JP7609705B2

JP7609705B2 - Power Conversion Equipment

Info

Publication number: JP7609705B2
Application number: JP2021086805A
Authority: JP
Inventors: 悠二伊藤; 和大杉本; 聡谷口
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2021-05-24
Filing date: 2021-05-24
Publication date: 2025-01-07
Anticipated expiration: 2041-05-24
Also published as: JP2022179964A

Description

本開示は、電力変換装置に関する。 This disclosure relates to a power conversion device.

特許文献１には、三相誘導電動機などを駆動するオープン巻線システムが開示されている。このオープン巻線システムは、直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１及び第２のインバータと、第１インバータと第２インバータの交流出力端子の間に接続されたオープン巻線とを備えている。当該オープン巻線システムの制御装置は、第１及び第２インバータの各スイッチング素子の損失が等しくなるように各スイッチング素子の制御を行うものである。 Patent Document 1 discloses an open winding system for driving a three-phase induction motor or the like. This open winding system includes first and second inverters that convert DC power from a DC power source into AC power, and an open winding connected between the AC output terminals of the first inverter and the second inverter. The control device for the open winding system controls each switching element of the first and second inverters so that the losses in the switching elements are equal.

特開２０１７－０９３０７７号公報JP 2017-093077 A

特許文献１に記載のオープン巻線システムのように各相のコイル（巻線）をＨブリッジインバータで駆動する構成を有する電力変換装置（便宜上、「Ｈブリッジモータドライブシステム」とも称する）において、コストと効率のバランスに鑑み、損失特性の異なるスイッチング素子を混合して使用することが考えられる。このような構成を採用した場合、第１及び第２インバータの各スイッチング素子の損失が等しくなるように各スイッチング素子の制御を行うという手法では、各スイッチング素子を有効に使い切ることは困難である。 In a power conversion device (also referred to as an "H-bridge motor drive system" for convenience) having a configuration in which the coils (windings) of each phase are driven by an H-bridge inverter, such as the open winding system described in Patent Document 1, it is possible to use a mixture of switching elements with different loss characteristics in consideration of the balance between cost and efficiency. When such a configuration is adopted, it is difficult to effectively use each switching element by controlling each switching element of the first and second inverters so that the losses of each switching element are equal.

本開示は、上述のような課題に鑑みてなされたものであり、損失特性の異なるスイッチング素子を組み合わせたＨブリッジモータドライブシステムにおいて、低損失素子を有効活用できるようにすることを目的とする。 This disclosure was made in consideration of the above-mentioned problems, and aims to enable the effective use of low-loss elements in an H-bridge motor drive system that combines switching elements with different loss characteristics.

本開示の第１の態様に係る電力変換装置は、複数相のコイルを有するオープン巻線の回転電機に向けて直流電源から供給される電力を変換するものであって、第１インバータと、第２インバータと、制御装置と、を備える。第１インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第１高電位点とコイルの一端との間、及び、コイルの一端と第１低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第１スイッチング素子を含む。第２インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第２高電位点とコイルの他端との間、及び、コイルの他端と第２低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第２スイッチング素子を含む。制御装置は、第１及び第２インバータを制御する。複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子は、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のうちで損失が小さい方を低損失素子と称し、損失が大きい方を高損失素子と称したとき、制御装置は、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータを制御する。
複数相のコイルのそれぞれを流れる電流は、第１インバータの側から第２インバータの側に流れる向きを正とする。制御装置は、複数相の相毎に、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のそれぞれの制御信号を生成する制御信号生成部を含む。制御信号生成部は、回転電機の駆動指令に基づく各相の電圧指令の基本変調波が０以上の場合には、基本変調波と０から１の間で変動する第１キャリア信号とを比較して第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号をそれぞれオフ及びオンとし、基本変調波が０未満の場合には、基本変調波に１を加えて得られる第１補正変調波と第１キャリア信号とを比較して第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号をそれぞれオン及びオフとする。 A power conversion device according to a first aspect of the present disclosure converts power supplied from a DC power source to a rotating electric machine having open windings with coils of multiple phases, and includes a first inverter, a second inverter, and a control device. The first inverter is connected in parallel with the DC power source and includes a plurality of first switching elements capable of switching between a first high potential point and one end of the coil and between one end of the coil and a first low potential point for each phase of the rotating electric machine. The second inverter is connected in parallel with the DC power source and includes a plurality of second switching elements capable of switching between a second high potential point and the other end of the coil and between the other end of the coil and a second low potential point for each phase of the rotating electric machine. The control device controls the first and second inverters. The plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements are configured to have different loss characteristics from each other. When the multiple first switching elements and multiple second switching elements having smaller losses are referred to as low-loss elements and the ones having larger losses are referred to as high-loss elements, the control device controls the first and second inverters so that the number of times that one of the first and second inverters corresponding to the inverter using the low-loss elements is switched is greater than the number of times that the other of the first and second inverters corresponding to the inverter using the high-loss elements is switched.
The current flowing through each of the coils of the multiple phases is defined as positive when it flows from the first inverter side to the second inverter side. The control device includes a control signal generating unit that generates control signals for each of the multiple first switching elements and the multiple second switching elements for each of the multiple phases. When a fundamental modulation wave of a voltage command for each phase based on a drive command for the rotating electric machine is equal to or greater than 0, the control signal generating unit compares the fundamental modulation wave with a first carrier signal that varies between 0 and 1 to generate control signals for first switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the first inverter, while turning off and on the control signals for second switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the second inverter, and when the fundamental modulation wave is less than 0, the control signal generating unit compares a first correction modulation wave obtained by adding 1 to the fundamental modulation wave with the first carrier signal to generate control signals for first switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the first inverter, while turning on and off the control signals for second switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the second inverter.

本開示の第２の態様に係る電力変換装置は、複数相のコイルを有するオープン巻線の回転電機に向けて直流電源から供給される電力を変換するものであって、第１インバータと、第２インバータと、制御装置と、を備える。第１インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第１高電位点とコイルの一端との間、及び、コイルの一端と第１低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第１スイッチング素子を含む。第２インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第２高電位点とコイルの他端との間、及び、コイルの他端と第２低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第２スイッチング素子を含む。制御装置は、第１及び第２インバータを制御する。複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子は、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のうちで損失が小さい方を低損失素子と称し、損失が大きい方を高損失素子と称したとき、制御装置は、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータを制御する。
複数相のコイルのそれぞれを流れる電流は、第１インバータの側から第２インバータの側に流れる向きを正とする。制御装置は、複数相の相毎に、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のそれぞれの制御信号を生成する制御信号生成部を含む。制御信号生成部は、回転電機の駆動指令に基づく各相の電圧指令の基本変調波が０未満の場合には、基本変調波と－１から０の間で変動する第２キャリア信号とを比較して第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号をそれぞれオフ及びオンとし、基本変調波が０以上の場合には、基本変調波に－１を加えて得られる第２補正変調波と第２キャリア信号とを比較して第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号をそれぞれオン及びオフとする。 A power conversion device according to a second aspect of the present disclosure converts power supplied from a DC power source to a rotating electric machine having open windings with coils of multiple phases, and includes a first inverter, a second inverter, and a control device. The first inverter is connected in parallel with the DC power source and includes a plurality of first switching elements capable of switching between a first high potential point and one end of the coil and between one end of the coil and a first low potential point for each phase of the rotating electric machine. The second inverter is connected in parallel with the DC power source and includes a plurality of second switching elements capable of switching between a second high potential point and the other end of the coil and between the other end of the coil and a second low potential point for each phase of the rotating electric machine. The control device controls the first and second inverters. The plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements are configured to have different loss characteristics from each other. When the multiple first switching elements and multiple second switching elements having smaller losses are referred to as low-loss elements and the ones having larger losses are referred to as high-loss elements, the control device controls the first and second inverters so that the number of times that one of the first and second inverters corresponding to the inverter using the low-loss elements is switched is greater than the number of times that the other of the first and second inverters corresponding to the inverter using the high-loss elements is switched.
The current flowing through each of the coils of the multiple phases is positive when it flows from the first inverter side to the second inverter side. The control device includes a control signal generating unit that generates control signals for each of the multiple first switching elements and the multiple second switching elements for each of the multiple phases. When a fundamental modulation wave of a voltage command for each phase based on a drive command for the rotating electric machine is less than 0, the control signal generating unit compares the fundamental modulation wave with a second carrier signal that varies between -1 and 0 to generate control signals for the second switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the second inverter, while turning off and on the control signals for the first switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the first inverter, and when the fundamental modulation wave is 0 or more, the control signal generating unit compares a second correction modulation wave obtained by adding -1 to the fundamental modulation wave with the second carrier signal to generate control signals for the second switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the second inverter, while turning on and off the control signals for the first switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the first inverter.

電力変換装置は、第１インバータと第２インバータとの間に配置され、電流の導通状態と遮断状態とを切り替えるスイッチをさらに備えてもよい。そして、第１インバータに含まれる複数の第１スイッチング素子は、低損失素子であってもよい。 The power conversion device may further include a switch disposed between the first inverter and the second inverter, for switching between a current conduction state and a current cutoff state. The first switching elements included in the first inverter may be low-loss elements.

複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子とは、素材の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されていてもよい。 The first switching elements and the second switching elements may be configured to have different loss characteristics due to differences in materials.

複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子とは、チップ面積の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されていてもよい。 The multiple first switching elements and the multiple second switching elements may be configured to have different loss characteristics due to differences in chip area.

本開示に係る電力変換装置によれば、損失特性の異なるスイッチング素子をインバータ単位で組み合わせたＨブリッジモータドライブシステムにおいて、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータが制御される。これにより、低損失素子を有効活用してインバータ損失を低減することができる。 According to the power conversion device disclosed herein, in an H-bridge motor drive system in which switching elements with different loss characteristics are combined on an inverter-by-inverter basis, the first and second inverters are controlled so that the number of times one of the first and second inverters, which corresponds to the inverter on the side using low-loss elements, is switched is greater than the number of times the other of the first and second inverters, which corresponds to the inverter on the side using high-loss elements. This makes it possible to effectively utilize the low-loss elements and reduce inverter losses.

