°に等しいときのゼロトルク（５０）から、ベクトルが９０°にあるときの最大トルクまで変化する。トルクは負荷角度の正弦波と電源電流とに正比例する。

回転子に何ら負荷がない運動の仮定の下で、負荷角度は０°に等しく、固定子ベクトルと回転子ベクトルは共線的である。回転子の実際の角度位置は、制御位置に一致する。

例えばブレーキトルク、又は負荷若しくは駆動トルクの手段によって回転子に力を加えると、負荷角度（４２）は増加し、もはや０°に等しくなくなる。これは、同じ電源電流で発生するトルクが増加している図７ａ、７ｂ、７ｃおよび７ｄの４つの図に示されている。この負荷角度が９０°を超えると、発揮されるトルクが減少し、回転子失速として知られる、回転子と固定子磁場との間の同期の損失を引き起こすことがある。

この負荷角度を用いてモータを制御するプロセスを図８に示す。このオフセットは周期的に、マイクロステップ当たり少なくとも１回以上決定される。負荷角度（４２）が一定である場合、コンピュータは係数ｋの値を一定に保つ。コンピュータは制御電圧を（異なるデューティサイクルを介して）修正するために、係数ｋの値を、したがって位相に注入される電流の振幅を、負荷角度（４２）が増加する場合に大きくし、負荷角度が減少する場合に小さくする好ましくは、負荷角度がゼロのときに係数ｋはゼロであり、負荷角度が９０°のときに係数ｋは最大である。

係数ｋは負荷角度に比例する係数であってもよいが、他の全ての数学的関数（二次関数または他の関数）が考慮されてもよい。

図９は、プローブから離れた位置（４７）とプローブに近い位置（４８）との間で、回転軸（３）に垂直な平面内に位置する２つの直交ベクトルに沿った磁気センサによって測定された異なる磁場成分を示しており、この場合Ｘ成分（４５）およびＹ成分（４６）を示している。これらの位置は、この非限定的な例において、ほぼ４ターンだけ離れている。

図１０は、図９の成分から行われた計算を示す図である。これら２つの成分（４５）と（４６）の比率は、この比率の逆正接を計算することによって回転子磁場（４１）の角度を計算することを可能にする。信号（４１）は、回転子によって実行された４回転ターンに対応する４つの周期を有する。測定磁場（４９）の平均の計算は、測定プローブ（８）に対する前記磁石（７）の距離を推定することを可能にする。この距離は、この磁場モジュールを使用して直接測定されるか、または補間される。後者の場合、角度センサのために、ターン内の位置は正確に知られており、磁場の振幅の変動は、回転子が何れのターンに位置するかを決定するのに十分である。したがって、スクリューに沿った回転子の軸方向位置は、角度（４１）と振幅（４９）のこれら２つの測定値を解析することによって、非常に正確に知ることができる。

図１１は、制御信号（４０）とセンサによって測定された角度値（４１）とを比較することによって計算された電気信号の一例を示す。このグラフは、時間の関数として、マイクロステップ（左目盛）およびトルク（右目盛）で表される信号における変動を示している。

休止位置（初期時間）から始まり、一定の負荷に逆らう所与の方向への移動の間、所望の移動に対応する固定子位置（４０）におけるマイクロステップで表される変動、回転子の測定位置（４１）におけるマイクロステップで表されるの変動、および位置（４０）と位置（４１）との間の差分から生じるマイクロステップで同様に表される負荷角度（４２）は、設けられた実施例においてプロットされる。負荷角度（４２）が負荷より大きいトルクを発生するには不十分である限り、回転子での動きは観察されない。負荷角度が摩擦および負荷（５３）に依存する閾値に達するとすぐに、回転子速度は、負荷が一定のときにほぼ一定の負荷角度で、固定子磁場（４０）と同期する。運動（５４）の終了の際に、コイルへの電力供給が遮断されるか、または固定子場ベクトルが変化しないように、回転子が機械的変換の不可逆性のために、位置を維持する。負荷角度（４２）は、電源装置が停止する前の最後の値のままである。所望の位置（４０）と回転子の実際の位置（４１）との間に残留オフセット（５１）が存在し、このオフセットは負荷角度（４２）に等しいが、これは既知であり、回転子が所望の位置（５５）に達するように、この残留オフセット（５１）の値に等しい値だけ制御（４０）を修正することによって補償することができる。

