JP7597666B2

JP7597666B2 - Transmission Equipment

Info

Publication number: JP7597666B2
Application number: JP2021119535A
Authority: JP
Inventors: 伶神谷
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc; Kokusai Denki Electric Inc
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 2021-07-20
Filing date: 2021-07-20
Publication date: 2024-12-10
Anticipated expiration: 2041-07-20
Also published as: JP2023015631A

Description

本発明は、低雑音従属同期方式が用いられるＩＦ伝送方式の伝送装置に関する。 The present invention relates to a transmission device that uses an IF transmission method that uses a low-noise slave synchronization method.

地上デジタル放送のための伝送装置として、マイクロ波帯の電波を利用したＴＴＬ（ＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｔｏＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒＬｉｎｋ）装置が用いられている。ここで、ＴＴＬ装置（ＴＴＬ回線）は親局送信所（演奏所）と中継送信所（送信所）との間、あるいは異なる２つの中継送信所間の通信のために用いられることによって、中継ネットワークが構成される。 TTL (Transmitter to Transmitter Link) devices that use microwave radio waves are used as transmission devices for terrestrial digital broadcasting. Here, a relay network is formed by using TTL devices (TTL lines) for communication between a master station transmitting station (playing studio) and a relay transmitting station (transmitting station), or between two different relay transmitting stations.

この場合における伝送方式は、例えば非特許文献１、特許文献１に記載されている。ここでは、受信したマイクロ波からＴＳ多重信号を復調、再生してからＳＴＬ装置と同様に再度伝送を行うＴＳ－ＴＴＬ方式と、このような復調、再生を行わずにＯＦＤＭ（直交多重信号）信号をＩＦ（ＩｎｔｅｒｍｅｄｅａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換して伝送を行うＩＦ－ＴＴＬ方式と、がある。後者は復調、再生を行わないために装置構成が単純、小型となるため、特に中継のみのために用いられる中継送信所に適している。 The transmission methods in this case are described in, for example, Non-Patent Document 1 and Patent Document 1. Here, there are two types: the TS-TTL method, which demodulates and regenerates the TS multiplexed signal from the received microwave and then transmits it again in the same way as an STL device, and the IF-TTL method, which converts the OFDM (orthogonal multiplexed signal) signal into an IF (Intermediate Frequency) signal without performing such demodulation and regeneration, and transmits it. The latter method has a simple and compact device configuration because it does not perform demodulation or regeneration, and is therefore particularly suitable for relay transmitting stations used only for relaying.

このようなＩＦ伝送方式においては、受信側で周波数変換を行う際に用いられる受信側ローカル信号が、送信側で周波数変換のために用いられた送信側ローカル信号と同期していることが要求される。このための同期方式としては、例えば非特許文献１に記載されるように、大別すると、（１）独立同期方式、（２）従属同期方式の２種類がある。（１）独立同期方式においては、伝送された信号と独立した、同期のために使用できる共通の外部基準信号（例えばＧＮＳＳ：ＧｌｏｂａｌＮａｖｉｇａｔｉｏｎＳａｔｅｌｌｉｔｅＳｙｓｔｅｍ信号）を送信側、受信側で用いる方式である。一方、従属同期方式は、伝送信号においてＯＦＤＭ信号（本来伝送されるべきデータに対応した信号：主信号）に加えて、送信側において周波数変換を行う際に使用された送信側ローカル信号と同期したパイロット信号が重畳される。受信側では、伝送信号からこのパイロット信号を抽出し、受信側ローカル信号はこのパイロット信号と同期するように設定される。このため、（１）独立同期方式においてはＯＦＤＭ信号のみが伝送されるのに対して、従属同期方式においてはＯＦＤＭ信号にパイロット信号が多重されて伝送される。この際、パイロット信号だけでなく、サービスチャンネル（ＳＣ）信号も同時に多重される場合もある。このような方式毎の伝送信号の具体的構成については、例えば非特許文献１に記載されている。 In such an IF transmission method, it is required that the receiving side local signal used when performing frequency conversion on the receiving side is synchronized with the transmitting side local signal used for frequency conversion on the transmitting side. For this purpose, as described in, for example, Non-Patent Document 1, there are two main types of synchronization methods: (1) independent synchronization method and (2) dependent synchronization method. In the (1) independent synchronization method, a common external reference signal (e.g., GNSS: Global Navigation Satellite System signal) that can be used for synchronization and is independent of the transmitted signal is used on the transmitting side and receiving side. On the other hand, in the dependent synchronization method, in addition to the OFDM signal (signal corresponding to the data that should be transmitted: main signal), a pilot signal synchronized with the transmitting side local signal used when performing frequency conversion on the transmitting side is superimposed on the transmission signal. On the receiving side, this pilot signal is extracted from the transmission signal, and the receiving side local signal is set to synchronize with this pilot signal. For this reason, (1) in the independent synchronization method, only the OFDM signal is transmitted, whereas in the dependent synchronization method, a pilot signal is multiplexed onto the OFDM signal and transmitted. In this case, not only the pilot signal but also a service channel (SC) signal may be multiplexed at the same time. The specific configuration of the transmission signal for each of these methods is described, for example, in Non-Patent Document 1.

図７は、このような従属同期方式の伝送装置９を構成する送信機８０、受信機９０の構成を簡略化して示す図である。ここでは、上記の動作に直接関連する構成要素のみが記載されている。送信機８０においては、本来伝送すべき対象となる情報が変調されて形成されたＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ：主信号）に対して、パイロット信号発振器８１によって生成されたパイロット信号ＰＬを合成器８２で合成することによって、ＩＦ信号（ＩＦ）が生成される。これに対して、ローカル発振器（送信側ローカル発振器）８３で生成されたローカル信号（送信側ローカル信号）ＬｏＴをミキサ８４で混合することによって周波数変換が行われることによって、最終的にＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号（ＲＦ）として発せられる。 Figure 7 is a simplified diagram showing the configuration of a transmitter 80 and a receiver 90 that constitute such a slave synchronization type transmission device 9. Here, only the components directly related to the above operation are shown. In the transmitter 80, an IF signal (IF) is generated by synthesizing a pilot signal PL generated by a pilot signal oscillator 81 with an OFDM signal (OFDM: main signal) formed by modulating the information to be transmitted in a synthesizer 82. In response to this, a local signal (transmitting side local signal) LoT generated by a local oscillator (transmitting side local oscillator) 83 is mixed in a mixer 84 to perform frequency conversion, and finally an RF (Radio Frequency) signal (RF) is generated.

図８は、このＲＦ信号の周波数配列を単純化して示す。この構成は、非特許文献１に記載されたものと同様であり、ここではＳＣ信号は用いられていないものとしている。図示されるように、パイロット信号ＰＬは、広い帯域で構成されたＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ）の中心周波数をＦ０としてＦ０＋４ＭＨｚとなるように、ＯＦＤＭ信号とは重複しないように多重される。 Figure 8 shows a simplified frequency arrangement of this RF signal. This configuration is similar to that described in Non-Patent Document 1, and it is assumed here that no SC signal is used. As shown in the figure, the pilot signal PL is multiplexed so as not to overlap with the OFDM signal, with F0 being the center frequency of the OFDM signal (OFDM) composed of a wide band, and so as to be F0 + 4 MHz.

図７において、受信機９０側ではこのＲＦ信号を受信し、分離器９１によってＲＦにおけるパイロット信号を分離し、図８のパイロット信号ＰＬに対応した透過帯域をもつバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９２を通過させることによって、受信機９０側で用いるパイロット信号ＰＬとして抽出する。一方、ＲＦ信号をＩＦに変換するためのローカル発振器（受信側ローカル発振器）９３が設けられ、その出力と、抽出されたパイロット信号ＰＬとをミキサ９４で混合して生成された受信側ローカル信号ＬｏＲが、ミキサ９５によって元のＲＦ信号と混合されて、ＩＦ信号（ＩＦ）が生成される。ここで、ミキサ９５に入力するＲＦ信号の強度は、ＡＧＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）９６によって調整される。 In FIG. 7, the receiver 90 receives this RF signal, separates the pilot signal at RF using a separator 91, and passes it through a bandpass filter (BPF) 92 with a passband corresponding to the pilot signal PL in FIG. 8, extracting it as the pilot signal PL to be used on the receiver 90 side. On the other hand, a local oscillator (receiving side local oscillator) 93 is provided to convert the RF signal to IF, and the output of the local oscillator and the extracted pilot signal PL are mixed in a mixer 94 to generate a receiving side local signal LoR, which is mixed with the original RF signal by a mixer 95 to generate an IF signal (IF). Here, the strength of the RF signal input to the mixer 95 is adjusted by an AGC (Automatic Gain Control) 96.

ここで、（２）従属同期方式には、（２－１）標準従属同期方式と（２－２）低雑音従属同期方式の２種類がある。送信側においてＯＦＤＭ信号には理想的な信号に対して位相雑音が付加されるところ、ＯＦＤＭ信号とパイロット信号に付加される位相雑音が同等である場合において、このパイロット信号と同期する受信側ローカル信号ＬｏＲにおける位相雑音とＯＦＤＭ信号における位相雑音を逆位相とすることができる。このため、この受信側ローカル信号ＬｏＲを用いて変換後のＩＦ（図７におけるミキサ９５の出力）中の位相雑音を圧縮できることが従属同期方式の利点となる。こうした点においては、低雑音従属同期方式は、標準従属同期方式と比べて、あるいは独立同期方式と比べても優れている。 Here, there are two types of (2) slave synchronization methods: (2-1) standard slave synchronization method and (2-2) low-noise slave synchronization method. On the transmitting side, phase noise is added to the OFDM signal relative to an ideal signal, and when the phase noise added to the OFDM signal and the pilot signal is equivalent, the phase noise in the receiving local signal LoR synchronized with this pilot signal can be made to be in opposite phase to the phase noise in the OFDM signal. Therefore, the advantage of the slave synchronization method is that the phase noise in the converted IF (output of mixer 95 in FIG. 7) can be compressed using this receiving local signal LoR. In this respect, the low-noise slave synchronization method is superior to the standard slave synchronization method or even to the independent synchronization method.