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a power conversion device according to a first embodiment; 一般的なスイッチング制御（比較例）における制御信号の生成手法を表したタイムチャート（Ａ）と、実施の形態１に係る特徴的なスイッチング制御における制御信号の生成手法を表したタイムチャート（Ｂ）である。1A is a time chart showing a method for generating a control signal in a general switching control (comparative example), and FIG. 1B is a time chart showing a method for generating a control signal in a characteristic switching control according to the first embodiment. 比較例における変調波と接続点Ｕ１及びＵ２のオンオフ状態との関係をまとめて表した図である。13 is a diagram illustrating the relationship between the modulated wave and the on/off states of connection points U1 and U2 in the comparative example. FIG. 実施の形態１に係る制御信号生成部による制御信号の生成の手順を示すフローチャートである。5 is a flowchart showing a procedure for generating a control signal by a control signal generating unit according to the first embodiment. 第２インバータ側の第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数を増加させる際の制御信号の生成手法を表したタイムチャートである。11 is a time chart showing a method of generating a control signal when the number of switching operations of a second switching element SW2 on the second inverter side is increased. 図２（Ａ）に示す比較例に対する実施の形態１の効果を説明するための図である。3A and 3B are diagrams for explaining the effect of the first embodiment over the comparative example shown in FIG. 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating a schematic configuration of a power conversion device according to a second embodiment. Ｙ結線駆動時の電力変換装置の制御状態を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing the control state of the power conversion device during Y-connection driving. 実施の形態２の第１変形例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating a schematic configuration of a power conversion device according to a first modified example of the second embodiment. 実施の形態２の第２変形例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating a schematic configuration of a power conversion device according to a second modification of the second embodiment. ５相の回転電機に適用された電力変換装置の構成を概略的に示す図である。1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a power conversion device applied to a five-phase rotating electric machine.

以下に説明される各実施の形態において、各図において共通する要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略又は簡略する。また、以下に示す実施の形態において各要素の個数、数量、量、範囲等の数に言及した場合、特に明示した場合や原理的に明らかにその数に特定される場合を除いて、その言及した数に、本開示に係る技術思想が限定されるものではない。また、以下に示す実施の形態において説明する構造やステップ等は、特に明示した場合や明らかに原理的にそれに特定される場合を除いて、本開示に係る技術思想に必ずしも必須のものではない。 In each embodiment described below, elements common to each figure are given the same reference numerals, and duplicated descriptions are omitted or simplified. Furthermore, when the number, quantity, amount, range, etc. of each element is mentioned in the embodiments described below, the technical idea of this disclosure is not limited to the mentioned number, unless otherwise specified or clearly specified in principle. Furthermore, the structures, steps, etc. described in the embodiments described below are not necessarily essential to the technical idea of this disclosure, unless otherwise specified or clearly specified in principle.

１．実施の形態１
１－１．電力変換装置の構成
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成を概略的に示す図である。図１には、電力変換装置１００とともに、電動機１、直流電源２（例えば、バッテリ）、及び平滑コンデンサ３が表されている。電力変換装置１００は、直流電源２から電動機１に向けて供給される電力を変換するように構成されている。 1. First embodiment
1-1. Configuration of the power conversion device Fig. 1 is a diagram that shows a schematic configuration of a power conversion device 100 according to the first embodiment. In Fig. 1, an electric motor 1, a DC power source 2 (e.g., a battery), and a smoothing capacitor 3 are shown together with the power conversion device 100. The power conversion device 100 is configured to convert power supplied from the DC power source 2 to the electric motor 1.

電動機１は、例えば、電気自動車又はハイブリッド自動車等の電動車両に搭載され、電動車両の図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生させる。電動機１は、本開示に係る「回転電機」の一例である。回転電機は、電動機に限らず、例えば、発電機であってもよいし、あるいは、電動機としての機能と発電機としての機能とを有するモータジェネレータであってもよい。 The electric motor 1 is mounted on an electric vehicle such as an electric car or a hybrid car, and generates torque for driving drive wheels (not shown) of the electric vehicle. The electric motor 1 is an example of a "rotating electric machine" according to the present disclosure. The rotating electric machine is not limited to an electric motor, and may be, for example, a generator, or a motor generator that has both a function as an electric motor and a function as a generator.

電動機１は、オープン巻線の３相の電動機であって、３つのコイル４（Ｕ相コイル４Ｕ、Ｖ相コイル４Ｖ、及びＷ相コイル４Ｗ）を有する。すなわち、電動機１は、各相のコイル４の両端が解放された構成を有する。 The motor 1 is a three-phase motor with open windings and has three coils 4 (U-phase coil 4U, V-phase coil 4V, and W-phase coil 4W). In other words, the motor 1 has a configuration in which both ends of the coils 4 of each phase are open.

電力変換装置１００は、第１インバータ１０と、第２インバータ３０と、制御装置６０とを備えている。第１インバータ１０及び第２インバータ３０は、それぞれ、直流電源２と並列接続されている。より詳細には、第１インバータ１０は、第２インバータ３０と比べて直流電源２に近い側に配置されている。上述の平滑コンデンサ３は、直流電源２と第１インバータ１０との間に接続されている。 The power conversion device 100 includes a first inverter 10, a second inverter 30, and a control device 60. The first inverter 10 and the second inverter 30 are each connected in parallel to the DC power source 2. More specifically, the first inverter 10 is disposed closer to the DC power source 2 than the second inverter 30. The smoothing capacitor 3 described above is connected between the DC power source 2 and the first inverter 10.

１－１－１．第１及び第２インバータ
第１インバータ１０は、各相のコイル４の通電を切り替える３相インバータである。第１インバータ１０は、電動機１の相毎に、第１インバータ１０の第１高電位点Ｈ１とコイル４の一端との間、及び、コイル４の一端と第１インバータ１０の第１低電位点Ｌ１との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第１スイッチング素子１２、１４、１６、１８、２０、及び２２を備えている。本実施形態では、第１スイッチング素子１２、１４、１６、１８、２０、及び２２を総称するときは、「第１スイッチング素子ＳＷ１」という。 1-1-1. First and second inverters The first inverter 10 is a three-phase inverter that switches the energization of the coil 4 of each phase. The first inverter 10 includes a plurality of first switching elements 12, 14, 16, 18, 20, and 22 that can open and close (turn on and off) between a first high potential point H1 of the first inverter 10 and one end of the coil 4, and between one end of the coil 4 and a first low potential point L1 of the first inverter 10, for each phase of the motor 1. In this embodiment, the first switching elements 12, 14, 16, 18, 20, and 22 are collectively referred to as "first switching elements SW1."

より詳細には、第１インバータ１０は、Ｕ相コイル４Ｕに対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｕ１との間に設けられた第１スイッチング素子１２と、接続点Ｕ１と第１低電位点Ｌ１との間に設けられた第１スイッチング素子１４と、を備えている。これらのＵ相の第１スイッチング素子１２及び１４の間の接続点Ｕ１には、Ｕ相コイル４Ｕの一端が接続されている。 More specifically, the first inverter 10 includes a first switching element 12 provided between a first high potential point H1 and a connection point U1 corresponding to the U-phase coil 4U, and a first switching element 14 provided between the connection point U1 and a first low potential point L1. One end of the U-phase coil 4U is connected to the connection point U1 between the first switching elements 12 and 14 of the U-phase.

また、第１インバータ１０は、Ｖ相コイル４Ｖに対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｖ１との間に設けられた第１スイッチング素子１６と、接続点Ｖ１と第１低電位点Ｌ１との間に設けられた第１スイッチング素子１８と、を備えている。これらのＶ相の第１スイッチング素子１６及び１８の間の接続点Ｖ１には、Ｖ相コイル４Ｖの一端が接続されている。 The first inverter 10 also includes a first switching element 16 provided between the first high potential point H1 and the connection point V1, and a first switching element 18 provided between the connection point V1 and the first low potential point L1, corresponding to the V-phase coil 4V. One end of the V-phase coil 4V is connected to the connection point V1 between the V-phase first switching elements 16 and 18.

さらに、第１インバータ１０は、Ｗ相コイル４Ｗに対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｗ１との間に設けられた第１スイッチング素子２０と、接続点Ｗ１と第１低電位点Ｌ１との間に設けられた第１スイッチング素子２２と、を備えている。これらのＷ相の第１スイッチング素子２０及び２２の間の接続点Ｗ１には、Ｗ相コイル４Ｗの一端が接続されている。 The first inverter 10 further includes a first switching element 20 provided between the first high potential point H1 and the connection point W1, and a first switching element 22 provided between the connection point W1 and the first low potential point L1, corresponding to the W-phase coil 4W. One end of the W-phase coil 4W is connected to the connection point W1 between the first switching elements 20 and 22 of the W phase.

第２インバータ３０も、第１インバータ１０と同様に、各相のコイル４の通電を切り替える３相インバータである。第２インバータ３０は、電動機１の相毎に、第２インバータ３０の第２高電位点Ｈ２とコイル４の他端との間、及び、コイル４の他端と第２インバータ３０の第２低電位点Ｌ２との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第２スイッチング素子３２、３４、３６、３８、４０、及び４２を備えている。本実施形態では、第２スイッチング素子３２、３４、３６、３８、４０、及び４２を総称するときは、「第２スイッチング素子ＳＷ２」という。 Like the first inverter 10, the second inverter 30 is a three-phase inverter that switches the current supply to the coil 4 of each phase. The second inverter 30 includes a plurality of second switching elements 32, 34, 36, 38, 40, and 42 that can open and close (on and off) between the second high potential point H2 of the second inverter 30 and the other end of the coil 4, and between the other end of the coil 4 and the second low potential point L2 of the second inverter 30, for each phase of the motor 1. In this embodiment, the second switching elements 32, 34, 36, 38, 40, and 42 are collectively referred to as "second switching elements SW2."