図１２は、マイクロステップ（５６）における少なくとも４つの周期を有する、時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒに}おけるセンサの測定によって引き起こされる離散化の現象を示す。このグラフは、信号（４０、４１、４２）の変動を時間の関数として度数で示す。

図１３は、アクチュエータが動かされたときに機械的停止を検出するための負荷角度（４２）の使用を示している。このグラフは、信号および大きさ（４０、４２、５２）の変動を時間の関数として度数で示す。そして回転子は、最大許容電流に到達したとして、負荷角度（４２）が例えば１００°の閾値（５２）を超えると、機械的にこの停止に到達したと考えられる。したがって、機械的停止を正確に知ることが可能である。

図１４は、本発明の方法に係るモータの各位相に印加される異なる電圧値を示す図である。ステップ数は、Ｘ軸上に示されている。Ｙ軸は、電圧値を指定する。この電圧値がマイクロコントローラにプログラムされたレジスタ値として表され、機械的位置と目標位置との間偏差を一定に保つために使用される。すべてのステップＰｉは、ステップ持続時間と、ステップごとに決定されるた振幅Ａ_ｎ，ｉ＊ｋとを有する。各ステップの振幅の値は制御電圧の正弦波周期関数を形成するために異なり、その周期をここに示す。希望する高調波成分に応じて、正弦波の形状が変化する。

機械的位置と目標位置との間の偏差が一定のままである場合、電圧値は周期関数Ａ_ｎ，ｉ＊ｋ（例えば、ｋ＝０．７５）の曲線の１つに従う。機械的位置と目標位置との間の偏差が変化するとき、すなわち、増加または減少するとき、マイクロコントローラはモータの位相に印加される電圧のレベルを調整するために、レジスタのより大きいまたはより小さい値の係数ｋを算出し、適用する。この結果、測定されたオフセットに適応整するために、位相電流が大きくまたは小さくなり、従って、モータのトルクが大きくまたは小さくなる。係数ｋの値はマイクロコントローラの計算に従って１つのステップから別のステップに、例えばステップＰ５におけるｋ＝０．７５からステップＰ６におけるｋ＝０．２５に跳躍することができる。

ステップの持続時間は、電圧の周期の持続時間を周期内の総ステップ数で割ったものによって決定されることに留意することが重要である。モータの回転速度を固定した場合、各ステップの持続時間幅は一定で同一である。モータの回転速度が変化すると、マイクロコントローラによって計算されて課されるステップ持続時間幅は、モータの所望の運動速度の関数として変化する。

振幅Ａ_ｎ，ｉ＊ｋの各々の電圧値は、デューティサイクルを調整することによる変調技術―パルス幅変調（ＰＷＭ）―によって、定電圧源から得られることに留意することも重要である。ＰＷＭの分野における教示は従来技術において周知であり、本明細書では説明しない。

図１５は、本発明によって可能になる動的制御修正を示す。図示の例では、固定子位置（４０）の変動及び固定子の測定位置（４１）の変動が角度で、左側の縦座標上にプロットされ；回転子での負荷値（５３）及びｋ（５７）の値が０から１に正規化されたスケールで、右側の縦座標上にプロットされている。ステップ数は、Ｘ軸上に示されている。観測された周期パルスは、モータステップ間の定義の違いと回転子の位置の取得によるものである。

初期時点では、ｋ（５７）の値と同様に、回転子は停止し、固定子位置（４０）はゼロである。この休止位置（初期時間）から、約０．３（正規化値）の一定負荷（５３）が印加される。慣性と機械的クリアランスとにより、回転子はゼロ位置のままである。モータに指令が与えられて前進すると、固定子位置（４０）が増加する。固定子位置（４０）と回転子位置（４１）との差から生じる負荷角度が負荷よりも大きいトルクを発生させるには不十分である限り、回転子での動きは観察されない。この結果、ステップＰ０からステップＰ７までで、負荷角度が増加し、したがって、ｋ（５７）の値が増加する。