ただし、この状況は、受信側におけるパイロット信号の抽出帯域（図７におけるＢＰＦ９２の透過帯域）に依存し、この抽出帯域外の位相雑音に対しては上記の効果が得られない。このため、（２－２）低雑音従属同期方式においては、この抽出帯域が十分に広く設定されることによって、上記の効果が特に大きくなる。 However, this situation depends on the extraction band of the pilot signal on the receiving side (the transmission band of BPF 92 in FIG. 7), and the above effect cannot be obtained for phase noise outside this extraction band. For this reason, in the (2-2) low-noise slave synchronization method, the above effect is particularly large when the extraction band is set sufficiently wide.

以上のように受信側においてＯＦＤＭ信号における位相雑音の影響は低減することが可能である一方、他の雑音成分として熱雑音がある。この熱雑音はランダムであり、その電力は帯域幅に比例する。受信側におけるこの単位帯域当たりの熱雑音をｎ_０［Ｗ／Ｈｚ］とすると、ＯＦＤＭ信号の全電力をＰ_ｏｆｄｍ［Ｗ］、ＯＦＤＭ信号の帯域幅をＢ［Ｈｚ］、パイロット信号のレベルをＰ_ｐｌ［Ｗ］、パイロット信号の帯域幅をｂ[Ｈｚ］とした場合に、受信側ミキサに入力したＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ比（Ｃ／Ｎ）_ｏｆｄｍ、受信側ローカル信号のＣ／Ｎ比（Ｃ／Ｎ）_{ｌｏｃａｌ}はそれぞれ以下の（１）（２）式で与えられ、受信側の総合的なＣ／Ｎ比（Ｃ／Ｎ）_{ｔｏｔａｌ}は以下の（３）式で与えられる。 As described above, the influence of phase noise in the OFDM signal can be reduced on the receiving side, while there is another noise component, thermal noise. This thermal noise is random, and its power is proportional to the bandwidth. If the thermal noise per unit band on the receiving side is n ₀ [W/Hz], the total power of the OFDM signal is P _ofdm [W], the bandwidth of the OFDM signal is B [Hz], the level of the pilot signal is P _pl [W], and the bandwidth of the pilot signal is b [Hz], then the C/N ratio (C/N) _ofdm of the OFDM signal input to the receiving mixer and the C/N ratio (C/N) _local of the receiving local signal are given by the following formulas (1) and (2), respectively, and the overall C/N ratio (C/N) _total on the receiving side is given by the following formula (3).

（３）式における分母（１＋（Ｃ／Ｎ）_ｏｆｄｍ／（Ｃ／Ｎ）_{ｌｏｃａｌ}）は、受信側における熱雑音の増加度に対応する。この増加度をｄＢ表示した値をＸとして、Ｘは下の（４）式のとおりとなる。 The denominator in formula (3), (1 + (C/N) _ofdm / (C/N) _local ), corresponds to the degree of increase in thermal noise at the receiving side. This increase in dB is represented as X, which is given by formula (4) below.

すなわち、パイロット信号の帯域幅ｂを広くすることによって、熱雑音は大きくなる。これは、前記の位相雑音とは逆の関係となる。更に、前記の非特許文献１に記載されたように、ＩＦ－ＴＴＬにおいては、パイロット信号以外にも、ＳＣ（サービスチャンネル）信号がＯＦＤＭ信号に対して多重される場合もある。このように、ＯＦＤＭ信号（主信号）以外の信号が複数種類多重されている場合には、より一般化して、ＯＦＤＭ信号以外のこの各成分の種類に対応した指数をｉとし、対応する成分のレベルをＰ_ｉとすると、総電力ＰとＯＦＤＭ電力Ｐ_ｏｆｄｍの関係は、以下の（５）式のとおりとなり、これをＸと同様にｄＢ表示したＹは（６）式の通りとなる。ここで、ｉで識別される各成分には、前記のパイロット信号、ＳＣ信号が含まれ、ここではこれら以外の成分も含めて一般化されている。 That is, by widening the bandwidth b of the pilot signal, the thermal noise becomes larger. This is the opposite relationship to the phase noise. Furthermore, as described in the above-mentioned non-patent document 1, in IF-TTL, in addition to the pilot signal, an SC (service channel) signal may be multiplexed onto the OFDM signal. In this way, when a plurality of types of signals other than the OFDM signal (main signal) are multiplexed, the relationship between the total power P and the OFDM power P _ofdm is as shown in the following formula (5) if the index corresponding to the type of each component other than the OFDM signal is i and the level of the corresponding component is P _i , and Y, which is expressed in dB like X, is as shown in formula (6). Here, each component identified by i includes the above-mentioned pilot signal and SC signal, and here it is generalized to include components other than these.

このＹは熱雑音の増加度となる。上記のＸ（（４）式）とＹ（（６）式）の和（Ｘ＋Ｙ）が受信側における雑音の増加を示す雑音増加係数ｚとなり、回線設計時においては受信機の熱雑音に加算されて考慮される。上記の３種類の伝送方式におけるパイロット信号、ＳＣ信号の緒元については非特許文献１に記載され、図９は、その内容の一部を示す表である。前記のように、低雑音従属同期方式においては、パイロット信号の抽出帯域を広く設定することによって、位相雑音を圧縮することができる。 This Y is the degree of increase in thermal noise. The sum (X+Y) of the above X (Equation (4)) and Y (Equation (6)) is the noise increase coefficient z, which indicates the increase in noise on the receiving side, and is taken into consideration when designing the line by adding it to the thermal noise of the receiver. The specifications of the pilot signals and SC signals in the above three types of transmission methods are described in Non-Patent Document 1, and Figure 9 is a table showing part of the contents. As mentioned above, in the low noise slave synchronization method, the phase noise can be compressed by setting the extraction band of the pilot signal wide.

また、非特許文献１にも記載されている諮問第１１０号情報通信審議会答申「デジタル方式のＳＴＬ／ＴＴＬの技術的条件」に述べられているように、全雑音（Ｃ／Ｎ）の目標値を設定した場合、各雑音成分の配分をこれに応じて設定することができる。図１０は、全雑音（Ｃ／Ｎ）を３７．６ｄＢとした場合におけるこの配分の例を示す。ここで示されたローカル雑音は前記の位相雑音の圧縮に関連し、熱雑音は前記の雑音増加係数に関連する。 Also, as stated in the Telecommunications Council's report on consultation No. 110, "Technical conditions for digital STL/TTL," also described in Non-Patent Document 1, when a target value for total noise (C/N) is set, the allocation of each noise component can be set accordingly. Figure 10 shows an example of this allocation when the total noise (C/N) is 37.6 dB. The local noise shown here is related to the compression of the phase noise, and the thermal noise is related to the noise increase factor.

また、このような雑音成分の配分は、実際には親局送信機から最終的なユーザのテレビジョン受信機までの間で考慮する必要がある。この点についても、非特許文献１に記載され、ここでは、ＴＴＬの区間でフェージングが発生して（受信電力が低下して）Ｃ／Ｎが劣化して放送システムがダウンする場合のＣ／ＮとしてスレッショールドＣ／Ｎが定義される。システムの設計上、このスレッショールドＣ／Ｎを適正な根拠に基づき適正な値に設定することが要求され、この際にも前記のようなノイズ成分の配分が行われる。このスレッショールドＣ／Ｎの設定は、合理的な基準に基づいて行われ、例えば、この基準を、「放送エリアでフェージングが発生していない場合には干渉・マルチパス雑音は配分された値よりも小さく、エリアの半分の面積の境界にある受信機ではＣ／Ｎが２２ｄＢとする」とすることができる。図１１の表は、対象となるエリアをその広さに応じた４種類とした場合における、この場合の雑音（Ｃ／Ｎ）の配分を示す。ここで、伝送路雑音がＴＴＬに対するスレッショールドＣ／Ｎとなり、その値は２８ｄＢとなっている。 In addition, such noise component allocation must be considered from the parent station transmitter to the final user's television receiver. This point is also described in Non-Patent Document 1, where the threshold C/N is defined as the C/N when fading occurs in the TTL section (received power decreases) and the C/N deteriorates, causing the broadcasting system to go down. In designing the system, it is required to set this threshold C/N to an appropriate value based on appropriate grounds, and the noise components are allocated in this case as well. This threshold C/N is set based on a rational standard, and for example, this standard can be "when fading does not occur in the broadcast area, the interference/multipath noise is smaller than the allocated value, and the C/N is 22 dB for a receiver located at the boundary of half the area of the area." The table in Figure 11 shows the noise (C/N) allocation in this case when the target area is divided into four types according to its size. Here, the transmission line noise becomes the threshold C/N for TTL, and the value is 28 dB.