より詳細には、第２インバータ３０は、Ｕ相コイル４Ｕに対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｕ２との間に設けられた第２スイッチング素子３２と、接続点Ｕ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられた第２スイッチング素子３４と、を備えている。これらのＵ相の第２スイッチング素子３２及び３４の間の接続点Ｕ２には、Ｕ相コイル４Ｕの他端が接続されている。 More specifically, the second inverter 30 includes a second switching element 32 provided between the second high potential point H2 and the connection point U2 corresponding to the U-phase coil 4U, and a second switching element 34 provided between the connection point U2 and the second low potential point L2. The other end of the U-phase coil 4U is connected to the connection point U2 between the U-phase second switching elements 32 and 34.

また、第２インバータ３０は、Ｖ相コイル４Ｖに対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｖ２との間に設けられた第２スイッチング素子３６と、接続点Ｖ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられた第２スイッチング素子３８と、を備えている。これらのＶ相の第２スイッチング素子３６及び３８の間の接続点Ｖ２には、Ｖ相コイル４Ｖの他端が接続されている。 The second inverter 30 also includes a second switching element 36 provided between the second high potential point H2 and the connection point V2, and a second switching element 38 provided between the connection point V2 and the second low potential point L2, corresponding to the V-phase coil 4V. The other end of the V-phase coil 4V is connected to the connection point V2 between these V-phase second switching elements 36 and 38.

さらに、第２インバータ３０は、Ｗ相コイル４Ｗに対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｗ２との間に設けられた第２スイッチング素子４０と、接続点Ｗ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられた第２スイッチング素子４２と、を備えている。これらのＷ相の第２スイッチング素子４０及び４２の間の接続点Ｗ２には、Ｖ相コイル４Ｗの他端が接続されている。 The second inverter 30 further includes a second switching element 40 provided between the second high potential point H2 and the connection point W2, and a second switching element 42 provided between the connection point W2 and the second low potential point L2, corresponding to the W-phase coil 4W. The other end of the V-phase coil 4W is connected to the connection point W2 between the W-phase second switching elements 40 and 42.

第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のオンオフは、制御装置６０によって制御される。第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２では、オンとされたときに高電位側から低電位側への通電が許容され、オフとされたときに通電が遮断される。 The on/off of the first switching element SW1 and the second switching element SW2 is controlled by the control device 60. When the first switching element SW1 and the second switching element SW2 are turned on, they allow current to flow from the high potential side to the low potential side, and when they are turned off, they cut off current.

第１インバータ１０の第１高電位点Ｈ１は、直流電源２の正極に接続されている。第１高電位点Ｈ１と、第２インバータ３０の第２高電位点Ｈ２との間は、高電位側接続線５０によって接続されている。また、第１インバータ１０の第１低電位点Ｌ１は、直流電源２の負極に接続されている。第１低電位点Ｌ１と、第２インバータ３０の第２低電位点Ｌ２との間は、低電位側接続線５２によって接続されている。 The first high potential point H1 of the first inverter 10 is connected to the positive electrode of the DC power supply 2. The first high potential point H1 and the second high potential point H2 of the second inverter 30 are connected by a high potential side connection line 50. The first low potential point L1 of the first inverter 10 is connected to the negative electrode of the DC power supply 2. The first low potential point L1 and the second low potential point L2 of the second inverter 30 are connected by a low potential side connection line 52.

以上のように、第１インバータ１０と第２インバータ３０とは、第１及び第２インバータ１０、３０の各相が電動機１の各相を介してＨブリッジ構成で接続されている（すなわち、Ｈブリッジインバータとして構成されている）。以下の説明では、３相の各相のコイル４のそれぞれを流れる電流は、第１インバータ１０の側から第２インバータ３０の側に流れる向きを正とする。この構成では、第１インバータ１０と第２インバータ３０のスイッチング状態によって、コイル４の両端にかかる電圧を正の電源電圧Ｖｄｃ、あるいは負の電源電圧Ｖｄｃ、あるいは０とすることができる。 As described above, the first inverter 10 and the second inverter 30 are connected in an H-bridge configuration with each phase of the first and second inverters 10, 30 being connected via each phase of the motor 1 (i.e., configured as an H-bridge inverter). In the following description, the direction of the current flowing through each of the coils 4 of the three phases is defined as positive when it flows from the first inverter 10 side to the second inverter 30 side. In this configuration, the voltage across the coils 4 can be set to the positive power supply voltage Vdc, the negative power supply voltage Vdc, or 0, depending on the switching state of the first inverter 10 and the second inverter 30.

１－１－２．第１及び第２スイッチング素子の損失特性
本実施形態では、第１インバータ１０側の第１スイッチング素子ＳＷ１と第２インバータ３０側の第２スイッチング素子ＳＷ２とは、素材の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。 1-1-2. Loss Characteristics of First and Second Switching Elements In this embodiment, the first switching element SW1 on the first inverter 10 side and the second switching element SW2 on the second inverter 30 side are configured to have different loss characteristics due to differences in materials.

具体的には、第１スイッチング素子ＳＷ１は、一例として、ダイオード（還流ダイオード）２４を伴う絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。ＩＧＢＴの素材は、例えばＳｉ（シリコン）である。ダイオード２４は低電位側から高電位側への通電を許容する。一方、第２スイッチング素子ＳＷ２は、一例として、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）を素材とする金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴは、ダイオード（寄生ダイオード）４４を含む。本実施形態では、このようにインバータ単位でＳｉ製のＩＧＢＴとＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴとを混合させることによって、第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２とが、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。 Specifically, the first switching element SW1 is, for example, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) with a diode (freewheel diode) 24. The material of the IGBT is, for example, Si (silicon). The diode 24 allows current to flow from the low potential side to the high potential side. On the other hand, the second switching element SW2 is, for example, a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) made of SiC (silicon carbide). The MOSFET includes a diode (parasitic diode) 44. In this embodiment, by mixing Si IGBTs and SiC MOSFETs in this manner in inverter units, the first switching element SW1 and the second switching element SW2 are configured to have different loss characteristics.

１－１－３．制御装置
制御装置６０は、上述のように構成された第１及び第２インバータ１０、３０を制御する。制御装置６０は、第１インバータ１０及び第２インバータ３０とともに、電流検出器６２、電圧検出器６４、及び回転角センサ（図示省略）に接続されている。制御装置６０は、ＣＰＵ(Central Processing Unit)、メモリ、及び不揮発性の記憶部を含んでおり、各種の演算処理を行う。制御装置６０における演算処理は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理で実現されてもよいし、専用の電子回路によるハードウェア処理で実現されてもよい。 1-1-3. Control Device The control device 60 controls the first and second inverters 10, 30 configured as described above. The control device 60 is connected to a current detector 62, a voltage detector 64, and a rotation angle sensor (not shown) along with the first inverter 10 and the second inverter 30. The control device 60 includes a CPU (Central Processing Unit), a memory, and a non-volatile storage unit, and performs various types of arithmetic processing. The arithmetic processing in the control device 60 may be realized by software processing in which a pre-stored program is executed by the CPU, or may be realized by hardware processing using a dedicated electronic circuit.

電流検出器６２は、例えば、ホール素子等の電流検出素子を電動機１の相毎に備えており、各コイル４を流れる電流を検出する。電圧検出器６４は、電源電圧（平滑コンデンサ３の両端の直流電圧）Ｖｄｃを検出する。また、上記回転角センサは、電動機１の出力軸の回転電気角θを検出する。 The current detector 62 includes a current detection element, such as a Hall element, for each phase of the electric motor 1, and detects the current flowing through each coil 4. The voltage detector 64 detects the power supply voltage (the DC voltage across the smoothing capacitor 3) Vdc. The rotation angle sensor detects the rotation electrical angle θ of the output shaft of the electric motor 1.

制御装置６０は、制御信号生成部６０ａを含む。制御信号生成部６０ａは、第１及び第２インバータ１０、３０を制御するために、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のオンオフを制御する制御信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を生成する。ＰＷＭ信号は、電動機１の回転電気角θ、各相の電流値、及びトルク指令値に基づいて生成される各相の電圧指令値に基づいて、電動機１の相毎に生成される。そして、制御装置６０は、生成したＰＷＭ信号に応じて、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のオンオフを制御するゲート信号を生成して出力する。第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２がＰＷＭ信号に応じてオンオフされることで、直流電源２からの直流電力が交流電力に変換され、電動機１に供給される。より詳細には、各相のコイル４に電圧が印加される。これにより、電動機１が駆動される。 The control device 60 includes a control signal generating unit 60a. The control signal generating unit 60a generates a control signal (PWM (Pulse Width Modulation) signal) that controls the on/off of the first switching element SW1 and the second switching element SW2 in order to control the first and second inverters 10 and 30. The PWM signal is generated for each phase of the motor 1 based on the rotational electrical angle θ of the motor 1, the current value of each phase, and the voltage command value of each phase that is generated based on the torque command value. The control device 60 then generates and outputs a gate signal that controls the on/off of the first switching element SW1 and the second switching element SW2 in response to the generated PWM signal. The first switching element SW1 and the second switching element SW2 are turned on and off in response to the PWM signal, so that the DC power from the DC power source 2 is converted into AC power and supplied to the motor 1. More specifically, a voltage is applied to the coil 4 of each phase. This drives the motor 1.

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１００は、電動機１の各相のコイル４をＨブリッジインバータで駆動する構成を有する（Ｈブリッジモータドライブシステム）。このような構成では、第１及び第２インバータ１０、３０の各相のスイッチングを適切に制御することで、電動機１の各相に印加される電圧を適切に制御し、電動機１を駆動することができる。 As described above, the power conversion device 100 of this embodiment has a configuration in which the coils 4 of each phase of the electric motor 1 are driven by an H-bridge inverter (H-bridge motor drive system). In this configuration, by appropriately controlling the switching of each phase of the first and second inverters 10, 30, the voltage applied to each phase of the electric motor 1 can be appropriately controlled to drive the electric motor 1.

