JP7613629B2 - ビームフォーマ - Google Patents

Description

本発明は、メタマテリアルを用いた導波路型ビームフォーマに関する。

高周波無線通信において、高い指向性のミリ波アンテナが必要とされ、ビームフォーミングに関心がもたれている。ビームフォーミングは、信号の品質を維持するために、様々な周波数でアレイから放射される個々の信号を結合して、高い指向性の電磁放射ビームを形成し、これらの高い指向性のビームを操作する。

ビームフォーミングでは、アレイの異なる部分から入力する信号の位相を正確に合わせることによって、特定方向の放射ビームが得られる。ここで、位相の調整には、放射ビームを操作する要素（例えば、アンテナ）をアレイ化させ位相シフタを接続させる構成（位相アレイ）が用いられる。

デジタルビームフォーミングは、各アンテナ要素からサンプリングされた信号を、アナログデジタル変換器の出力をミキシングすることにより、低周波数に変換してベースバンド信号を生成する。ベースバンド信号は、異なるチャンネル間で分割され、ビームフォーマに送信される。ビームフォーマで、信号は補正され、操作され、放射ビームが形成される。このデジタルビームフォーミング技術により、動作バンド幅領域で位相遷移することなく均一なビームを形成することが可能である。

Iyemeh Uchendu et al.,"Survey of Beam Steering Techniques Available for Millimeter Wave Applications", Progress In Electromagnetics Research B, Vol. 68 (2016) p.35-54. Zargham Baghchehsaraei et al.,"Waveguide-integrated MEMS-based phase shifter for phased array antenna", IET Microwaves Antennas and Propagation, Institution of Engineering and Technology, 2014, 8 (4), pp.235-243.

しかしながら、上述の従来のビームフォーミング技術は、コストと消費電力とを要する。
さらに、従来の技術は、低周波数バンドで有効である反面、動作周波数がミリ波バンドまで増加することに伴い、以下の問題が生じる。

ミリ波周波数帯でのビームフォーミングでは、第１に、位相シフトでの高い損失が問題となる。入射損失は、伝送路にデバイスを挿入するときに生じ、パワーを浪費し、システムのパフォーマンスを劣化させる。また、動作周波数の増加に伴い、半導体デバイスでの損失が増加し、位相シフタの適用を妨げる。

第２に、デバイスの動作周波数を増加させるには、素子（要素）のサイズの低減を必要とする。例えば、典型的な位相アンテナアレイにおいて、高周波域での信号アンテナ要素の指向性と利得は、低周波数域より小さく、式（１）に示すように、アンテナの物理的寸法と動作周波数により制限される。

ここで、Ｄ_ｍａｘは指向性、Ａはアンテナの総放射面積、λはアンテナの動作波長である。動作周波数が高いほど小さなアンテナを必要とし、位相アンテナアレイの総利得が減少する。このように、位相アレイの設計において、サイズに依存する指向性と利得とのトレードオフが問題となる。

第３に、高周波域でのビームフォーミングは位相変動に敏感なので、より高精度の回路の設計、作製が必要となり、位相シフタがより高価で複雑な構造になる。このように、高周波域では位相アレイアンテナは、複雑なビームフォーミングネットワークを必要とする。この複雑なビームフォーミングネットワークが、システムや信号のロスを増加させ、位相変化により信号強度を低下させることが問題となる。

第４に、電気的に操作される位相アレイにおける位相シフタは周波数に依存するので、バンド幅で様々な位相シフトを生じさせる。このことは、広いバンド幅を必要とするミリ波帯での動作を制限するので問題となる。

以上のように、従来のビームフォーミング技術をミリ波帯に適用して指向性の高いビームを形成する場合、位相シフタに起因して、損失、素子サイズ、周波数依存性に関係して、複雑性、コストが問題となる。