このようにスレッショールドＣ／Ｎが定められた場合には、これに対する裕度が問題となり、回線設計においては、定常時の熱雑音のＣ／ＮとこのスレッショールドＣ／Ｎの差がこの裕度に対応するフェージングマージンとして定義される。ここで用いられる熱雑音のＣ／Ｎ（（Ｃ／Ｎ）_ＮＦ）は、受信電界のレベルをＰ_ｉｎ［ｄＢｍ］、ボルツマン定数をｋ［Ｊ／Ｋ］、温度をＴ［Ｋ］、雑音指数をｗ、前記の雑音増加係数をｚとすると、以下の（７）式で与えられる。 When the threshold C/N is determined in this way, the margin for this becomes an issue, and in line design, the difference between the C/N of thermal noise in a steady state and this threshold C/N is defined as the fading margin corresponding to this margin. The C/N of thermal noise used here ((C/N) _NF ) is given by the following equation (7), where the level of the received electric field is P _in [dBm], the Boltzmann constant is k [J/K], the temperature is T [K], the noise figure is w, and the noise increase factor is z.

すなわち、フェージングマージンの算定においては、ローカル雑音（位相雑音）ではなく、熱雑音が問題になる。あるいは、フェージングが発生する状況では、位相雑音ではなく熱雑音が支配的になる。この場合、（７）式より、本来の熱雑音成分（ｌｏｇ成分）に加えて、低雑音従属同期方式では雑音増加係数ｚの影響が加わるため、その分（Ｃ／Ｎ）_ＮＦが小さくなり、フェージングマージンが低下する。 That is, in the calculation of fading margin, the problem is not local noise (phase noise) but thermal noise. Or, in the situation where fading occurs, thermal noise is dominant instead of phase noise. In this case, according to formula (7), in addition to the original thermal noise component (log component), the low noise slave synchronization method is influenced by the noise rise factor z, so that (C/N) _NF is reduced accordingly, and the fading margin is reduced.

また、上記のようなフェージングマージンの算定は、受信強度が低い場合には搬送波全体の電界強度が一様に減衰していることを前提としている。しかしながら、実際には特定の周波数帯においてのみ電界強度が低下する場合（周波数選択性フェージング）もある。この周波数選択性フェージングが図８において広い帯域をもつＯＦＤＭ信号の範囲で発生した場合には、部分的なサブキャリアの減衰が発生するだけであるため、他のサブキャリアによってこの影響が補償されれば、これによる実質的な受信特性の劣化は小さい。しかしながら、これと比べて狭い帯域のパイロット信号でこのような周波数選択性フェージングが発生した場合には、パイロット信号は受信機側で正常に認識できなくなるため、ＯＦＤＭ信号の帯域に異常が発生しなくとも、適正にＩＦ信号を生成することができなくなる。パイロット信号を使用しない独立同期方式においてはこうした問題は発生しない。 The above fading margin calculation is based on the assumption that the electric field strength of the entire carrier wave is uniformly attenuated when the reception strength is low. However, in reality, there are cases where the electric field strength decreases only in a specific frequency band (frequency selective fading). When this frequency selective fading occurs in the range of the OFDM signal, which has a wide band in FIG. 8, only partial subcarrier attenuation occurs, so if this effect is compensated for by other subcarriers, the actual deterioration of reception characteristics due to this is small. However, when such frequency selective fading occurs in a pilot signal with a narrower band, the pilot signal cannot be recognized normally on the receiver side, and even if no abnormality occurs in the band of the OFDM signal, the IF signal cannot be generated properly. Such problems do not occur in an independent synchronization method that does not use a pilot signal.

このため、フェージングが発生しやすい（受信電界強度が低下しやすい）状況下では、独立同期方式が好ましい。あるいは、パイロット信号を用いない独立同期方式においてはこのようにパイロット信号に起因する問題は発生しないため、パイロット信号に起因する問題が発生するような環境下では好ましい。 For this reason, the independent synchronization method is preferable in situations where fading is likely to occur (where the received electric field strength is likely to decrease). Alternatively, the independent synchronization method does not use a pilot signal, so problems caused by pilot signals do not occur, and is therefore preferable in environments where problems caused by pilot signals do occur.

ＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ２２地上デジタル放送用デジタルＳＴＬ／ＴＴＬ伝送方式ARIB STD-B22 Digital STL/TTL transmission system for terrestrial digital broadcasting

国際公開公報ＷＯ２０１８／１５９４１１International Publication WO2018/159411

低雑音従属同期方式では、位相雑音が圧縮されるという目的は達成される一方で、雑音増加係数ｚに起因してフェージングマージンが低下した。雑音増加係数ｚはＸ（（４）式）で示されるようにパイロット信号の帯域幅ｂが広い場合に大きくなる。一方、低雑音従属同期方式では帯域幅ｂを広くすることによって位相雑音を圧縮することが本来の目的であり、帯域幅ｂを狭くすることにより、位相雑音の圧縮が困難となる。すなわち、従来の低雑音従属同期方式では、熱雑音の低減と位相雑音の圧縮はトレードオフの関係にあり、このために、特に受信電界が低下する（フェージングが発生する）ような状況下では総合的な雑音の影響を低減することは困難であった。 In the low noise slave synchronization method, while the objective of compressing phase noise was achieved, the fading margin was reduced due to the noise rise factor z. The noise rise factor z becomes large when the bandwidth b of the pilot signal is wide, as shown by X (equation (4)). On the other hand, the original objective of the low noise slave synchronization method is to compress phase noise by widening the bandwidth b, and narrowing the bandwidth b makes it difficult to compress phase noise. In other words, in the conventional low noise slave synchronization method, there is a trade-off between reducing thermal noise and compressing phase noise, and for this reason, it was difficult to reduce the overall effect of noise, especially in situations where the receiving electric field is weakened (where fading occurs).

このため、受信強度が低い場合でも雑音の影響が低減される伝送装置が望まれた。 For this reason, there was a demand for a transmission device that could reduce the effects of noise even when the receiving strength was low.

本発明は、このような状況に鑑みなされたもので、上記課題を解決することを目的とする。 The present invention was developed in light of these circumstances, and aims to solve the above problems.

本発明の伝送装置は、ＩＦ伝送方式が用いられ、主信号にパイロット信号が多重された構成を具備する伝送信号が送信機から受信機に向けて発せられ、前記受信機が、受信した前記伝送信号の周波数変換を行う際に、前記伝送信号から抽出された前記パイロット信号を用いて前記伝送信号における位相雑音を圧縮する低雑音従属同期方式で動作する伝送装置であって、前記受信機は、前記伝送信号の受信強度が高い場合において、前記位相雑音を圧縮する前記低雑音従属同期方式で前記周波数変換を行う第１の動作を行い、前記受信強度が低い場合において、前記位相雑音の圧縮の効果が当該低雑音従属同期方式よりも低い他の方式によって前記周波数変換を行う第２の動作を行う。
本発明の伝送装置において、前記受信機は、前記パイロット信号を透過させるバンドパスフィルタを用いて、受信した前記伝送信号から前記パイロット信号を抽出し、前記第１の動作においては、前記バンドパスフィルタとして第１のバンドパスフィルタを用い、前記第２の動作においては、前記バンドパスフィルタとして、前記第１のバンドパスフィルタよりも狭い透過帯域を有する第２のバンドパスフィルタを用いてもよい。
本発明の伝送装置は、前記送信機において周波数変換によって前記伝送信号を生成する際に用いられる送信側ローカル信号は、外部基準信号と同期するように生成され、前記受信機は、前記第２の動作において、前記送信機において用いられた前記外部基準信号と共通の前記外部基準信号を用いて生成することによって前記送信側ローカル信号と同期した受信側ローカル信号を用いて前記周波数変換を行う独立同期方式の動作を行ってもよい。
本発明の伝送装置において、前記受信機は、前記受信強度が閾値を基準として高い状態から低くなった場合に前記第１の動作から前記第２の動作への切替を行い、前記受信強度が前記閾値を基準として低い状態から高くなり、かつ前記受信機における前記伝送信号の受信状態の変化が一定期間にわたり小さいと認められた場合に、前記第２の動作から前記第１の動作への切替を行ってもよい。
本発明の伝送装置は、ＩＦ伝送方式が用いられ、主信号にパイロット信号が多重された構成を具備する伝送信号が送信機から受信機に向けて発せられ、前記受信機が、受信した前記伝送信号の周波数変換を行う際に、前記伝送信号から抽出された前記パイロット信号を用いて前記伝送信号における位相雑音を圧縮する低雑音従属同期方式で動作する伝送装置であって、前記送信機は、前記パイロット信号として、周波数が互いに異なる第１パイロット信号、第２パイロット信号をそれぞれ前記主信号に多重した前記伝送信号を発し、前記受信機において、前記伝送信号から前記第１パイロット信号、前記第２パイロット信号をそれぞれ抽出し、前記第１パイロット信号から第１受信側ローカル信号、前記第２パイロット信号から第２受信側ローカル信号をそれぞれ生成し、前記第１受信側ローカル信号と前記第２受信側ローカル信号を混合した混合ローカル信号を用いて前記周波数変換を行う。 The transmission device of the present invention is a transmission device that uses an IF transmission method, in which a transmission signal having a configuration in which a pilot signal is multiplexed onto a main signal is emitted from a transmitter to a receiver, and when the receiver performs frequency conversion of the received transmission signal, operates with a low-noise slave synchronization method that compresses phase noise in the transmission signal using the pilot signal extracted from the transmission signal, and when the reception strength of the transmission signal is high, the receiver performs a first operation of performing the frequency conversion using the low-noise slave synchronization method that compresses the phase noise, and when the reception strength is low, performs a second operation of performing the frequency conversion using another method in which the effect of compressing the phase noise is lower than that of the low -noise slave synchronization method .
In the transmission device of the present invention, the receiver may extract the pilot signal from the received transmission signal using a bandpass filter that transmits the pilot signal, and in the first operation, a first bandpass filter may be used as the bandpass filter, and in the second operation, a second bandpass filter having a narrower transmission band than the first bandpass filter may be used as the bandpass filter.
In the transmission device of the present invention, a transmitting side local signal used when generating the transmission signal by frequency conversion in the transmitter is generated so as to be synchronized with an external reference signal, and the receiver, in the second operation, may perform an operation of an independent synchronization method in which the frequency conversion is performed using a receiving side local signal synchronized with the transmitting side local signal by being generated using an external reference signal that is common to the external reference signal used in the transmitter.
In the transmission device of the present invention, the receiver may switch from the first operation to the second operation when the receiving strength changes from a high state based on a threshold to a low state, and may switch from the second operation to the first operation when the receiving strength changes from a low state based on the threshold to a high state and it is recognized that the change in the receiving state of the transmission signal at the receiver is small for a certain period of time.
A transmission device of the present invention is a transmission device that uses an IF transmission method, in which a transmission signal having a configuration in which a pilot signal is multiplexed onto a main signal is emitted from a transmitter to a receiver, and when the receiver performs frequency conversion of the received transmission signal, the transmission device operates with a low noise slave synchronization method in which phase noise in the transmission signal is compressed using the pilot signal extracted from the transmission signal, in which the transmitter emits the transmission signal in which a first pilot signal and a second pilot signal having different frequencies are multiplexed onto the main signal as the pilot signals, and the receiver extracts the first pilot signal and the second pilot signal from the transmission signal, generates a first receiving side local signal from the first pilot signal and a second receiving side local signal from the second pilot signal, and performs the frequency conversion using a mixed local signal obtained by mixing the first receiving side local signal and the second receiving side local signal.