１－２．スイッチング制御の特徴部
ここで、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のうちで損失が小さい方を「低損失素子」と称し、損失が大きい方を「高損失素子」と称する。ここでいう損失は、典型的には、スイッチング損失及び導通損失である。 1-2. Characteristics of Switching Control Here, the first switching element SW1 or the second switching element SW2, whichever has smaller loss, is referred to as the “low-loss element,” and the other, which has larger loss, is referred to as the “high-loss element.” The losses referred to here typically include switching loss and conduction loss.

本実施形態における第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング制御は、次のような特徴を有する。すなわち、制御装置６０は、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータ１０、３０を制御する。 The switching control of the first switching element SW1 and the second switching element SW2 in this embodiment has the following characteristics. That is, the control device 60 controls the first and second inverters 10, 30 so that the number of times that one of the first and second inverters 10, 30, which corresponds to the inverter on the side that uses low-loss elements, switches is greater than the number of times that the other of the first and second inverters 10, 30, which corresponds to the inverter on the side that uses high-loss elements.

なお、本実施形態では、図４を参照して後述されるように、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のどちらが低損失素子に該当するかは、一律ではなく、電動機１の動作点に応じて変化する各スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の電流量に応じて異なる例を想定している。 In this embodiment, as described later with reference to FIG. 4, it is assumed that which of the first switching element SW1 and the second switching element SW2 corresponds to the low-loss element is not uniform, but varies depending on the amount of current through each of the switching elements SW1 and SW2, which changes depending on the operating point of the motor 1.

図２（Ａ）は、一般的なスイッチング制御（比較例）における制御信号（ＰＭＷ信号）の生成手法を表したタイムチャートであり、図２（Ｂ）は、実施の形態１に係る特徴的なスイッチング制御における制御信号（ＰＷＭ信号）の生成手法を表したタイムチャートである。なお、図２では、Ｕ相を例に挙げてＰＷＭ信号の生成手法を説明するが、他のＶ相及びＷ相についても同様である。また、比較例は、電力変換装置の回路構成においては実施の形態１の電力変換装置１００と同じであり、ＰＷＭ信号の生成手法において実施の形態１と相違しているものとする。 Figure 2 (A) is a time chart showing a method for generating a control signal (PMW signal) in a typical switching control (comparative example), and Figure 2 (B) is a time chart showing a method for generating a control signal (PWM signal) in a characteristic switching control according to embodiment 1. Note that in Figure 2, the method for generating a PWM signal is explained using the U phase as an example, but the same is true for the other V and W phases. Also, the comparative example has the same circuit configuration as the power conversion device 100 of embodiment 1, but differs from embodiment 1 in the method for generating a PWM signal.

まず、図２（Ａ）を参照して比較例について説明する。図２（Ａ）に示すＵ相変調波Ｖｕ（一例として正弦波）は、電動機１の駆動指令（例えば、トルク指令）に基づくＵ相電圧指令値を電源電圧Ｖｄｃの１／２で正規化して得られるものである。第１キャリア信号Ｃ１及び第２キャリア信号Ｃ２（搬送波）は、一例として三角波である。第１キャリア信号Ｃ１は０から１の範囲で変動し、第２キャリア信号Ｃ２は－１から０の範囲で変動するように生成されている。 First, a comparative example will be described with reference to FIG. 2(A). The U-phase modulated wave Vu (a sine wave, for example) shown in FIG. 2(A) is obtained by normalizing the U-phase voltage command value based on the drive command (for example, a torque command) of the electric motor 1 by 1/2 the power supply voltage Vdc. The first carrier signal C1 and the second carrier signal C2 (carrier wave) are triangular waves, for example. The first carrier signal C1 is generated to vary in the range from 0 to 1, and the second carrier signal C2 is generated to vary in the range from -1 to 0.

比較例における制御信号生成部は、Ｕ相変調波Ｖｕと第１キャリア信号Ｃ１とを比較して、第１インバータ１０側の第１スイッチング素子１２及び１４のＰＷＭ信号を生成する。具体的には、Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１より大きいときには、制御信号生成部は、第１インバータ１０の接続点Ｕ１（図１参照）をオンとする（すなわち、上アームを構成する第１スイッチング素子１２をオンとし、下アームを構成する第１スイッチング素子１４をオフとする）。一方、Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１より小さいときには、制御信号生成部は、接続点Ｕ１をオフとする（すなわち、上アームを構成する第１スイッチング素子１２をオフとし、下アームを構成する第１スイッチング素子１４をオンとする）。 The control signal generating unit in the comparative example compares the U-phase modulated wave Vu with the first carrier signal C1 to generate PWM signals for the first switching elements 12 and 14 on the first inverter 10 side. Specifically, when the U-phase modulated wave Vu is larger than the first carrier signal C1, the control signal generating unit turns on the connection point U1 (see FIG. 1) of the first inverter 10 (i.e., turns on the first switching element 12 constituting the upper arm and turns off the first switching element 14 constituting the lower arm). On the other hand, when the U-phase modulated wave Vu is smaller than the first carrier signal C1, the control signal generating unit turns off the connection point U1 (i.e., turns off the first switching element 12 constituting the upper arm and turns on the first switching element 14 constituting the lower arm).

また、比較例における制御信号生成部は、Ｕ相変調波Ｖｕと第２キャリア信号Ｃ２とを比較して、第２インバータ３０側の第２スイッチング素子３２及び３４のＰＷＭ信号を生成する。具体的には、Ｕ相変調波Ｖｕが第２キャリア信号Ｃ２より大きいときには、制御信号生成部は、第２インバータ３０の接続点Ｕ２（図１参照）をオフとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子３２をオフとし、下アームを構成する第２スイッチング素子３４をオンとする）。一方、Ｕ相変調波Ｖｕが第２キャリア信号Ｃ２より小さいときには、制御信号生成部は、接続点Ｕ２をオンとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子３２をオンとし、下アームを構成する第２スイッチング素子３４をオフとする）。 The control signal generating unit in the comparative example compares the U-phase modulated wave Vu with the second carrier signal C2 to generate PWM signals for the second switching elements 32 and 34 on the second inverter 30 side. Specifically, when the U-phase modulated wave Vu is larger than the second carrier signal C2, the control signal generating unit turns off the connection point U2 (see FIG. 1) of the second inverter 30 (i.e., turns off the second switching element 32 constituting the upper arm and turns on the second switching element 34 constituting the lower arm). On the other hand, when the U-phase modulated wave Vu is smaller than the second carrier signal C2, the control signal generating unit turns on the connection point U2 (i.e., turns on the second switching element 32 constituting the upper arm and turns off the second switching element 34 constituting the lower arm).

図３は、比較例における変調波と接続点Ｕ１及びＵ２のオンオフ状態との関係をまとめて表した図である。図２（Ａ）を参照して上述したように、比較例によれば、Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１より大きい場合には、接続点Ｕ１はオンとされ、接続点Ｕ２はオフとされる。Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１と第２キャリア信号Ｃ２との間にある場合には、接続点Ｕ１及びＵ２は共にオフとされる。また、Ｕ相変調波Ｖｕが第２キャリア信号Ｃ２より小さい場合には、接続点Ｕ１はオフとされ、接続点Ｕ２はオンとされる。 Figure 3 is a diagram summarizing the relationship between the modulated wave and the on/off states of connection points U1 and U2 in the comparative example. As described above with reference to Figure 2 (A), according to the comparative example, when the U-phase modulated wave Vu is greater than the first carrier signal C1, connection point U1 is turned on and connection point U2 is turned off. When the U-phase modulated wave Vu is between the first carrier signal C1 and the second carrier signal C2, both connection points U1 and U2 are turned off. Also, when the U-phase modulated wave Vu is smaller than the second carrier signal C2, connection point U1 is turned off and connection point U2 is turned on.

以上説明した図２（Ａ）に示す比較例によれば、第１インバータ１０及び第２インバータ３０のスイッチング回数が同等となるように第１及び第２インバータ１０、３０が制御される。 According to the comparative example shown in FIG. 2(A) described above, the first and second inverters 10 and 30 are controlled so that the number of switching operations of the first inverter 10 and the second inverter 30 are equal.

次に、図２（Ｂ）を参照して本実施形態の制御信号生成部６０ａの動作について説明する。ここでは、第１インバータ１０のスイッチング回数を第２インバータ３０のそれよりも増加させる手法について説明する。第１インバータ１０のスイッチング回数を増加させるために、制御信号生成部６０ａは、図２（Ｂ）に示すように０から１の振幅範囲内に収まるように変調波（Ｕ相変調波Ｖｕ及び第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１）を設定する。具体的には、Ｕ相変調波Ｖｕ（電圧指令の基本変調波）が０以上の場合（実線）には、制御信号生成部６０ａは、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）をそのまま使用する。一方、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０未満の場合（破線）には、基本変調波に１を加えて得られる第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１を設定する。 Next, the operation of the control signal generating unit 60a of this embodiment will be described with reference to FIG. 2(B). Here, a method for increasing the number of switching times of the first inverter 10 compared to that of the second inverter 30 will be described. In order to increase the number of switching times of the first inverter 10, the control signal generating unit 60a sets the modulated waves (U-phase modulated wave Vu and first corrective modulated wave Vu_new1) so that they fall within the amplitude range from 0 to 1 as shown in FIG. 2(B). Specifically, when the U-phase modulated wave Vu (basic modulated wave of voltage command) is 0 or more (solid line), the control signal generating unit 60a uses the U-phase modulated wave Vu (basic modulated wave) as is. On the other hand, when the U-phase modulated wave Vu (basic modulated wave) is less than 0 (dashed line), the first corrective modulated wave Vu_new1 obtained by adding 1 to the basic modulated wave is set.