上述したような課題を解決するために、本発明に係るビームフォーマは、電磁波が透過する導波路と、前記導波路内に配置される位相シフタと、前記位相シフタに電気的に接続するバイアスチップとを備え、前記位相シフタが、容量要素を有するメタマテリアルセルを備え、前記バイアスチップが、前記メタマテリアルセルに電圧を印加して、前記容量要素の容量を変化させ、前記電磁波の位相を変化させることを特徴とする。

本発明によれば、良好な透過特性で、広角でビームを操作できる、簡易な構造のビームフォーマを提供できる。

図１Ａは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマの概略図である。 図１Ｂは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける位相シフタ周辺の構成を示す概略断面図である。 図２Ａは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおけるメタマテリアルセルの構成例を示す概略図である。 図２Ｂは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおけるメタマテリアルセルの幾何学的パラメータを示す概略図である。 図３は、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおけるメタマテリアルセルの動作を説明するための図である。 図４は、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおけるメタマテリアルセルの動作を説明するための図である。 図５は、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおけるメタマテリアルセルの動作を説明するための図である。 図６Ａは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の構成を示す概略鳥瞰図である。 図６Ｂは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の構成を示す概略正面断面図である。 図６Ｃは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の構成を示す概略側面断面図である。 図７Ａは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図７Ｂは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図８Ａは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図８Ｂは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図８Ｃは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図９Ａは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマの構成を示す概略図である。 図９Ｂは、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマの構成を示す概略図である。 図１０は、本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマの動作を説明するための図である。 図１１Ａは、本発明の第２の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の構成を示す概略鳥瞰図である。 図１１Ｂは、本発明の第２の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の構成を示す概略正面断面図である。 図１２Ａは、本発明の第２の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図１２Ｂは、本発明の第２の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図１２Ｃは、本発明の第２の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図１３Ａは、本発明の第３の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。 図１３Ｂは、本発明の第３の実施の形態に係るビームフォーマにおける導波路の動作を説明するための図である。

＜第１の実施の形態＞
本発明の第１の実施の形態に係るビームフォーマについて、図１Ａ～図１０を参照して説明する。

＜ビームフォーマの構成＞
本実施の形態に係るビームフォーマ１０は、導波路１１と、位相シフタ（位相シフタチップ）１２と、集中容量要素の制御用のバイアスチップ１３とを備える。

導波路１１は、矩形断面の矩形中空導波路であり、金属により構成される。金属として、真鍮、銅、銀、アルミニウム等を用いることができ、低いバルク抵抗率の金属であることが望ましい。

位相シフタ１２は、誘電体基板上に配列されたメタマテリアルセル１２１からなり、単一チップに接続され、導波路１１内に配置される。以下、「メタマテリアル位相シフタ」ともいう。

ここで、メタマテリアルセル１２１は、サブ波長メタマテリアルセルであり、ミリ波周波数で共振するように設計される。メタマテリアル構造には、金、銅、アルミ、白金等の金属製、グラフェン、カーボンナノチューブ等の高い電気伝導度を有する材料またはＩＴＯ、ＩＧＺＯなどの電気伝導性酸化物を用いることができる。

誘電体基板は、誘電体材料からなり、シリコン系誘電体（酸化シリコン、窒化シリコン）、ＧａＡｓ、ＩｎＰ、ポリマー、ＢＣＢ（ｂｅｎｚｏｃｙｃｌｏｂｕｔｅｎｅ）等を用いることができる。

また、位相シフタ１２は集中容量要素を有する。集中容量要素は、バラクタダイオード、トランジスタなどの様々な容量要素であり、印加電圧で容量が制御される素子である。

バイアスチップ１３は、導波路１１の外側に配置され、図１Ｂに示すように、メタマテリアル位相シフタチップ１２と接続される。

ここで、メタマテリアル位相シフタチップ１２は、その表面を上方にして、導波路１１内の中央に配置される。

メタマテリアル位相シフタチップ１２とバイアスチップ１３とは、ワイヤボンディングによって接続される。同様に、バイアスチップ１３とバイアスピン１４とが接続される。この接続により、バイアス電圧が外部の電源から、バイアスピン１４とバイアスチップ１３とを介して、メタマテリアル位相シフタチップ１２に印加される。同様に、デバイスの接地にも接続される。