本発明によると、受信強度が低い場合でも雑音の影響が低減される伝送装置を得ることができる。 The present invention provides a transmission device that reduces the effects of noise even when the reception strength is low.

本発明の第１の実施の形態に係る伝送装置における受信機の構成を示す図である。2 is a diagram illustrating a configuration of a receiver in a transmission device according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態に係る伝送装置における、切替動作の前後における雑音の状況を模式的に示す図である。5A to 5C are diagrams illustrating noise conditions before and after a switching operation in a transmission device according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施の形態に係る伝送装置における送信機、受信機の構成を示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating the configurations of a transmitter and a receiver in a transmission device according to a second embodiment of the present invention. 本発明の第１、第２の実施の形態に係る伝送装置における受信機の動作の例を示すフローチャートである。5 is a flowchart showing an example of an operation of a receiver in the transmission device according to the first and second embodiments of the present invention. 本発明の第３の実施の形態に係る伝送装置において用いられる伝送信号の周波数配列の例である。13 is an example of a frequency arrangement of a transmission signal used in a transmission device according to a third embodiment of the present invention. 本発明の第３の実施の形態に係る伝送装置における送信機、受信機の構成を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating the configurations of a transmitter and a receiver in a transmission device according to a third embodiment of the present invention. 従属同期方式で動作する従来の伝送装置における送信機、受信機の例の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a transmitter and a receiver in a conventional transmission device that operates in a slave synchronization system. 従属同期方式で動作する従来の伝送装置において用いられる伝送信号の周波数配列の例である。2 is an example of a frequency arrangement of a transmission signal used in a conventional transmission device that operates in a slave synchronization system. 非特許文献１に記載された、独立同期方式、標準従属同期方式、低雑音従属同期方式におけるパイロット信号、サービスチャンネル（ＳＣ）信号の緒元を示す表である。1 is a table showing specifications of pilot signals and service channel (SC) signals in the independent synchronization method, the standard slave synchronization method, and the low noise slave synchronization method described in Non-Patent Document 1. 諮問第１１０号情報通信審議会答申「デジタル方式のＳＴＬ／ＴＴＬの技術的条件」に記載された、全雑音（Ｃ／Ｎ）の目標値を設定した場合における、各雑音成分の配分の例である。This is an example of the distribution of each noise component when a target value for total noise (C/N) is set, as described in the Telecommunications Council's report on Inquiry No. 110, "Technical Conditions for Digital STL/TTL." ４種類のエリアを設定した場合における、雑音の成分毎の配分の例である。13 is a diagram showing an example of distribution of noise components when four types of areas are set.

次に、本発明を実施するための形態に係る伝送装置について具体的に説明する。この伝送装置は、ＩＦ－ＴＴＬ方式かつ低雑音従属同期方式で動作する伝送装置である。このため、この伝送装置においては、前記のように、伝送されるべき本来の信号であるＯＦＤＭ信号（主信号）に対して、パイロット信号が付加されて伝送信号（ＲＦ信号）として用いられる。このパイロット信号は、受信したＲＦ信号を周波数変換（ダウンコンバート）してＩＦ信号とする際に用いられる受信側ローカル信号を生成するために用いられる。これにより、位相雑音とＯＦＤＭ信号における位相雑音が相殺するように、周波数変換が行われる。 Next, a transmission device according to an embodiment of the present invention will be specifically described. This transmission device operates using the IF-TTL method and the low-noise slave synchronization method. For this reason, in this transmission device, as described above, a pilot signal is added to the OFDM signal (main signal), which is the original signal to be transmitted, and used as a transmission signal (RF signal). This pilot signal is used to generate a receiving-side local signal that is used when frequency-converting (down-converting) the received RF signal to an IF signal. As a result, frequency conversion is performed so that the phase noise cancels out the phase noise in the OFDM signal.

ただし、前記のように、熱雑音の低減と位相雑音の圧縮はトレードオフの関係にあるため、従来は雑音の影響を総合的に低減することは困難であった。これに対して、本発明では、以下に説明する構成によって、雑音の影響が特に受信強度が低い場合に低減されることによって、総合的に低減される。以下に説明する各実施の形態においては、このような動作の目的は共通であるが、このために行われる動作あるいは構成が異なる。 However, as mentioned above, there is a trade-off between reducing thermal noise and compressing phase noise, so in the past it was difficult to reduce the overall effect of noise. In contrast, in the present invention, the configuration described below reduces the effect of noise particularly when the reception strength is low, thereby reducing the overall effect. In each of the embodiments described below, the purpose of such operations is the same, but the operations or configurations performed to achieve this are different.

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る伝送装置１は、常に従属同期方式で動作し、受信側において使用されるパイロット信号の帯域が２種類に設定される。図１は、この伝送装置１における受信機１０の構成を示す図である。ここで用いられる送信機は、図７に示された従来の伝送装置９における送信機８０と変わりがないために、その記載を省略する。このため、ここで用いられる伝送信号（ＲＦ信号）の周波数配列も、図８に示されたものと同様である。 (First embodiment)
The transmission device 1 according to the first embodiment always operates in a slave synchronization system, and two types of bands of pilot signals used on the receiving side are set. Fig. 1 is a diagram showing the configuration of a receiver 10 in this transmission device 1. The transmitter used here is the same as the transmitter 80 in the conventional transmission device 9 shown in Fig. 7, so its description is omitted. Therefore, the frequency arrangement of the transmission signal (RF signal) used here is also the same as that shown in Fig. 8.

受信機１０において、分離器１１、ローカル発振器（受信側ローカル発振器）１３、ミキサ１４、１５、ＡＧＣ１６は、それぞれ前記の受信機９０における分離器９１、ローカル発振器（受信側ローカル発振器）９３、ミキサ９４、９５、ＡＧＣ９６と同様である。ここで、ミキサ１４に入力するパイロット信号ＰＬの帯域がＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で制限される点についても受信機９０と同様であるが、このためのＢＰＦとしては、帯域幅の広いＢＰＦ１２Ａと、帯域幅の狭いＢＰＦ１２Ｂが設けられ、これらは切替器１７１によって切り替えられる。ＢＰＦ１２Ａを透過したパイロット信号をＰＬ１、ＢＰＦ１２Ｂを透過したパイロット信号をＰＬ２とすると、ＰＬ１、ＰＬ２のいずれかが切替器１７１によって選択されてパイロット信号ＰＬとなり、このパイロット信号ＰＬが受信側ローカル信号ＬｏＲを生成するために用いられる。切替器１７１における切替動作は、ＲＦ信号の受信強度に応じて行われ、分離器１８１によって分岐されたＲＦ信号の一部を検波器１８２が検知し、切替制御部１７２が受信電界Ｐ_ｉｎを認識することによって制御される。ここで、帯域幅の広いＢＰＦ１２Ａは、標準的な低雑音従属同期方式に対応したものであり、ＰＬ１は図７におけるＰＬと等しい。ここで、受信電界がある値（切替閾値Ｐ_ＳＷ）を下回った場合に、切替制御部１７２は、切替器１７１をＢＰＦ１２Ａ（ＰＬ１）からＢＰＦ１２Ｂ（ＰＬ２）を選択するように切り替える。 In the receiver 10, the separator 11, the local oscillator (receiving side local oscillator) 13, the mixers 14 and 15, and the AGC 16 are respectively similar to the separator 91, the local oscillator (receiving side local oscillator) 93, the mixers 94 and 95, and the AGC 96 in the receiver 90. Here, like the receiver 90, the band of the pilot signal PL input to the mixer 14 is limited by a BPF (band pass filter), and as the BPF for this purpose, a BPF 12A with a wide bandwidth and a BPF 12B with a narrow bandwidth are provided, which are switched by a switch 171. If the pilot signal transmitted through the BPF 12A is PL1 and the pilot signal transmitted through the BPF 12B is PL2, either PL1 or PL2 is selected by the switch 171 to become the pilot signal PL, and this pilot signal PL is used to generate the receiving side local signal LoR. The switching operation in the switch 171 is performed according to the reception strength of the RF signal, and is controlled by the detector 182 detecting a part of the RF signal branched by the separator 181 and the switch control unit 172 recognizing the reception electric field P _in . Here, the wide-bandwidth BPF 12A corresponds to a standard low-noise slave synchronization method, and PL1 is equal to PL in Fig. 7. Here, when the reception electric field falls below a certain value (switching threshold P _SW ), the switch control unit 172 switches the switch 171 so as to select BPF 12B (PL2) from BPF 12A (PL1).