そのうえで、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０以上の場合（実線）には、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０側の上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子１２及び１４のＰＷＭ信号については、比較例と同様にＵ相変調波Ｖｕと第１キャリア信号Ｃ１との比較により生成する。また、基本変調波が０以上の場合には、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０の接続点Ｕ２をオフとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子３２をオフとし、下アームを構成する第２スイッチング素子３４をオンとする）。 When the U-phase modulated wave Vu (basic modulated wave) is 0 or more (solid line), the control signal generating unit 60a generates the PWM signals of the first switching elements 12 and 14 constituting the upper arm and lower arm of the first inverter 10 side, respectively, by comparing the U-phase modulated wave Vu with the first carrier signal C1, as in the comparative example. Also, when the fundamental modulated wave is 0 or more, the control signal generating unit 60a turns off the connection point U2 of the second inverter 30 (i.e., turns off the second switching element 32 constituting the upper arm and turns on the second switching element 34 constituting the lower arm).

一方、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０未満の場合（破線）には、制御信号生成部６０ａは、第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１と第１キャリア信号Ｃ１とを比較して第１インバータ１０側の上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子１２及び１４のＰＷＭ信号を生成する。具体的には、制御信号生成部６０ａは、第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１が第１キャリア信号Ｃ１より大きいときには接続点Ｕ１をオンとし、第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１が第１キャリア信号Ｃ１より小さいときには接続点Ｕ１をオフとする。また、基本変調波が０未満の場合には、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０の接続点Ｕ２をオンとする。 On the other hand, when the U-phase modulated wave Vu (basic modulated wave) is less than 0 (dashed line), the control signal generating unit 60a compares the first corrected modulated wave Vu_new1 with the first carrier signal C1 to generate PWM signals for the first switching elements 12 and 14 that respectively constitute the upper and lower arms on the first inverter 10 side. Specifically, the control signal generating unit 60a turns on the connection point U1 when the first corrected modulated wave Vu_new1 is greater than the first carrier signal C1, and turns off the connection point U1 when the first corrected modulated wave Vu_new1 is smaller than the first carrier signal C1. In addition, when the fundamental modulated wave is less than 0, the control signal generating unit 60a turns on the connection point U2 of the second inverter 30.

図２（Ｂ）を参照して説明したＰＷＭ信号の生成手法によれば、電動機１の印加電圧を比較例と同等としつつ、第１インバータ１０のスイッチング回数を第２インバータ３０のそれよりも増加させることができる。より詳細には、本手法によれば、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０未満の場合（破線）には、第２インバータ３０の接続点Ｕ２を継続的にオンとしつつ第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１と第１キャリア信号Ｃ１との比較により第１インバータ１０側のＰＷＭ信号を生成することで、図２（Ａ）に示す比較例と同等の電圧を電動機１に印加できるようになる。このように、本手法によれば、第１インバータ１０の側にスイッチングの発生を偏らせたＰＷＭ信号を簡易に生成できる。 According to the method of generating a PWM signal described with reference to FIG. 2(B), the number of switching times of the first inverter 10 can be increased compared to that of the second inverter 30 while maintaining the applied voltage of the motor 1 equivalent to that of the comparative example. More specifically, according to this method, when the U-phase modulated wave Vu (basic modulated wave) is less than 0 (dashed line), the connection point U2 of the second inverter 30 is continuously turned on and a PWM signal on the first inverter 10 side is generated by comparing the first corrected modulated wave Vu_new1 with the first carrier signal C1, so that a voltage equivalent to that of the comparative example shown in FIG. 2(A) can be applied to the motor 1. In this way, according to this method, a PWM signal in which switching is biased toward the first inverter 10 side can be easily generated.

次に、図４は、実施の形態１に係る制御信号生成部６０ａによる制御信号（ＰＷＭ信号）の生成の手順を示すフローチャートである。 Next, FIG. 4 is a flowchart showing the procedure for generating a control signal (PWM signal) by the control signal generating unit 60a according to embodiment 1.

図４では、制御信号生成部６０ａ（制御装置６０）は、まずステップＳ１００において、現在の電動機１の動作点を抽出（取得）する。この動作点は、例えば、電動機１のトルクと回転数とによって特定される。その後、処理はステップＳ１０２に進む。 In FIG. 4, the control signal generating unit 60a (control device 60) first extracts (obtains) the current operating point of the electric motor 1 in step S100. This operating point is identified, for example, by the torque and rotation speed of the electric motor 1. Then, the process proceeds to step S102.

ステップＳ１０２では、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０と第２インバータ３０のどちらのスイッチング回数を増加させるかを決定する。具体的には、どちらのインバータのスイッチング回数を増加させるか（換言すると、どちらのインバータの損失を増加させるか）は、一例として、現在の電動機１の動作点に応じて変化する各スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の電流量に応じて決定される。より詳細には、第１スイッチング素子ＳＷ１が低損失素子に該当する電流量範囲では、以下のステップＳ１０４～Ｓ１１４の処理により、第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング回数は増やされ、第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数は減らされる。一方、第２スイッチング素子ＳＷ２が低損失素子に該当する電流量範囲では、以下のステップＳ１１６～Ｓ１２６の処理により、第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数は増やされ、第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング回数は減らされる。 In step S102, the control signal generating unit 60a determines which of the first inverter 10 and the second inverter 30 to increase the number of switching operations. Specifically, which inverter to increase the number of switching operations (in other words, which inverter to increase the loss of) is determined, for example, according to the current amount of current of each of the switching elements SW1 and SW2, which changes according to the current operating point of the motor 1. More specifically, in the current amount range in which the first switching element SW1 corresponds to a low-loss element, the number of switching operations of the first switching element SW1 is increased and the number of switching operations of the second switching element SW2 is decreased by the processing of the following steps S104 to S114. On the other hand, in the current amount range in which the second switching element SW2 corresponds to a low-loss element, the number of switching operations of the second switching element SW2 is increased and the number of switching operations of the first switching element SW1 is decreased by the processing of the following steps S116 to S126.

第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング回数を増加させると決定した場合（ステップＳ１０２；Ｙｅｓ）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１０４において、電流指令の変調波Ｖｘが０以上であるか否かを判定する。「変調波Ｖｘ」は、ｘ相の変調波を示しており、３相の例では、ｘはＵ、Ｖ、及びＷの３つの変数をとる。ステップＳ１０４に続くステップＳ１０６及びＳ１０８の処理、並びにステップＳ１１０～Ｓ１１４の処理は、上述の図２（Ｂ）に示す例と対応している。 When it is decided to increase the number of switching times of the first switching element SW1 (step S102; Yes), the control signal generating unit 60a determines in step S104 whether the modulated wave Vx of the current command is equal to or greater than 0. The "modulated wave Vx" indicates a modulated wave of x phase, and in a three-phase example, x has three variables U, V, and W. The processes of steps S106 and S108 following step S104, and the processes of steps S110 to S114 correspond to the example shown in FIG. 2(B) above.

ステップＳ１０４において変調波Ｖｘ（本開示に係る「基本変調波」に相当）が０以上の場合（図２（Ｂ）中の実線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１０６において、変調波Ｖｘを第１キャリア信号Ｃ１と比較して第１インバータ１０の制御信号（すなわち、上述のＰＷＭ信号）を生成する。続くステップＳ１０８では、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０のｘ相の接続点Ｘ２（Ｕ２、Ｖ２、及びＷ２）をオフに設定する。 If the modulated wave Vx (corresponding to the "basic modulated wave" according to the present disclosure) is equal to or greater than 0 (solid line in FIG. 2(B)) in step S104, the control signal generating unit 60a compares the modulated wave Vx with the first carrier signal C1 in step S106 to generate a control signal for the first inverter 10 (i.e., the PWM signal described above). In the following step S108, the control signal generating unit 60a sets the connection point X2 (U2, V2, and W2) of the x-phase of the second inverter 30 to OFF.

一方、ステップＳ１０４において変調波Ｖｘ（基本変調波）が０未満の場合（図２（Ｂ）中の破線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１１０において、第１補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ１を設定する。第１補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ１は、変調波Ｖｘ（基本変調波）に１を加えることにより得られる。 On the other hand, if the modulated wave Vx (basic modulated wave) is less than 0 in step S104 (dashed line in FIG. 2B), the control signal generating unit 60a sets the first corrected modulated wave Vx_new1 in step S110. The first corrected modulated wave Vx_new1 is obtained by adding 1 to the modulated wave Vx (basic modulated wave).

ステップＳ１１０に続くステップＳ１１２では、制御信号生成部６０ａは、第１補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ１を第１キャリア信号Ｃ１と比較して第１インバータ１０の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する。続くステップＳ１１４では、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０のｘ相の接続点Ｘ２をオンに設定する。 In step S112 following step S110, the control signal generating unit 60a compares the first corrected modulated wave Vx_new1 with the first carrier signal C1 to generate a control signal (PWM signal) for the first inverter 10. In the following step S114, the control signal generating unit 60a sets the connection point X2 of the x-phase of the second inverter 30 to ON.

また、第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数を増加させると決定した場合（ステップＳ１０２；Ｎｏ）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１１６において、変調波Ｖｘが０未満であるか否かを判定する。ステップＳ１１６に続くステップＳ１１８及びＳ１２０の処理、並びにステップＳ１２２～Ｓ１２６の処理について、図５を参照しながら説明する。 If it is decided to increase the number of switching times of the second switching element SW2 (step S102; No), the control signal generating unit 60a determines in step S116 whether the modulated wave Vx is less than 0. The processes of steps S118 and S120 following step S116, as well as the processes of steps S122 to S126, will be described with reference to FIG. 5.