負荷角度が摩擦と負荷に依存する閾値に達すると直ちに、回転子の速度は、負荷が一定であるときにほぼ一定の負荷角度で固定子場（４０）と同期する。ｋの値は、ステップＰ７からステップＰ１６までで０．５の値（正規化された値）付近に留まる。

ステップＰ１６の後、負荷は約０．３から０．５５（正規化された値）に増加している。したがって、負荷角度は、ｋの平均値０．７に対応する新しい値に達するまで増加する。この値は、ステップＰ２７までほぼ一定のままである。

ステップＰ２７からステップＰ４０まで、負荷は約０．５５から０．１７に減少している。その結果、負荷角度が減少し、ｋが平均値０．４に減少する。

図１５は、負荷角度とｋの値との間の固有の関係によって回転子に印加される負荷の関数として、指令がｋの値（したがって、モータに流れる平均電流の値）をどのように動的に修正するかを示す。

図１５の機能例は、決して限定するものではなく、動的動作の例として与えられるにすぎない。

この一連のステップを通じて、電圧ステップの持続時間によって定義される制御の速度は常に一定であり、ｋの値のみ、したがって電圧ステップの振幅、したがってモータのコイルへの電流の振幅は、回転子への負荷の関数として変化する。

（電力消費量の最小化）
また、本発明は主請求項に係る多相アクチュエータの制御方法に関し、この方法は以下の異なる工程によって消費電流の低減を可能とする：
・負荷角度が第１の固定閾値、典型的には５°未満になるまで、本出願に記載された一般的な教示に従って負荷角度を動的に補正する工程；
・マイクロコントローラをスタンバイ状態にし、モータ位相への電力供給を停止する工程であり、マイクロコントローラはウェイクアップの命令を待ち、負荷角度の測定を継続しながら、最小のエネルギーしか消費しない工程；
・負荷角度が第２の固定閾値、典型的には８０°を超えるとすぐにマイクロコントローラをウェイクアップし、そして、第１の固定閾値値に達するまで負荷角度を減少させるためにモータの位相に電力を供給する工程。

（機械的クリアランスの動的推定）
本発明はまた、主請求項に係る多相アクチュエータを制御するための方法に関し、この方法は（アクチュエータの回転子と可動出力部材との間に挿入された機械的減速歯車の可能な存在によって）アクチュエータ内に存在する機械的クリアランスを連続的に又は所望に応じて学習することを可能にし、以下の工程を有する：
・複数のステップＰ_ｉに沿って第１の運動方向に可動部材を駆動する工程；
・運動を停止し、可動部材を第２の運動方向に駆動する工程；
・負荷角度を測定し、最大値を決定する工程；
・機械的クリアランスが負荷角度の予め測定された最大値に等しくなるように機械的クリアランスを決定する工程；
・本出願に記載された教示に従って負荷角度を補正する工程であり、前記補正は、予め決定された機械的クリアランスを考慮に入れる工程。

（予測保守）
本発明はまた、主請求項に係る多相アクチュエータを制御するための方法に関し、この方法は保守の必要性を予測することを可能にし、以下の工程を有する：
・アクチュエータが損傷または摩耗したと見なされる機械的クリアランス閾値をソフトウェアが定義する工程；
・上述のような機械的クリアランスの車両寿命中に定期的に学習する工程；
・測定された機械的クリアランスに達した場合、または定義された機械的クリアランス閾値より大きい場合、アクチュエータの外部コントロールユニットに情報を送信する工程。

（ドッキング速度の動的調整）
本発明はまた、主請求項に係る多相アクチュエータを制御するための方法に関し、この方法は機械的ストローク終了（または停止）に到達するように減速された速度曲線を生成することを可能にし、以下の工程を有する：
・ストローク内の可動部材の位置の関数としての速度曲線を定義する工程；
・上述のような機械的クリアランスの車両寿命中に定期的に学習する工程；
・アクチュエータストロークの一端で一定のドッキング速度を保証するために、可動部材の関数としての位置の速度曲線における前記機械的クリアランスを考慮に入れる工程。