以下に、図１１に示されたようにスレッショールドＣ／Ｎが２８ｄＢである場合における、この切替動作の例について説明する。（４）式により、雑音増加係数はパイロット信号の帯域幅（ＢＰＦの帯域幅）ｂに応じて定まり、例えば帯域幅の広いＢＰＦ１２Ａを用いた場合には４．５ｄＢ、帯域幅の狭いＢＰＦ１２Ｂを用いた場合に０ｄＢであるものとする。すなわち、（７）式により、ＢＰＦ１２Ａを用いた通常の状態からＢＰＦ１２Ｂに切り替えることによって、受信機１０におけるローカル信号の熱雑音Ｃ／Ｎ（（Ｃ／Ｎ）_Ｌｏ）は、４．５ｄＢだけ改善する。この際の受信電界のレベルＰ_ｉｎが、この切替を行う際の受信電界Ｐ_ＳＷであるものとすると、（７）式より、以下の（８）式が成立する。 An example of this switching operation when the threshold C/N is 28 dB as shown in FIG. 11 will be described below. According to formula (4), the noise increase coefficient is determined according to the bandwidth (bandwidth of the BPF) b of the pilot signal, and is set to 4.5 dB when the wide-bandwidth BPF 12A is used, and 0 dB when the narrow-bandwidth BPF 12B is used. That is, according to formula (7), by switching from the normal state using the BPF 12A to the BPF 12B, the thermal noise C/N ((C/N) _Lo ) of the local signal in the receiver 10 is improved by 4.5 dB. If the level P _in of the receiving electric field at this time is the receiving electric field P _SW when this switching is performed, the following formula (8) is established from formula (7).

この場合、Ｔを２９８Ｋ（２５℃）、Ｂ＝６ＭＨｚ、ｗ＝４とし、ＢＰＦ１２ＡもしくはＢＰＦ１２Ｂを用いた場合の（Ｃ／Ｎ）_Ｌｏが３５ｄＢである場合、Ｐ_ＳＷは－７１．５ｄＢｍとなる。Ｐ_ｉｎがこのＰ_ＳＷとなった場合に切替を行わない場合に（Ｃ／Ｎ）_ＬｏがスレッショールドＣ／Ｎ（＝２８ｄＢ）に達する受信電界Ｐ_ｉｎは－７４．１ｄＢとなるのに対し、切替を行った場合におけるこのＰ_ｉｎは－７８．６ｄＢとなる。すなわち、この差４．５ｄＢがフェージングマージンの増加分となる。図２に、この状況（左側：切替前、右側：切替後）を模式的に示す。すなわち、切替を行うことによる雑音増加係数の変化の分だけフェージングマージンが改善する。 In this case, when T is 298K (25°C), B=6MHz, w=4, and (C/N) _Lo is 35dB when BPF12A or BPF12B is used, P _SW is -71.5dBm. When P _in becomes this P _SW , if no switching is performed, the reception electric field P in at which (C/N) _Lo reaches the threshold C/N (=28dB) is -74.1dB, whereas when switching is performed, this P _in is -78.6dB. That is, this difference of 4.5dB is the increase in the fading margin. Figure 2 shows this situation (left side: before switching, right side: after switching) _. That is, the fading margin is improved by the amount of the change in the noise rise coefficient caused by switching.

すなわち、このような受信機１０を用い、パイロット信号の帯域幅を受信電界レベルに応じて切り替えることによって、受信電界Ｐ_ｉｎが高い状況では低雑音従属同期方式を用いながら、受信電界Ｐ_ｉｎが低い状況では、この状況で支配的となる熱雑音の影響をＢＰＦの切替により低減することによって、フェージングマージンを高く維持することができる。 In other words, by using such a receiver 10 and switching the bandwidth of the pilot signal according to the reception electric field level, a low noise slave synchronization method is used when the reception electric field P _in is high, while when the reception electric field P _in is low, the influence of thermal noise, which becomes dominant in this situation, is reduced by switching the BPF, thereby maintaining a high fading margin.

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係る伝送装置２においては、前記の伝送装置１において受信電界Ｐ_ｉｎと切替閾値Ｐ_ＳＷの大小関係に応じてＢＰＦの帯域幅が変更されたのに対し、これらの大小関係に応じて方式（低雑音従属同期方式、独立同期方式）の切替が行われる。こうした構成は、フェージングの状況によって特に受信側で適正にパイロット信号に起因する問題が発生しやすくなる場合に好ましい。 Second Embodiment
In the transmission device 2 according to the second embodiment, the bandwidth of the BPF is changed according to the magnitude relationship between the reception electric field P _in and the switching threshold P _SW in the transmission device 1, whereas the method (low noise slave synchronization method, independent synchronization method) is switched according to the magnitude relationship. This configuration is preferable when problems caused by pilot signals are likely to occur on the receiving side due to fading conditions.

図３は、伝送装置２における送信機２０、受信機３０の構成を示す図である。ここでは、前記の伝送装置１の場合とは異なり、送信機２０の構成が従来の伝送装置９における送信機８０とは異なるため、ここでは、送信機２０、受信機３０の構成が示されている。この送信機２０におけるパイロット信号発振器２１、合成器２２、ミキサ２４については、前記の送信機８０におけるパイロット信号発振器８１、合成器８２、ミキサ８４と、それぞれ同様である。このため、ここで用いられるＲＦ信号、ＩＦ信号も、図８に示されたものと同様に、ＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ）にパイロット信号ＰＬが多重されて構成されている。 Figure 3 is a diagram showing the configuration of the transmitter 20 and receiver 30 in the transmission device 2. Unlike the case of the transmission device 1 described above, the configuration of the transmitter 20 is different from that of the transmitter 80 in the conventional transmission device 9, so the configurations of the transmitter 20 and receiver 30 are shown here. The pilot signal oscillator 21, synthesizer 22, and mixer 24 in this transmitter 20 are similar to the pilot signal oscillator 81, synthesizer 82, and mixer 84 in the transmitter 80 described above, respectively. Therefore, the RF signal and IF signal used here are also configured by multiplexing the pilot signal PL onto the OFDM signal (OFDM), similar to those shown in Figure 8.

ただし、ここでＩＦ信号をＲＦ信号に変換するために用いられるローカル発振器（送信側ローカル発振器）２３１は、通常の独立同期方式の場合に用いられる外部基準信号（例えばＧＮＳＳ信号）と同期するように設定され、このために、この外部信号を入手するための外部基準信号入手部２３２が設けられる。このため、ここで用いられる送信側ローカル信号ＬｏＴ２は、外部基準信号と同期する。これにより、この伝送装置２は、従属同期方式（低雑音従属同期方式）として動作できると共に、独立同期方式としても動作することもできる。 However, the local oscillator (transmitting side local oscillator) 231 used to convert the IF signal into an RF signal here is set to synchronize with an external reference signal (e.g., a GNSS signal) used in the case of a normal independent synchronization method, and for this purpose, an external reference signal acquisition unit 232 is provided to acquire this external signal. Therefore, the transmitting side local signal LoT2 used here is synchronized with the external reference signal. This allows the transmission device 2 to operate as a dependent synchronization method (low noise dependent synchronization method) and also as an independent synchronization method.

図３の受信機３０において、分離器３１、ＢＰＦ３２、ミキサ３４、３５、ＡＧＣ３６は、前記の受信機９０における分離器９１、ＢＰＦ９２、ミキサ９４、９５、ＡＧＣ９６と、それぞれ同様である。ＢＰＦ３２は、低雑音従属同期方式に対応した広い透過帯域を有する。また、ここで用いられる第１ローカル発振器３３は、前記の受信機９０におけるローカル発振器（受信側ローカル発振器）９３と同様である。このため、受信機３０で受信されたＲＦ信号から分離器３１によってパイロット信号を分離してＢＰＦ３２を通過させることによって、受信機３０側で用いるパイロット信号ＰＬが抽出され、このパイロット信号ＰＬを用いて第１受信側ローカル信号ＬｏＲ１が生成される。この第１受信側ローカル信号ＬｏＲ１は、図７における受信側ローカル信号ＬｏＲと等しい。このため、この第１受信側ローカル信号ＬｏＲ１を用いた低雑音従属同期方式によってＩＦ信号（ＯＦＤＭ信号）を得ることができる。 In the receiver 30 in FIG. 3, the separator 31, the BPF 32, the mixers 34 and 35, and the AGC 36 are the same as the separator 91, the BPF 92, the mixers 94 and 95, and the AGC 96 in the receiver 90. The BPF 32 has a wide transmission band corresponding to the low noise slave synchronization method. The first local oscillator 33 used here is the same as the local oscillator (receiving side local oscillator) 93 in the receiver 90. Therefore, the pilot signal is separated from the RF signal received by the receiver 30 by the separator 31 and passed through the BPF 32, whereby the pilot signal PL used on the receiver 30 side is extracted, and the first receiving side local signal LoR1 is generated using this pilot signal PL. This first receiving side local signal LoR1 is equal to the receiving side local signal LoR in FIG. 7. Therefore, an IF signal (OFDM signal) can be obtained using a low-noise slave synchronization method that uses this first receiving side local signal LoR1.