図５は、第２インバータ３０側の第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数を増加させる際の制御信号（ＰＷＭ信号）の生成手法を表したタイムチャートである。図５に示す手法では、第２インバータ３０のスイッチング回数を増加させるために、変調波（変調波Ｖｘ及び第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２）は、図５に示すように、－１から０の振幅範囲内に収まるように設定される。 Figure 5 is a time chart showing a method for generating a control signal (PWM signal) when increasing the number of switching operations of the second switching element SW2 on the second inverter 30 side. In the method shown in Figure 5, in order to increase the number of switching operations of the second inverter 30, the modulation waves (modulation wave Vx and second corrective modulation wave Vx_new2) are set to fall within the amplitude range of -1 to 0, as shown in Figure 5.

ステップＳ１１６において変調波Ｖｘ（基本変調波）が０未満の場合（図５中の実線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１１８において、変調波Ｖｘ（基本変調波）を第２キャリア信号Ｃ２と比較して第２インバータ３０の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する。より詳細には、図５に示すように、変調波Ｖｘが第２キャリア信号Ｃ２より大きいときには、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０の接続点Ｘ２をオフとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオフとし、下アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオンとする）。一方、変調波Ｖｘが第２キャリア信号Ｃ２より小さいときには、制御信号生成部６０ａは、接続点Ｘ２をオンとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオンとし、下アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオフとする）。 When the modulated wave Vx (basic modulated wave) is less than 0 in step S116 (solid line in FIG. 5), the control signal generating unit 60a compares the modulated wave Vx (basic modulated wave) with the second carrier signal C2 in step S118 to generate a control signal (PWM signal) for the second inverter 30. More specifically, as shown in FIG. 5, when the modulated wave Vx is greater than the second carrier signal C2, the control signal generating unit 60a turns off the connection point X2 of the second inverter 30 (i.e., turns off the second switching element SW2 constituting the upper arm and turns on the second switching element SW2 constituting the lower arm). On the other hand, when the modulated wave Vx is smaller than the second carrier signal C2, the control signal generating unit 60a turns on the connection point X2 (i.e., turns on the second switching element SW2 constituting the upper arm and turns off the second switching element SW2 constituting the lower arm).

続くステップＳ１２０では、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０のｘ相の接続点Ｘ１（Ｕ１、Ｖ１、及びＷ１）をオフに設定する。 In the next step S120, the control signal generating unit 60a sets the x-phase connection point X1 (U1, V1, and W1) of the first inverter 10 to OFF.

一方、ステップＳ１１６において変調波Ｖｘ（基本変調波）が０以上の場合（図５中の破線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１２２において、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２を設定する。第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２は、変調波Ｖｘ（基本変調波）に－１を加えることにより得られる。 On the other hand, if the modulated wave Vx (basic modulated wave) is equal to or greater than 0 in step S116 (dashed line in FIG. 5), the control signal generating unit 60a sets the second corrected modulated wave Vx_new2 in step S122. The second corrected modulated wave Vx_new2 is obtained by adding -1 to the modulated wave Vx (basic modulated wave).

ステップＳ１２２に続くステップＳ１２４では、制御信号生成部６０ａは、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２を第２キャリア信号Ｃ２と比較して第２インバータ３０の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する。より詳細には、図５に示すように、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２が第２キャリア信号Ｃ２より大きいときには、制御信号生成部６０ａは、接続点Ｘ２をオフとする。一方、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２が第２キャリア信号Ｃ２より小さいときには、制御信号生成部６０ａは、接続点Ｘ２をオンとする。 In step S124 following step S122, the control signal generating unit 60a compares the second corrected modulated wave Vx_new2 with the second carrier signal C2 to generate a control signal (PWM signal) for the second inverter 30. More specifically, as shown in FIG. 5, when the second corrected modulated wave Vx_new2 is greater than the second carrier signal C2, the control signal generating unit 60a turns off the connection point X2. On the other hand, when the second corrected modulated wave Vx_new2 is smaller than the second carrier signal C2, the control signal generating unit 60a turns on the connection point X2.

続くステップＳ１２６では、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０のｘ相の接続点Ｘ１をオンに設定する。 In the next step S126, the control signal generating unit 60a sets the connection point X1 of the x-phase of the first inverter 10 to ON.

付け加えると、図５を参照して説明したＰＷＭ信号の生成手法（ステップＳ１１６～Ｓ１２６）によれば、電動機１の印加電圧を比較例（図２（Ａ）参照）と同等としつつ、第２インバータ３０のスイッチング回数を第１インバータ１０）のそれよりも増加させることができる。より詳細には、本手法によれば、変調波Ｖｘ（基本変調波）が０以上の場合（破線）には、第１インバータ１０の接続点Ｘ１を継続的にオンとしつつ第２補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ２と第２キャリア信号Ｃ２との比較により第２インバータ３０側のＰＷＭ信号を生成することで、上記比較例と同等の電圧を電動機１に印加できるようになる。このように、本手法によれば、第２インバータ３０の側にスイッチングの発生を偏らせたＰＷＭ信号を簡易に生成できる。 In addition, according to the PWM signal generation method (steps S116 to S126) described with reference to FIG. 5, the number of switching operations of the second inverter 30 can be increased compared to that of the first inverter 10 while maintaining the applied voltage of the motor 1 equivalent to that of the comparative example (see FIG. 2(A)). More specifically, according to this method, when the modulated wave Vx (basic modulated wave) is equal to or greater than 0 (dashed line), the connection point X1 of the first inverter 10 is continuously turned on and a PWM signal on the second inverter 30 side is generated by comparing the second corrective modulated wave Vu_new2 with the second carrier signal C2, so that a voltage equivalent to that of the comparative example can be applied to the motor 1. In this way, according to this method, a PWM signal in which switching is biased toward the second inverter 30 side can be easily generated.

１－３．効果
以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置１００によれば、Ｈブリッジモータドライブシステムにおいて、素材の相違を利用して損失特性が異なるスイッチング素子がインバータ単位で混合して使用されている。そして、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータ１０、３０が制御される。これにより、低損失素子を有効活用してインバータ損失（スイッチング損失及び導通損失）を低減することができる。 1-3. Effects As described above, according to the power conversion device 100 of the first embodiment, in the H-bridge motor drive system, switching elements with different loss characteristics are mixed and used on an inverter-by-inverter basis by utilizing differences in materials. The first and second inverters 10, 30 are controlled so that the number of switching operations of one of the first and second inverters 10, 30 corresponding to the inverter on the side using low-loss elements is greater than the number of switching operations of the other of the first and second inverters 10, 30 corresponding to the inverter on the side using high-loss elements. This makes it possible to effectively utilize the low-loss elements and reduce inverter losses (switching losses and conduction losses).

図６を参照して、インバータ損失の低減効果についてより詳しく説明する。図６は、図２（Ａ）に示す比較例に対する実施の形態１の効果を説明するための図である。図６に示す効果の一例は、第１スイッチング素子ＳＷ１が高損失素子に該当し、第２スイッチング素子ＳＷ２が低損失素子に該当する例におけるシミュレーション結果を示している。本実施形態のスイッチング制御は、一方のインバータ（この例では、第２インバータ３０）に（すなわち、低損失素子側に）スイッチングの発生を集中させる（偏らせる）制御である。このため、図６に示すように、高損失素子（第１スイッチング素子ＳＷ１）のスイッチング回数の減少により、第１インバータ１０側のスイッチング損失が比較例と比べて大きく低減している。付け加えると、スイッチングの集中により第２インバータ３０側のスイッチング損失は比較例と比べて増加するが、低損失素子側であるため、その増加量は低く抑えられている。そして、第２インバータ３０の導通損失についても、比較例に対する低減が見られる。これらにより、インバータ全体での損失では、比較例と比べて１４％低減するという結果が得られた。また、本実施形態のスイッチング制御を行っても電動機１の印加電圧は比較例と同等であるため、電動機１の損失（モータ損失）は同等となる。したがって、本実施形態に係る電力変換装置１００によれば、電動機１の損失を含めたＨブリッジモータドライブシステムにおけるトータル損失を低減できる。 The effect of reducing inverter loss will be described in more detail with reference to FIG. 6. FIG. 6 is a diagram for explaining the effect of the first embodiment with respect to the comparative example shown in FIG. 2(A). An example of the effect shown in FIG. 6 shows a simulation result in an example in which the first switching element SW1 corresponds to a high-loss element and the second switching element SW2 corresponds to a low-loss element. The switching control of this embodiment is a control that concentrates (biases) the occurrence of switching on one inverter (in this example, the second inverter 30) (i.e., on the low-loss element side). For this reason, as shown in FIG. 6, due to the reduction in the number of switching times of the high-loss element (the first switching element SW1), the switching loss on the first inverter 10 side is greatly reduced compared to the comparative example. In addition, although the switching loss on the second inverter 30 side increases compared to the comparative example due to the concentration of switching, the increase is suppressed to a low amount because it is the low-loss element side. And, the conduction loss of the second inverter 30 is also reduced compared to the comparative example. As a result, the loss of the entire inverter was reduced by 14% compared to the comparative example. In addition, even when the switching control of this embodiment is performed, the voltage applied to the motor 1 is the same as in the comparative example, so the loss (motor loss) of the motor 1 is the same. Therefore, the power conversion device 100 of this embodiment can reduce the total loss in the H-bridge motor drive system, including the loss of the motor 1.

以上のように、本実施形態によれば、損失特性の異なるスイッチング素子を組み合わせたＨブリッジモータドライブシステムにおいて、低損失素子を有効活用できるようになる。より詳細には、コスト低減のために低損失素子の使用を減らしつつ低損失素子を有効活用してＨブリッジモータドライブシステムの損失を低減できる。このことは、Ｈブリッジモータドライブシステムを搭載する電動車両の電費向上につながる。 As described above, according to this embodiment, in an H-bridge motor drive system that combines switching elements with different loss characteristics, it becomes possible to effectively utilize low-loss elements. More specifically, it is possible to reduce the use of low-loss elements to reduce costs while effectively utilizing low-loss elements, thereby reducing losses in the H-bridge motor drive system. This leads to improved electric power consumption for electric vehicles equipped with an H-bridge motor drive system.