Claims (14)

1. 多相アクチュエータの制御方法であって、ｎを位相のランク、ｉをアクチュエータの回転子の目標位置ＰＣ_ｉを決定するステップのランクとすると、正弦波電圧包絡線を画定するために、一定の持続時間および振幅Ａ_ｎ，ｉを有する周期的な一連のステップＰ_ｉを有する周期的に変化する電圧を各位相に供給することを含み、前記アクチュエータは、可動部材と、電気コイルを備えた固定子と、前記固定子に対する前記可動部材の機械的位置を検出するセンサと、さらにマイクロコントローラとを備え、
   前記目標位置ＰＣ_ｉは、前記固定子の磁場ベクトルによって表され、段階的に与えられ：
   ・前記マイクロコントローラは、時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}において、前記可動部材の機械的位置を決定し；
   ・前記マイクロコントローラは、前記時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}のそれぞれにおいて、前記機械的位置と前記ステップＰ_ｉに対応する目標位置ＰＣ_ｉとの差分を算出し、前記マイクロコントローラは、前記差分の関数として係数ｋを算出し；
   ・前記マイクロコントローラは、前記位相に重み付けされた振幅電圧Ａ_ｎ，ｉ＊ｋを供給するために、前記位相に印加される電源の振幅を係数ｋによって重み付けし、
   前記係数ｋが、前記可動部材に印加される負荷の関数として前記マイクロコントローラにより動的に修正されることを特徴する多相アクチュエータの制御方法。
2. １回のステップＰ_ｉに対して、前記可動部材の機械的位置の取得時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}を少なくとも１回含むことを特徴とする、請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
3. １回のステップＰ_ｉに対して、前記可動部材の機械的位置の取得時間Ｔ_{ｃａｐｔｅｕｒ}を少なくとも４回含むことを特徴とする、請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
4. 前記係数ｋは、前記機械的位置と前記ステップＰ_ｉに対応する前記目標位置ＰＣ_ｉとの差分に比例することを特徴とする請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
5. 前記可動部材が前記回転子であることを特徴とする請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
6. 前記可動部材は運動変換部材を介して前記回転子によって動かされることを特徴とする請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
7. 前記回転子は複数のターンを通じて移動可能であることを特徴とする請求項５に記載の多相アクチュエータの制御方法。
8. 前記回転子は螺旋運動で複数のターンを通じて移動可能であり、初期位置に対するターンのランクは、２次元磁気センサによって送出される信号の平均によって決定されることを特徴とする、請求項１～７の何れか１項に記載の多相アクチュエータの制御方法。
9. 前記可動部材または前記回転子の失速は、前記係数ｋが閾値ｋ_{ｓｅｕｉｌ}に達することによって決定されることを特徴とする請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
10. 前記可動部材の動きを機械的な停止まで制御することと、前記係数ｋが閾値ｋ_{ｓｅｕｉｌ}に到達することによる失速を検出することと、到達された前記閾値ｋ_{ｓｅｕｉｌ}に対応する前記ステップＰ_ｉを前記可動部材の基準Ｐ０としてメモリーに記録することと、を含む校正工程を含むことを特徴とする請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
11. 前記可動部材を非作動位置に保持する保持工程であり、前記係数ｋを周期的に測定することと、前記係数ｋが閾値を超える場合に前記位相の供給電圧の振幅を制御することとを含む保持工程を含むことを特徴とする請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
12. 前記固定子の磁場ベクトルは、前記回転子の測定位置を所望の機械的位置に近づけるように、前記固定子および前記回転子の磁場ベクトルの間の負荷角度に等しい値だけ修正されることを特徴とする請求項１に記載の多相アクチュエータの制御方法。
13. 前記ターンのランクが、以前に記録された値と比較されることを特徴とする請求項８に記載の多相アクチュエータの制御方法。
14. 請求項１～１３の何れか１項に記載の制御を用いた流体制御弁。

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