一方、この受信機３０においては、第１ローカル発振器３３とは別の第２ローカル発振器３７１も設けられる。第２ローカル発振器３７１は送信機２０側におけるローカル発振器（送信側ローカル発振器）２３１に対応し、送信機２０側で用いられた外部基準信号と共通の外部基準信号と同期するように設定され、このために、この外部信号を入手するための外部基準信号入手部３７２が設けられる。第２ローカル発振器３７１によって生成された第２受信側ローカル信号ＬｏＲ２は、外部基準信号を介して送信機２０側のローカル信号ＬｏＴ２と同期がとれているため、この場合にはパイロット信号を用いる必要はない。このように第２受信側ローカル信号ＬｏＲ２を生成し、これを受信側ローカル信号ＬｏＲとして用いて周波数変換を行う動作は、通常の独立同期方式と同様である。 On the other hand, in this receiver 30, a second local oscillator 371 is also provided in addition to the first local oscillator 33. The second local oscillator 371 corresponds to the local oscillator (transmission side local oscillator) 231 on the transmitter 20 side, and is set to synchronize with a common external reference signal to the external reference signal used on the transmitter 20 side, and therefore an external reference signal acquisition unit 372 is provided to acquire this external signal. The second reception side local signal LoR2 generated by the second local oscillator 371 is synchronized with the local signal LoT2 on the transmitter 20 side via the external reference signal, so in this case there is no need to use a pilot signal. The operation of generating the second reception side local signal LoR2 in this way and using it as the reception side local signal LoR to perform frequency conversion is the same as in the normal independent synchronization method.

このため、この受信機３０においては、通常の低雑音従属同期方式の動作と通常の独立同期方式の動作の２種類が切り替えて行われる。この切替動作においては、ＬｏＲ１、ＬｏＲ２のいずれかを選択してＬｏＲとする切替器３８１が設けられる。切替器３８１におけるこの切り替え動作は、ＢＰＦ３２を通過し生成されたパイロット信号について分離器３９１によって分岐された信号の一部を検波器３９２が検知して切替制御部３８２が受信電界Ｐ_ｉｎを認識することによって制御される。すなわち、切替制御部３８２は、受信電界Ｐ_ｉｎが大きな場合（Ｐ_ｉｎ≧Ｐ_ＳＷ）の場合にはＬｏＲ１を選択し、受信電界Ｐ_ｉｎが小さな場合（Ｐ_ｉｎ＜Ｐ_ＳＷ）の場合にはＬｏＲ２を選択するように動作する。これにより、この受信機３０は、受信電界Ｐ_ｉｎが大きな場合には通常の低雑音従属同期方式で動作し、受信電界Ｐ_ｉｎが小さく熱雑音の影響が大きくなる場合には、パイロット信号を用いない独立同期方式で動作する。 Therefore, in this receiver 30, two types of operation, a normal low noise slave synchronization method and a normal independent synchronization method, are switched. In this switching operation, a switch 381 is provided to select either LoR1 or LoR2 as LoR. This switching operation in the switch 381 is controlled by a detector 392 detecting a part of the signal branched by a separator 391 from the pilot signal generated after passing through the BPF 32, and a switching control unit 382 recognizing the receiving electric field P _in . That is, the switching control unit 382 operates to select LoR1 when the receiving electric field P _in is large (P _in ≧P _SW ), and to select LoR2 when the receiving electric field P _in is small (P _in <P _SW ). As a result, this receiver 30 operates in the normal low noise slave synchronization method when the receiving electric field P _in is large, and operates in the independent synchronization method without using a pilot signal when the receiving electric field P _in is small and the influence of thermal noise is large.

こうした動作は、受信電界Ｐ_ｉｎが小さい場合において特に周波数選択性フェージングが発生しやすく、パイロット信号が失われる場合等、パイロット信号に起因する問題が発生しやすい場合において、特に好ましい。 Such an operation is particularly preferable when the received electric field P _in is small, in which case frequency selective fading is likely to occur and problems due to the pilot signal, such as the pilot signal being lost, are likely to occur.

上記の受信機１０における切替制御部１７２（切替器１７１）、受信機３０における切替制御部３８２（切替器３８１）の動作は、受信電界Ｐ_ｉｎに応じて同様に行われる。このため、上記の受信機１０、３０は、共に、受信強度が高い場合には通常の低雑音従属同期方式の動作（第１の動作）を行い、受信強度が低い場合には、通常の低雑音従属同期方式とは異なる、これよりも位相雑音の圧縮効果の小さな、他の方式の動作（第２の動作）を行う。第１の動作、第２の動作の切替は、前記のように受信電界Ｐ_ｉｎの大小（Ｐ_ＳＷとの間の大小関係）に応じて行われるが、フェージングが発生する状況下では、実際には受信電界Ｐ_ｉｎは短時間で激しく変動する場合が多いため、一時的な受信電界Ｐ_ｉｎとＰ_ＳＷとの単純な大小関係のみで切替を行った場合には、切替が不適正となる場合がある。このため、受信強度が通常の（高い）状態であり第１の動作が設定されている場合から受信強度が低下した場合には、素早く第２の状態に切り替えることが好ましいが、ここから受信強度が高まった場合には、即時に第１の状態に切り替えずに、一定期間の間において受信状態が良好であることが認められた場合において第１の状態に切り替えることが好ましい。 The operation of the switching control unit 172 (switch 171) in the receiver 10 and the switching control unit 382 (switch 381) in the receiver 30 are performed in the same manner according to the reception electric field P _in . Therefore, both of the receivers 10 and 30 perform the operation (first operation) of the normal low noise slave synchronization method when the reception strength is high, and perform the operation (second operation) of another method different from the normal low noise slave synchronization method and having a smaller phase noise compression effect than the normal low noise slave synchronization method when the reception strength is low. The switching between the first operation and the second operation is performed according to the magnitude of the reception electric field P _in (the magnitude relationship with P _SW ) as described above, but in a situation where fading occurs, the reception electric field P _in actually often fluctuates drastically in a short time, so if the switching is performed only based on the simple magnitude relationship between the temporary reception electric field P _in and P _SW , the switching may be inappropriate. For this reason, if the reception strength decreases from a normal (high) state when the first operation is set, it is preferable to quickly switch to the second state, but if the reception strength increases from this state, it is preferable not to switch to the first state immediately, but to switch to the first state only when it is determined that the reception conditions are good for a certain period of time.

図４は、このような切替制御部１７２（切替制御部３８２）の動作の例を示すフローチャートである。ここでは、上記の動作のために、検波器１８２（検波器３９２）によって受信電界Ｐ_ｉｎを認識するだけでなく、ＡＧＣ１６（ＡＧＣ３６）における制御電圧の時間変化率αが用いられる。αの絶対値の大きさは受信状況の変動の激しさに対応する。 4 is a flowchart showing an example of the operation of the switching control unit 172 (switching control unit 382). Here, for the above operation, not only is the reception electric field _P in recognized by the detector 182 (detector 392), but also the time change rate α of the control voltage in the AGC 16 (AGC 36) is used. The magnitude of the absolute value of α corresponds to the intensity of fluctuations in the reception conditions.

ここでは、受信機が通常の低雑音標準同期方式の動作（第１の動作）をさせる状態を標準設定（受信機１０においては切替器１７１がＰＬ１（ＢＰＦ１２Ａ）側に接続された状態、受信機３０においては切替器３８１がＬｏＲ１側に接続された状態）とし、第２の動作をさせる状態を非標準設定（受信機１０においては切替器１７１がＰＬ２（ＢＰＦ１２Ｂ）側に接続された状態、受信機３０においては切替器３８１がＬｏＲ２側に接続された状態）とする。以下では、受信機１０における切替制御部１７２における動作について説明するが、受信機３０における切替制御部３８２の動作も同様である。 Here, the state in which the receiver operates in the normal low noise standard synchronization method (first operation) is referred to as the standard setting (in receiver 10, switch 171 is connected to PL1 (BPF 12A) side, and in receiver 30, switch 381 is connected to LoR1 side), and the state in which the receiver operates in the second operation is referred to as the non-standard setting (in receiver 10, switch 171 is connected to PL2 (BPF 12B) side, and in receiver 30, switch 381 is connected to LoR2 side). Below, the operation of the switching control unit 172 in receiver 10 is described, but the operation of the switching control unit 382 in receiver 30 is similar.

図４において、まず、切替制御部１７２は、初期状態として、切替器１７１をＰＬ１（ＢＰＦ１２Ａ）側とする（標準設定とする（Ｓ１））。次に、切替制御部１７２は、検波器１８２によって受信電界Ｐ_ｉｎを認識し、Ｐ_ｉｎ＜Ｐ_ＳＷであれば（Ｓ２：Ｙｅｓ）、切替器１７１をＰＬ２（ＢＰＦ１２Ｂ）側に切り替える（非標準設定とする（Ｓ３））。この判定（Ｓ２）は、例えば短時間の一定周期で行うことができ、Ｐ_ｉｎ≧Ｐ_ＳＷであれば、受信状態が良好であるとみなされるため、標準状態が維持される。 4, first, the switching control unit 172 sets the switch 171 to the PL1 (BPF 12A) side as an initial state (standard setting (S1)). Next, the switching control unit 172 recognizes the reception electric field P _in by the detector 182, and if P _in <P _SW (S2: Yes), switches the switch 171 to the PL2 (BPF 12B) side (non-standard setting (S3)). This determination (S2) can be performed, for example, at a constant short period, and if P _in ≧P _SW , the reception state is considered to be good, so the standard state is maintained.