１－４．異なる損失特性の他の構成例
上述した実施の形態１においては、第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２は、素材の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。しかしながら、このような素材の相違を利用した例に代え、本開示に係る「複数の第１スイッチング素子」と「複数の第２スイッチング素子」は、チップ面積の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されていてもよい。 1-4. Other Configuration Examples with Different Loss Characteristics In the above-described first embodiment, the first switching element SW1 and the second switching element SW2 are configured to have different loss characteristics due to differences in materials. However, instead of such examples utilizing differences in materials, the "plurality of first switching elements" and the "plurality of second switching elements" according to the present disclosure may be configured to have different loss characteristics due to differences in chip areas.

２．実施の形態２
図７は、実施の形態２に係る電力変換装置２００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置２００は、以下に説明される点において、実施の形態１に係る電力変換装置１００と相違している。 2. Second embodiment
7 is a diagram illustrating a schematic configuration of a power conversion device 200 according to embodiment 2. The power conversion device 200 differs from the power conversion device 100 according to embodiment 1 in the points described below.

具体的には、電力変換装置２００は、第１及び第２インバータ１０、３０に代え、第１及び第２インバータ２１０、２３０を備えている。本実施形態では、第１インバータ２１０側の第１スイッチング素子ＳＷ１（２１２、２１４、２１６、２１８、２２０、及び２２２）は、図１に示す例とは逆に、ＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴである。また、第２インバータ２３０側の第２スイッチング素子ＳＷ２（２３２、２３４、２３６、２３８、２４０、及び２４２）は、図１に示す例とは逆に、Ｓｉ製のＩＧＢＴである。 Specifically, the power conversion device 200 includes a first and second inverter 210, 230 instead of the first and second inverters 10, 30. In this embodiment, the first switching element SW1 (212, 214, 216, 218, 220, and 222) on the first inverter 210 side is a MOSFET made of SiC, contrary to the example shown in FIG. 1. Also, the second switching element SW2 (232, 234, 236, 238, 240, and 242) on the second inverter 230 side is an IGBT made of Si, contrary to the example shown in FIG. 1.

また、電力変換装置２００は、電力変換装置１００とは異なり、スイッチ２０２を備えている。スイッチ２０２は、高電位側接続線５０に配置されている。スイッチ２０２のオンオフは制御装置６０によって行われる。スイッチ２０２は、例えば、半導体スイッチ（一例として、ＩＧＢＴ）である。あるいは、スイッチ２０２は、例えば、リレー等の機械式スイッチであってもよい。このように、電力変換装置２００は、第１インバータ２１０と第２インバータ２３０との間に配置され、電流の導通状態と遮断状態とを切り替えるスイッチ２０２を備えている。 Furthermore, unlike the power conversion device 100, the power conversion device 200 includes a switch 202. The switch 202 is disposed on the high-potential side connection line 50. The switch 202 is turned on and off by the control device 60. The switch 202 is, for example, a semiconductor switch (an IGBT as one example). Alternatively, the switch 202 may be, for example, a mechanical switch such as a relay. In this way, the power conversion device 200 includes the switch 202 that is disposed between the first inverter 210 and the second inverter 230 and switches between a current conduction state and a current cutoff state.

上述した構成を有する電力変換装置２００によれば、スイッチ２０２を継続してオンとすることにより、実施の形態１の電力変換装置１００と同様に、Ｈブリッジ構成でのオープン結線駆動を行うことができる。そして、電力変換装置２００を対象として図４に示すフローチャートの処理を同様に実行することにより、低損失素子を有効活用してインバータ損失（スイッチング損失及び導通損失）を低減できる。 According to the power conversion device 200 having the above-mentioned configuration, by continuously turning on the switch 202, it is possible to perform open connection driving in an H-bridge configuration, similar to the power conversion device 100 of embodiment 1. Then, by similarly executing the process of the flowchart shown in FIG. 4 for the power conversion device 200, it is possible to effectively utilize low-loss elements and reduce inverter losses (switching losses and conduction losses).

また、電力変換装置２００によれば、所望のＹ結線駆動領域において、Ｙ結線駆動を行うこともできる。図８は、Ｙ結線駆動時の電力変換装置２００の動作状態を示す図である。Ｙ結線駆動を行う場合には、制御装置６０は、スイッチ２０２を継続してオフとする。また、制御装置６０は、第２インバータ２３０の上アームを構成する第２スイッチング素子２３２、２３６、及び２４０のそれぞれを継続してオンとし、かつ、第２インバータ２３０の下アームを構成する第２スイッチング素子２３４、２３８、及び２４２のそれぞれを継続してオフとする。これにより、第２インバータ２３０を電動機１の各コイル４の中性点として動作させることができる。 The power conversion device 200 can also perform Y-connection driving in a desired Y-connection driving region. FIG. 8 is a diagram showing the operating state of the power conversion device 200 during Y-connection driving. When performing Y-connection driving, the control device 60 keeps the switch 202 off. The control device 60 also keeps the second switching elements 232, 236, and 240 constituting the upper arm of the second inverter 230 on, and keeps the second switching elements 234, 238, and 242 constituting the lower arm of the second inverter 230 off. This allows the second inverter 230 to operate as the neutral point of each coil 4 of the motor 1.

そのうえで、電力変換装置２００では、低損失素子としてのＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴが第１インバータ２１０側に配置されている。このため、ＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴが低損失素子として機能する駆動領域においてＹ結線駆動を行うようにすることで、Ｙ結線駆動時に低損失素子のみでスイッチングを行えるようになる。これにより、更なるインバータ損失の低減を図ることが可能となる。 In addition, in the power conversion device 200, a SiC MOSFET is arranged on the first inverter 210 side as a low-loss element. Therefore, by performing Y-connection driving in a driving region in which the SiC MOSFET functions as a low-loss element, switching can be performed only by the low-loss element during Y-connection driving. This makes it possible to further reduce inverter loss.

図９は、実施の形態２の第１変形例に係る電力変換装置３００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置３００は、スイッチ３０２を追加的に備える点において、実施の形態２に係る電力変換装置２００と相違している。 Figure 9 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion device 300 according to a first modification of the second embodiment. The power conversion device 300 differs from the power conversion device 200 according to the second embodiment in that it additionally includes a switch 302.

具体的には、スイッチ３０２は、低電位側接続線５２に配置されている。スイッチ３０２は、スイッチ２０２と同様に、例えば半導体スイッチ（一例としてＩＧＢＴ）である。スイッチ３０２のオンオフは制御装置６０によって行われる。なお、スイッチ３０２も、本開示に係る「スイッチ」の一例に相当する。 Specifically, the switch 302 is disposed on the low potential side connection line 52. Like the switch 202, the switch 302 is, for example, a semiconductor switch (an IGBT is one example). The switch 302 is turned on and off by the control device 60. The switch 302 also corresponds to an example of a "switch" according to the present disclosure.

高電位側及び低電位側の双方にスイッチ２０２及び３０２をそれぞれ備える電力変換装置３００においても、例えば、次のような手法でＹ結線駆動を行うことができる。すなわち、制御装置６０は、スイッチ２０２及び３０２のそれぞれを継続してオフとする。また、制御装置６０は、第２インバータ２３０の上アームを構成する第２スイッチング素子２３２、２３６、及び２４０のそれぞれを継続してオフとし、かつ、第２インバータ２３０の下アームを構成する第２スイッチング素子２３４、２３８、及び２４２のそれぞれを継続してオンとする。これにより、第２インバータ２３０を電動機１の各コイル４の中性点として動作させることができる。あるいは、制御装置６０は、上アームを構成する第２スイッチング素子２３２、２３６、及び２４０のそれぞれを継続してオンとし、かつ、下アームを構成する第２スイッチング素子２３４、２３８、及び２４２のそれぞれを継続してオフとすることにより、各コイル４の中性点として動作させてもよい。 Even in the power conversion device 300 having the switches 202 and 302 on both the high potential side and the low potential side, the Y-connection drive can be performed, for example, by the following method. That is, the control device 60 keeps the switches 202 and 302 off. The control device 60 also keeps the second switching elements 232, 236, and 240 constituting the upper arm of the second inverter 230 off, and keeps the second switching elements 234, 238, and 242 constituting the lower arm of the second inverter 230 on. This allows the second inverter 230 to operate as the neutral point of each coil 4 of the motor 1. Alternatively, the control device 60 may operate as the neutral point of each coil 4 by keeping the second switching elements 232, 236, and 240 constituting the upper arm on, and keeping the second switching elements 234, 238, and 242 constituting the lower arm off.

図１０は、実施の形態２の第２変形例に係る電力変換装置４００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置４００は、スイッチ２０２に代えてスイッチ４０２及び４０４を備える点において、実施の形態２に係る電力変換装置２００と相違している。 Figure 10 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion device 400 according to a second modification of the second embodiment. The power conversion device 400 differs from the power conversion device 200 according to the second embodiment in that the power conversion device 400 includes switches 402 and 404 instead of the switch 202.

具体的には、スイッチ４０２及び４０４は、それぞれ、高電位側接続線５０及び低電位側接続線５２に配置されている。これらのスイッチ４０２及び４０４は、例えば半導体スイッチであり、双方向の電流の導通／遮断を制御可能に構成されている。スイッチ４０２及び４０４のオンオフは、制御装置６０によって行われる。Ｙ結線駆動を可能とするための本開示に係る「スイッチ」の他の例として、このような双方向スイッチ４０２及び４０４が用いられてもよい。 Specifically, the switches 402 and 404 are disposed on the high potential side connection line 50 and the low potential side connection line 52, respectively. These switches 402 and 404 are, for example, semiconductor switches, and are configured to be able to control the conduction/cutoff of current in both directions. The switches 402 and 404 are turned on and off by the control device 60. Such bidirectional switches 402 and 404 may be used as another example of the "switch" according to the present disclosure for enabling Y-connection drive.