ビームフォーマ１０において、矩形中空導波路１１は２回分岐され、その結果、４本の導波路に分岐される。

増幅器からの１入力の入力電磁波は任意の周波数と位相を有し、導波路１１で４つの出力波に分波される。ここで、出力波は、入力波と同じ周波数を有する。

初めに、電磁波（ミリ波）は、メタマテリアル位相シフタチップ１２に到達する前に、同じ位相と同じ強度を有する４つの平行波に分波される。

次に、位相シフタ１２のメタマテリアルセル１２１内のギャップに搭載された集中容量要素がＯＦＦの場合、またはすべての集中容量要素が同じ電圧でバイアスされる場合には、電磁入力波は、平行導波路１１で電磁波の位相が変化することなく透過する。

一方、集中容量要素がＯＮであり、それぞれの位相シフタ１２に異なるバイアスが印加される場合、電磁波は、それぞれの位相シフタチップ１２を透過し、メタマテリアルのギャップの集中容量の値によって、導波路１１の各チャネルで位相が変化される。

本実施の形態では、メタマテリアルが、位相シフタに用いられる。メタマテリアルは人工媒質であり、通常の材料中の原子と同様の配置にともに配置された埋め込みサブ波長構造からその特性を取得し、測定された周波数範囲で誘電率と透磁率の所望の値を示し、電磁（ＥＭ）波を操作する。メタマテリアルの電磁気的性質は、回路の周期的構造の寸法、形状、方向および配置、ならびにそれらの構造からなる材料に起因する。

メタマテリアルを位相シフタやビームフォーマに用いる場合、このメタマテリアルの構成や層構造により、透過特性や位相を変化させることができる。

図２Ａに、メタマテリアルセル１２１の形状の例１２１＿１～１２１＿８を示す。本実施の形態において、メタマテリアル位相シフタ１２は、誘電体基板上に作製された様々な形状の１層の共振メタマテリアルセル１２１からなる。

例えば、メタマテリアルセル１２１は、その表面上を周回する金属構造（例えば、帯形状の金属体）を有し、その金属構造は不連続部分（ギャップ）を有する。

ここで、帯形状等の金属構造のギャップと、ギャップにおいて対向する金属の端面により容量が生じる。

このように、メタマテリアル位相シフタセル１２１は、メタマテリアルセル体に少なくとも１つのギャップを有する。このギャップは、総容量値を制御するセルに集中容量要素を導入するために必要である。

ここで、共振セルの形状、寸法、周期は、ミリ波バンドで用いるため、所望の周波数域が達成されるよう調整（整調）する。図２Ｂに、メタマテリアルセル１２１の幾何学的なパラメータを、形状１２１＿５を例として示す。

メタマテリアルセル１２１（１２１＿５）において、セルのサイズ（正方形における一辺の長さ）をｌ、ギャップの長さをｇ、帯形状の金属構造の幅をｗ、セル周期をａとする。

ここで、メタマテリアルセル１２１のサイズは、電磁波の波長より小さいことが望ましく、電磁波の波長の１／２であることが望ましい。

メタマテリアルセルの共振周波数は、式（２）で表される。

ここで、Ｌ_Ｒはメタマテリアルセルの等価インダクタンス、Ｃ_Ｒは等価容量である。

また、等価インダクタンスＬ_Ｒは、式（３）で表される。

ここで、μ_０は真空の透磁率、ｌはメタマテリアルセルの長さ（正方形のセルを仮定）、ｔは金属の厚さである。

また、等価容量Ｃ_Ｒは、ギャップ容量Ｃと集中容量要素の負荷容量Ｃ_Ｃとからなり、式（４）、式（５）で表される。

ここで、ε_０とε_ｃはそれぞれ、容量のギャップ間の材料の真空誘電率と実効誘電率である。また、ｗはメタマテリアルセルの帯形状の金属構造の幅、ｇはメタマテリアルセル内の容量のギャップサイズである。ＣとＬ_Ｒはメタマテリアルセルのサイズに比例するので、共振周波数はサイズに逆比例する。