非標準設定に切り替えられた場合（Ｓ３）、以降は、切替制御部１７２は、この状態を変えるか否か（標準設定に再び戻すか否か）の判定を行う。このためには、切替制御部１７２は、ＡＧＣ１６における制御電圧の時間変化率αのモニターを開始する（Ｓ４）。次に、切替制御部１７２は、所定の期間（Ｘ秒間）の間における、αの絶対値（｜α｜）と、ある閾値α０との大小関係を判定する（Ｓ５）。ここで、この期間内において常時｜α｜≦α０の場合（Ｓ５：Ｎｏ）は、この期間内における受信状態の変化が小さいと考えられるため、次に、再びＰ_ｉｎとＰ_ＳＷの大小関係が判定される（Ｓ６）。ここでＰ_ｉｎ≧Ｐ_ＳＷであれば（Ｓ６：Ｎｏ）、急激な受信状態の変動はなくＸ秒間において安定して受信状態が良好であったと考えられるため、切替制御部１７２は、切替器１７１を再び標準設定に戻す（Ｓ７）。これによって、再び初期状態（Ｓ１）に戻る。 When the non-standard setting is selected (S3), the switching control unit 172 judges whether to change the state (whether to return to the standard setting). To this end, the switching control unit 172 starts monitoring the time rate of change α of the control voltage in the AGC 16 (S4). Next, the switching control unit 172 judges whether the absolute value of α (|α|) is greater than or less than a certain threshold value α0 during a predetermined period (X seconds) (S5). If |α|≦α0 is always satisfied during this period (S5: No), it is considered that the change in the reception state during this period is small, so the relationship between P _in and P _SW is judged again (S6). If P _in ≧P _SW (S6: No), it is considered that there was no sudden change in the reception state and that the reception state was stable and good during the X seconds, so the switching control unit 172 returns the switch 171 to the standard setting again (S7). This returns the switch to the initial state (S1) again.

Ｘ秒間の間において｜α｜＞α０となった場合（Ｓ５：Ｙｅｓ）には、この期間における受信状態は不安定であると認識されるため、即時に標準設定に戻すことは好ましくない。このため、切替制御部１７２は、再び、次のＸ秒間における｜α｜とα０との大小関係を判定する（Ｓ８）。ここで、この期間内において｜α｜≦α０の場合（Ｓ８：Ｎｏ）には、受信状態が緩やかに回復したと考えられるため、前記の場合と同様に、切替制御部１７２は、切替器１７１を再び標準設定に戻す（Ｓ７）。 If |α|>α0 during X seconds (S5: Yes), the reception state during this period is recognized as unstable, and it is not preferable to immediately return to the standard settings. Therefore, the switching control unit 172 again determines the magnitude relationship between |α| and α0 during the next X seconds (S8). Here, if |α|≦α0 during this period (S8: No), it is considered that the reception state has gradually recovered, and as in the previous case, the switching control unit 172 returns the switch 171 to the standard settings again (S7).

次のＸ秒間において｜α｜＞α０となった場合（Ｓ８：Ｙｅｓ）、切替制御部１７２は、所定の期間（Ｙ秒間）において常時Ｐ_ｉｎ≧Ｐ_ＳＷであったか否かを判定する（Ｓ９）。常時Ｐ_ｉｎ≧Ｐ_ＳＷであった場合（Ｓ９：Ｙｅｓ）には、Ｐ_ｉｎが高くなった状態が長期間維持されたと考えられるため、αの値によらず、切替制御部１７２は、切替器１７１を再び標準設定に戻す（Ｓ７）。この期間内でＰ_ｉｎ＜Ｐ_ＳＷとなった場合があった場合（Ｓ９：Ｎｏ）には、再びＸ秒間における｜α｜とα０との大小関係の判定（Ｓ８）が行われ、前記の動作が繰り返される。 If |α|>α0 in the next X seconds (S8: Yes), the switching control unit 172 judges whether P _in ≧P _SW was always satisfied in the predetermined period (Y seconds) (S9). If P _in ≧P _SW was always satisfied (S9: Yes), it is considered that the high state of P _in has been maintained for a long period of time, and the switching control unit 172 returns the switch 171 to the standard setting again (S7) regardless of the value of α. If P _in <P _SW was satisfied in this period (S9: No), the magnitude relationship between |α| and α0 in the X seconds is judged again (S8), and the above operation is repeated.

上記の動作によれば、受信状態が劣化した場合（Ｓ２：Ｙｅｓ）には即時に非標準設定への切替が行われる（Ｓ３）のに対して、非標準設定から標準設定の切替は、一定期間（Ｘ秒間、Ｙ秒間）にわたる良好な受信状態の継続が認められた場合（Ｓ５：Ｎｏ、Ｓ８：Ｎｏ、Ｓ９：Ｙｅｓ）においてのみ行われる。これによって、フェージングが発生しやすい状況下でもこの伝送装置１、２を安定して動作させることができる。なお、図４のフローチャートはこのような動作の一例であり、一定期間において受信状態が良好であったか否かの判断基準は適宜設定が可能である。 According to the above operation, if the reception state deteriorates (S2: Yes), a switch to the non-standard setting is performed immediately (S3), whereas a switch from the non-standard setting to the standard setting is performed only when good reception state continues for a certain period of time (X seconds, Y seconds) (S5: No, S8: No, S9: Yes). This allows the transmission devices 1 and 2 to operate stably even in conditions where fading is likely to occur. Note that the flowchart in Figure 4 is an example of such an operation, and the criteria for determining whether the reception state was good for a certain period of time can be set appropriately.

（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る伝送装置３は、常時低雑音従属同期方式で動作し、伝送装置１（受信装置１０）、伝送装置２（受信装置３０）におけるような、状況に応じた信号の切替は行われない。この伝送装置３においては、送信機４０において、ＯＦＤＭ信号に対して２種類のパイロット信号が同時に付加される。図５は、この場合のＲＦ信号の周波数配列を図８に対応させて示す。ここで、一方のパイロット信号（第１パイロット信号ＰＬＡ）は図８におけるパイロット信号ＰＬと同一であり、その中心周波数はＦ０＋４ＭＨｚとなる。これに対して、他方のパイロット信号（第２パイロット信号ＰＬＢ）は、図５において第１パイロット信号ＰＬＡと対称な位置に設定され、その中心周波数はＦ０－４ＭＨｚとされる。 Third Embodiment
The transmission device 3 according to the third embodiment always operates in a low noise slave synchronization system, and does not switch signals according to the situation, as in the transmission device 1 (receiving device 10) and the transmission device 2 (receiving device 30). In this transmission device 3, two types of pilot signals are added simultaneously to the OFDM signal in the transmitter 40. FIG. 5 shows the frequency arrangement of the RF signal in this case in correspondence with FIG. 8. Here, one pilot signal (first pilot signal PLA) is the same as the pilot signal PL in FIG. 8, and its center frequency is F0+4 MHz. On the other hand, the other pilot signal (second pilot signal PLB) is set at a position symmetrical to the first pilot signal PLA in FIG. 5, and its center frequency is F0-4 MHz.

図６は、この伝送装置３（送信機４０、受信機５０）の構成を示す図である。送信機４０におけるローカル発振器（送信側ローカル発振器）４３、ミキサ４４は送信機８０におけるローカル発振器（送信側ローカル発振器）８３、ミキサ８４と同様であり、これらによってＩＦ信号からＲＦ信号が生成される点も同様である。 Figure 6 shows the configuration of this transmission device 3 (transmitter 40, receiver 50). The local oscillator (transmission side local oscillator) 43 and mixer 44 in the transmitter 40 are similar to the local oscillator (transmission side local oscillator) 83 and mixer 84 in the transmitter 80, and they also generate an RF signal from an IF signal.

ただし、この送信機４０においては、第１パイロット信号ＰＬＡを発振する第１パイロット信号発振器４１Ａ、第２パイロット信号ＰＬＢを発振する第２パイロット信号発振器４１Ｂが同時に用いられ、第１パイロット信号ＰＬＡ、第２パイロット信号ＰＬＢが合成器４２でＯＦＤＭ信号に多重されることによって、図５に対応した周波数配列の信号が生成され、これが変換されてＲＦ信号となる。第１パイロット信号ＰＬＡ、第２パイロット信号ＰＬＢには共通の位相雑音が重畳する。このため、低雑音従属同期方式の動作により、受信側でこれらを用いて位相雑音の圧縮を行うことができる。 However, in this transmitter 40, a first pilot signal oscillator 41A that oscillates a first pilot signal PLA and a second pilot signal oscillator 41B that oscillates a second pilot signal PLB are used simultaneously, and the first pilot signal PLA and the second pilot signal PLB are multiplexed into an OFDM signal by a combiner 42 to generate a signal with a frequency arrangement corresponding to FIG. 5, which is then converted into an RF signal. A common phase noise is superimposed on the first pilot signal PLA and the second pilot signal PLB. For this reason, the phase noise can be compressed on the receiving side by using these signals through the operation of the low noise dependent synchronization method.