３．他の実施の形態
上述した実施の形態１及び２においては、３相の電動機１に適用された電力変換装置１００等を例に挙げて説明を行った。しかしながら、本開示に係る「回転電機」は、例えば、５相の回転電機であってもよい。 3. Other Embodiments In the above-described first and second embodiments, the power conversion device 100 and the like applied to the three-phase electric motor 1 have been described as an example. However, the "rotating electric machine" according to the present disclosure may be, for example, a five-phase rotating electric machine.

図１１は、５相の回転電機に適用された電力変換装置５００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置５００は、以下に説明する点において、実施の形態１に係る電力変換装置１００と相違している。 Figure 11 is a diagram showing the schematic configuration of a power conversion device 500 applied to a five-phase rotating electric machine. The power conversion device 500 differs from the power conversion device 100 according to embodiment 1 in the points described below.

具体的には、図１１には、５相の回転電機の一例として、オープン巻線の５相の電動機５が表されている。この電動機５は５相のコイル６を有する。電力変換装置５００は、第１及び第２インバータ１０、３０に代え、第１及び第２インバータ５１０、５２０を備えている。 Specifically, FIG. 11 shows a five-phase motor 5 with open windings as an example of a five-phase rotating electric machine. This motor 5 has five-phase coils 6. The power conversion device 500 includes first and second inverters 510, 520 instead of the first and second inverters 10, 30.

第１インバータ５１０及び第２インバータ５２０は、それぞれ、各相のコイル６の通電を切り替える５相インバータである。第１インバータ５１０は、電動機５の相毎に、第１高電位点Ｈ１とコイル６の一端との間、及び、コイル６の一端と第１低電位点Ｌ１との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第１スイッチング素子ＳＷ１を備えている。これらの第１スイッチング素子ＳＷ１は、例えば、Ｓｉ製のＩＧＢＴである。第２インバータ５２０は、電動機５の相毎に、第２高電位点Ｈ２とコイル６の他端との間、及び、コイル６の他端と第２低電位点Ｌ２との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第２スイッチング素子ＳＷ２を備えている。これらの第２スイッチング素子ＳＷ２は、例えば、ＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴである。 The first inverter 510 and the second inverter 520 are five-phase inverters that switch the current flow to the coil 6 of each phase. The first inverter 510 includes a plurality of first switching elements SW1 that can open and close (on and off) between the first high potential point H1 and one end of the coil 6, and between one end of the coil 6 and the first low potential point L1, for each phase of the motor 5. These first switching elements SW1 are, for example, Si IGBTs. The second inverter 520 includes a plurality of second switching elements SW2 that can open and close (on and off) between the second high potential point H2 and the other end of the coil 6, and between the other end of the coil 6 and the second low potential point L2, for each phase of the motor 5. These second switching elements SW2 are, for example, SiC MOSFETs.

また、本開示に係る「電力変換装置」は、上述した３相及び５相の例に限られず、６相又は９相等のｎ相のコイルを有する回転電機に同様に適用されてもよい。付け加えると、実施の形態２で説明された電力変換装置２００、３００、及び４００のそれぞれについても、５相等のｎ相のコイルを有する回転電機に同様に適用されるように変形されてもよい。 The "power conversion device" according to the present disclosure is not limited to the above-mentioned three-phase and five-phase examples, but may be similarly applied to a rotating electric machine having an n-phase coil, such as six or nine phases. In addition, each of the power conversion devices 200, 300, and 400 described in the second embodiment may be modified so as to be similarly applied to a rotating electric machine having an n-phase coil, such as five phases.

１、５電動機（回転電機）
２直流電源
３平滑コンデンサ
４、６電動機のコイル
１０、２１０、５１０第１インバータ
１２、１４、１６、１８、２０、２２、２１２、２１４、２１６、２１８、２２０、２２２、ＳＷ１第１スイッチング素子
２４、４４ダイオード
３０、２３０、５２０第２インバータ
３２、３４、３６、３８、４０、４２、２３２、２３４、２３６、２３８、２４０、２４２、ＳＷ２第２スイッチング素
５０高電位側接続線
５２低電位側接続線
６０制御装置
６０ａ制御装置の制御信号生成部
６２電流検出器
６４電圧検出器
１００、２００、３００、４００、５００電力変換装置
２０２、３０２、４０２、４０４スイッチ
Ｈ１第１高電位点
Ｈ２第２高電位点
Ｌ１第１低電位点
Ｌ２第２低電位点
Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１第１インバータへの各相コイルの一端の接続点
Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２第２インバータへの各相コイルの他端の接続点 1, 5 Electric motor (rotating electric motor)
2 DC power supply 3 Smoothing capacitor 4, 6 Motor coil 10, 210, 510 First inverter 12, 14, 16, 18, 20, 22, 212, 214, 216, 218, 220, 222, SW1 First switching element 24, 44 Diode 30, 230, 520 Second inverter 32, 34, 36, 38, 40, 42, 232, 234, 236, 238, 240, 242, SW2 Second switching element 50 High potential side connection line 52 Low potential side connection line 60 Control device 60a Control device control signal generation unit 62 Current detector 64 Voltage detector 100, 200, 300, 400, 500 Power conversion device 202, 302, 402, 404 Switch H1 First high potential point H2 Second high potential point L1 First low potential point L2 Second low potential point U1, V1, W1 Connection point of one end of each phase coil to the first inverter U2, V2, W2 Connection point of the other end of each phase coil to the second inverter

Claims

A power conversion device that converts power supplied from a DC power source to a rotating electric machine having an open winding with multiple phase coils,
a first inverter connected in parallel with the DC power supply, the first inverter including a plurality of first switching elements for each phase of the rotating electric machine, the first switching elements being capable of switching between a first high potential point and one end of the coil, and between one end of the coil and a first low potential point,
a second inverter connected in parallel with the DC power supply and including a plurality of second switching elements for each phase of the rotating electric machine, the second switching elements being capable of opening and closing a connection between a second high potential point and the other end of the coil, and a connection between the other end of the coil and a second low potential point,
A control device for controlling the first and second inverters;
Equipped with
The first switching elements and the second switching elements are configured to have different loss characteristics from each other,
when one of the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements having a smaller loss is referred to as a low-loss element and one of the plurality of second switching elements having a larger loss is referred to as a high-loss element, the control device controls the first and second inverters such that a number of times of switching of one of the first and second inverters corresponding to an inverter using the low-loss element is greater than a number of times of switching of the other of the first and second inverters corresponding to an inverter using the high-loss element,
A direction of a current flowing through each of the coils of the multiple phases is defined as a positive direction from the first inverter side to the second inverter side,
the control device includes a control signal generation unit that generates control signals for the first switching elements and the second switching elements for each of the multiple phases,
The control signal generating unit
when a fundamental modulation wave of a voltage command for each phase based on a drive command for the rotating electric machine is equal to or greater than 0, a first carrier signal varying between 0 and 1 is compared with the fundamental modulation wave to generate control signals for first switching elements constituting upper and lower arms of the first inverter, while turning off and on control signals for second switching elements constituting upper and lower arms of the second inverter, respectively;
a first carrier signal is compared with a first corrected modulated wave obtained by adding 1 to the fundamental modulated wave when the fundamental modulated wave is less than 0, to generate control signals for first switching elements that respectively constitute an upper arm and a lower arm of the first inverter, while turning on and off control signals for second switching elements that respectively constitute an upper arm and a lower arm of the second inverter.

A power conversion device that converts power supplied from a DC power source to a rotating electric machine having an open winding with multiple phase coils,
a first inverter connected in parallel with the DC power supply, the first inverter including a plurality of first switching elements for each phase of the rotating electric machine, the first switching elements being capable of switching between a first high potential point and one end of the coil, and between one end of the coil and a first low potential point,
a second inverter connected in parallel with the DC power supply and including a plurality of second switching elements for each phase of the rotating electric machine, the second switching elements being capable of opening and closing a connection between a second high potential point and the other end of the coil, and a connection between the other end of the coil and a second low potential point,
A control device for controlling the first and second inverters;
Equipped with
The first switching elements and the second switching elements are configured to have different loss characteristics from each other,
when one of the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements having a smaller loss is referred to as a low-loss element and one of the plurality of second switching elements having a larger loss is referred to as a high-loss element, the control device controls the first and second inverters such that a number of times of switching of one of the first and second inverters corresponding to an inverter using the low-loss element is greater than a number of times of switching of the other of the first and second inverters corresponding to an inverter using the high-loss element,
A direction of a current flowing through each of the coils of the multiple phases is defined as a positive direction from the first inverter side to the second inverter side,
the control device includes a control signal generation unit that generates control signals for the first switching elements and the second switching elements for each of the multiple phases,
The control signal generating unit
when a fundamental modulation wave of a voltage command for each phase based on a drive command of the rotating electric machine is less than 0, the fundamental modulation wave is compared with a second carrier signal that varies between -1 and 0 to generate control signals for second switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the second inverter, while turning off and on control signals for first switching elements that respectively constitute the upper arm and the lower arm of the first inverter,
When the fundamental modulated wave is equal to or greater than 0, a second corrected modulated wave obtained by adding -1 to the fundamental modulated wave is compared with the second carrier signal to generate control signals for second switching elements constituting upper and lower arms of the second inverter, while turning on and off control signals for first switching elements constituting upper and lower arms of the first inverter, respectively.

The power conversion device further includes a switch disposed between the first inverter and the second inverter, the switch switching between a current conduction state and a current cutoff state,
The power conversion device according to claim 1 , wherein the first switching elements included in the first inverter are the low-loss elements.

The power conversion device according to any one of claims 1 to 3 , characterized in that the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements are configured to have different loss characteristics due to differences in materials.

The power conversion device according to any one of claims 1 to 3 , characterized in that the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements are configured to have different loss characteristics due to differences in chip areas.