本実施の形態では、３００ＧＨｚでＥＭモードの安定した伝搬をするために、導波路１１にＷＲ３．４導波路（内寸は、４３２×８６４μｍ^２）が用いられる。この導波路の伝搬開口部（窓開口）に、すべてのメタマテリアルセルが完全に包含され、導波路内で均一な構造を有するメタマテリアル位相シフタを得るために、メタマテリアルセル周期の倍数が、導波路高さと等しくなるように設計されることが望ましい。

例えば、メタマテリアルセルのサイズを２１６×２１６μｍ^２とする場合、２１６×２＝４３２μｍ（導波路高さ）を満たす。同様に、１４４×１４４μｍ^２とする場合、１４４×３＝４３２μｍを満たし、１０８×１０８μｍ^２とする場合、１０８×４＝４３２μｍを満たす。

ここで、メタマテリアルセル周期の倍数が、導波路高さに完全一致しなくてもよく、導波路の伝搬開口部（窓開口）にすべてのメタマテリアルセルが完全に包含され、電磁波がＥＭモードの安定した伝搬する範囲であればよい。

また、ここでは、メタマテリアルセルの形状に正方形を用いたが、矩形の周期セルを用いてもよい。他の形状でもよい。

＜ビームフォーマの動作＞
本実施の形態に係るビームフォーマ１０の動作を説明する。

＜メタマテリアルセルの特性＞
初めに、ビームフォーマ１０のメタマテリアル位相シフタ１２に用いるメタマテリアルセル１２１の特性に関する計算結果について説明する。

計算には、メタマテリアルセル１２１として、正方形メタマテリアルセルを用いる。メタマテリアルセル１２１の構成は、いわゆる修正エルサレムクロス型であり、典型的なエルサレムクロスと比べて４５°傾斜されている。

基板１２２にはＩｎＰ基板を用い、比誘電率が１２．４、厚さｔ_ｓ＝５０μｍとする。これらの値は、典型的なＩｎＰ系集積回路電子チップの値である。

メタマテリアルセル１２１の特性の計算において、メタマテリアルセル１２１は、図３に示すように配置される。図３において、ｋ方向が電磁波の透過（伝搬）方向、Ｅ方向が電界方向、Ｈ方向が磁界方向である。

メタマテリアルセル１２１は、入力ポート（ｐｏｒｔ１）１５から出力ポート（ｐｏｒｔ２）１６に向かって、長手方向を電磁波の伝搬方向にして配置される。換言すれば、メタマテリアルセル１２１は、その表面（メタマテリアルが形成される面）がｋ－Ｅ面と平行になり、メタマテリアルセル１２１の長手方向（正方形において一辺の方向）と電磁波の伝搬方向（ｋ方向）が平行になるように配置される。

このように、メタマテリアル位相シフタセルを長手方向に配置することにより、電磁波の伝送方向に垂直に配置する場合に比べて、電磁波の伝送損失を低減でき、メタマテリアル位相シフタの設計に高い自由度を与えることができる。

また、ギャップの方向は、電磁波の電界Ｅ方向に平行になるように配置される。ここで、ギャップの方向は、ギャップを形成する対向する端面に垂直な方向である。また、修正エルサレムクロス型のメタマテリアルセル１２１は、Ｅ方向とＨ方向と両方向に平行なギャップを有するが、Ｅ方向に平行なギャップが電磁波との共振に寄与する。このように、メタマテリアルセルは、電磁波の電界Ｅ方向に平行になるように配置されるギャップを含めばよい。