受信機５０は、このＲＦ信号を受信し、このＲＦ信号から第１パイロット信号ＰＬＡ、第２パイロット信号ＰＬＢをそれぞれ認識する。このため、図５における第１パイロット信号ＰＬＡに対応した帯域をもつＢＰＦ５２Ａと第２パイロット信号ＰＬＢに対応した帯域をもつＢＰＦ５２Ｂが設けられ、これらがそれぞれ設けられた各系統に、分離器５１によってＲＦ信号が分岐される。第１パイロット信号ＰＬＡを通過させるＢＰＦ５２Ａは、図７におけるＢＰＦ９２と同一である。ＢＰＦ５２Ａ、５２Ｂの透過帯域幅は、低雑音従属同期方式に対応し、十分に広く設定される。 Receiver 50 receives this RF signal and recognizes the first pilot signal PLA and the second pilot signal PLB from this RF signal. For this purpose, BPF 52A having a band corresponding to the first pilot signal PLA in FIG. 5 and BPF 52B having a band corresponding to the second pilot signal PLB are provided, and the RF signal is branched by separator 51 to each system in which these are provided. BPF 52A, which passes first pilot signal PLA, is the same as BPF 92 in FIG. 7. The transmission bandwidth of BPFs 52A and 52B is set sufficiently wide to correspond to the low noise slave synchronization method.

受信機５０においては、図７の受信機９０においてパイロット信号ＰＬとローカル発振器９３、ミキサ９４を用いて受信側ローカル信号ＬｏＲが生成されたのと同様に、第１パイロット信号ＰＬＡと第１ローカル発振器５３Ａ、ミキサ５４Ａを用いて第１受信側ローカル信号ＬｏＲＡが、第２パイロット信号ＰＬＢと第２ローカル発振器５３Ｂ、ミキサ５４Ｂを用いて第２受信側ローカル信号ＬｏＲＢが、それぞれ生成される。第１ローカル発振器５３Ａと第２ローカル発振器５３Ｂは独立している。 In the receiver 50, in the same way that the receiver local signal LoR is generated using the pilot signal PL, local oscillator 93, and mixer 94 in the receiver 90 of FIG. 7, the first receiver local signal LoRA is generated using the first pilot signal PLA, first local oscillator 53A, and mixer 54A, and the second receiver local signal LoRB is generated using the second pilot signal PLB, second local oscillator 53B, and mixer 54B. The first local oscillator 53A and the second local oscillator 53B are independent.

受信機５０におけるミキサ５５、ＡＧＣ５６は、図７におけるミキサ９５、ＡＧＣ９６とそれぞれ同様である。ただし、ここでは、ミキサ５５でＲＦ信号をＩＦ信号に変換するために用いられる受信側ローカル信号ＬｏＲは、第１受信側ローカル信号ＬｏＲＡと、第２受信側ローカル信号ＬｏＲＢとが合成器５７で合成されて生成された混合ローカル信号ＬｏＲＭとなる。 The mixer 55 and AGC 56 in the receiver 50 are similar to the mixer 95 and AGC 96 in FIG. 7. However, in this case, the receiver local signal LoR used to convert the RF signal to an IF signal in the mixer 55 is a mixed local signal LoRM generated by combining the first receiver local signal LoRA and the second receiver local signal LoRB in the combiner 57.

このような混合ローカル信号ＬｏＲＭにはＯＦＤＭ信号と同様の位相雑音が重畳しているため、ミキサ５５によって、図７の受信機９０と同様に、この位相雑音の圧縮を行うことができる。すなわち、この場合の動作も低雑音従属同期方式となる。この際、ＲＦ信号が送信機４０側から受信機５０側に伝送される際に周波数選択性フェージングによって第１パイロット信号ＰＬＡ、第２パイロット信号ＰＬＢのうちのいずれかが失われた場合でも、図６における混合ローカル信号ＬｏＲＭを得ることができ、低雑音従属同期方式の動作が可能となる。特に、この場合においては、前記の伝送装置１、２とは異なり、受信機５０側における切替動作を要しない。 Since such mixed local signal LoRM has the same phase noise as the OFDM signal superimposed thereon, the mixer 55 can compress this phase noise in the same manner as the receiver 90 in FIG. 7. That is, the operation in this case also becomes a low-noise dependent synchronization method. In this case, even if either the first pilot signal PLA or the second pilot signal PLB is lost due to frequency selective fading when the RF signal is transmitted from the transmitter 40 side to the receiver 50 side, the mixed local signal LoRM in FIG. 6 can be obtained, and the operation of the low-noise dependent synchronization method becomes possible. In particular, in this case, unlike the transmission devices 1 and 2 described above, no switching operation is required on the receiver 50 side.

以上、本発明を実施形態をもとに説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described above based on an embodiment. This embodiment is merely an example, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications are possible in the combination of the components, and that such modifications are also within the scope of the present invention.

１、２、３、９伝送装置
１０、３０、５０、９０受信機
１１、３１、９１、１８１、３９１分離器
１２ＡＢＰＦ（バンドパスフィルタ：第１のバンドパスフィルタ）
１２ＢＢＰＦ（バンドパスフィルタ：第２のバンドパスフィルタ）
１３、９３ローカル発振器（受信側ローカル発振器）
１４、１５、２４、３４、３５、４４、５４Ａ、５４Ｂ、５５、８４、９４、９５ミキサ
１６、３６、５６、９６ＡＧＣ
２０、４０、８０送信機
２１、８１パイロット信号発振器
２２、４２、５７、８２合成器
３２、５２Ａ、５２Ｂ、９２ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
３３、５３Ａ第１ローカル発振器
４１Ａ第１パイロット信号発振器
４１Ｂ第２パイロット信号発振器
４３、８３、２３１ローカル発振器（送信側ローカル発振器）
５３Ｂ、３７１第２ローカル発振器
１７１、３８１切替器
１７２、３８２切替制御部
１８２、３９２検波器
２３２、３７２外部基準信号入手部
ＬｏＲ受信側ローカル信号
ＬｏＲ１第１受信側ローカル信号
ＬｏＲ２第２受信側ローカル信号
ＬｏＲＭ混合ローカル信号
ＬｏＴ、ＬｏＴ２送信側ローカル信号
ＰＬパイロット信号
ＰＬＡ第１パイロット信号
ＰＬＢ第２パイロット信号 1, 2, 3, 9 Transmission device 10, 30, 50, 90 Receiver 11, 31, 91, 181, 391 Separator 12A BPF (Band pass filter: first band pass filter)
12B BPF (Bandpass Filter: Second Bandpass Filter)
13, 93 Local oscillator (receiving local oscillator)
14, 15, 24, 34, 35, 44, 54A, 54B, 55, 84, 94, 95 Mixer 16, 36, 56, 96 AGC
20, 40, 80 transmitter 21, 81 pilot signal oscillator 22, 42, 57, 82 combiner 32, 52A, 52B, 92 BPF (band pass filter)
33, 53A First local oscillator 41A First pilot signal oscillator 41B Second pilot signal oscillator 43, 83, 231 Local oscillator (transmission side local oscillator)
53B, 371 Second local oscillator 171, 381 Switch 172, 382 Switching control section 182, 392 Detector 232, 372 External reference signal acquisition section LoR Receiving side local signal LoR1 First receiving side local signal LoR2 Second receiving side local signal LoRM Mixed local signal LoT, LoT2 Transmitting side local signal PL Pilot signal PLA First pilot signal PLB Second pilot signal

Claims

A transmission device that operates using a low noise slave synchronization method in which an IF transmission method is used, a transmission signal having a configuration in which a pilot signal is multiplexed on a main signal is emitted from a transmitter to a receiver, and when the receiver performs frequency conversion of the received transmission signal, the receiver compresses phase noise in the transmission signal by using the pilot signal extracted from the transmission signal,
The receiver includes:
performing a first operation of performing the frequency conversion using the low noise slave synchronization method for compressing the phase noise when the reception strength of the transmission signal is high;
performing a second operation of performing the frequency conversion by another method in which the effect of suppressing the phase noise is lower than that of the low noise slave synchronization method when the reception strength is low;
A transmission device comprising:

The receiver extracts the pilot signal from the received transmission signal using a bandpass filter that transmits the pilot signal;
In the first operation, a first band-pass filter is used as the band-pass filter;
2. The transmission device according to claim 1, wherein in the second operation, a second bandpass filter having a narrower transmission band than the first bandpass filter is used as the bandpass filter.

a transmitter local signal used in generating the transmission signal by frequency conversion in the transmitter is generated so as to be synchronized with an external reference signal;
2. The transmission device according to claim 1, wherein in the second operation, the receiver performs an operation of an independent synchronization method in which the frequency conversion is performed using a receiving-side local signal that is synchronized with the transmitting-side local signal by generating the receiving-side local signal using the external reference signal that is common to the external reference signal used in the transmitter.

The receiver includes:
switching from the first operation to the second operation when the reception strength becomes lower than a threshold value;
switching from the second operation to the first operation when it is determined that the reception strength becomes high from a low state based on the threshold and the change in the reception state of the transmission signal in the receiver is small for a certain period of time;
4. The transmission device according to claim 1, wherein the first and second inputs are connected to the first and second inputs.

A transmission device that uses an IF transmission method, transmits a transmission signal having a configuration in which a pilot signal is multiplexed on a main signal from a transmitter to a receiver, and operates according to a low noise slave synchronization method in which, when the receiver performs frequency conversion of the received transmission signal, phase noise in the transmission signal is compressed using the pilot signal extracted from the transmission signal,
the transmitter emits the transmission signal in which a first pilot signal and a second pilot signal having different frequencies are multiplexed onto the main signal as the pilot signals;
a first receiving side local signal from the first pilot signal and a second receiving side local signal from the second pilot signal, and a mixed local signal obtained by mixing the first receiving side local signal and the second receiving side local signal is used to perform the frequency conversion.