この計算は、時間領域の解法を用いて、垂直入射方向に近似的な周期境界条件を設定して、ｘ軸に沿った電磁波の電界成分について実行した。

また、３００ＧＨｚ周波数帯でＳ２１＜－３ｄＢとなる高い透過係数を達成するように、メタマテリアルセル１２１の周期を一定と仮定して、初期集中容量を０ｆＦとして、メタマテリアルのギャップサイズ、セルサイズ、幅等の幾何学的パラメータを最適化した。

図４に、０～１０ｆＦの集中容量におけるメタマテリアルセル１２１の透過係数スペクトルの計算結果を示す。

集中容量を０から１０ｆＦに増加させたとき、透過係数Ｓ２１が－３ｄＢ以上で平坦な特性を示す周波数領域（以下、「高透過域」という。）が低周波側にシフトする。このことは、３００ＧＨｚの周波数における電磁波の高い透過を示す。

また、容量値が低いとき（０～３ｆＦ）、０．５ｆＦの容量変化に対して位相変化は１０度である。一方、容量値が高いとき（５～１０ｆＦ）、０．５ｆＦの容量変化に対して位相変化は２度である。

このように、メタマテリアルセル１２１における集中容量の初期値が０ｆＦで設計されているので、０～３ｆＦの容量変化に対する位相変化の感度は、５～１０ｆＦの容量変化に対する感度より大きい。

また、図５に、０～１０ｆＦの集中容量におけるメタマテリアルセル１２１の位相の周波数依存性の計算結果を示す。

例えば、３００ＧＨｚにおいて、０～３ｆＦで容量が変化するとき、位相が－１２０度から－１８０度に変化し、引き続き、５～１０ｆＦで容量が変化するとき、位相が１８０度から１５０度に変化する。その結果、位相は合計で９０度変化する。

このように、高透過域の３００ＧＨｚにおいて、０～１０ｆＦで容量が変化するとき、９０度（π／２）程度の総位相変化が生じる。

＜導波路の特性＞
次に、メタマテリアル位相シフタ１２と結合した導波路の動作（特性）を説明する。

この構成では、メタマテリアルセル１２１が、ｋ方向に沿って導波路開口に包含されるように結合され、メタマテリアル位相シフタチップ１２を形成し、金属製の導波路１１（ＷＲ３．４）に挿入される。

この金属製導波路１１において、図６Ａに示すように、ミリ波信号は、入力（ｐｏｒｔ１）から出力（ｐｏｒｔ２）間で伝送（透過）し、メタマテリアル位相シフタチップ１２を通過する。電界Ｅの方向は信号の透過方向に垂直であり、集中容量要素の方向（ギャップの方向）は電界Ｅに平行である。その結果、メタマテリアル位相シフタチップ１２（メタマテリアルセル）が、入力電磁波の電界成分と結合して共振が生じる。

図６Ｂ、Ｃそれぞれに、導波路１１におけるメタマテリアル位相シフタチップの正面断面図と側面断面図を示す。

メタマテリアル位相シフタチップ１２では、複数のメタマテリアルセル１２１が２×ｎで配列される。ここで、２個のメタマテリアルセル１２１が結合して１層を構成する。すなわち、メタマテリアル位相シフタチップ１２はｎ層から構成される。

導波路１１において、メタマテリアル位相シフタチップ１２は、電界Ｅ方向に２個のメタマテリアルセル１２１が配列され、透過方向（ｋ方向）に第１層～第ｎ層が配列されるように、配置される。

ここで、電界Ｅ方向に２個のメタマテリアルセルが配列されたが、２個に限らず、１個でも複数でもよい。上述の通り、メタマテリアルセル周期（単一のメタマテリアルセルの電界Ｅ方向の長さ）の倍数が、導波路高さ（導波路の電界Ｅ方向の長さ）と等しくなるように設計されることが望ましい。

このように、メタマテリアル位相シフタチップ１２は、その表面がＥ－ｋ面（導波路側面）と平行となり、長手方向（複数の層構造が結合する方向）が透過方向（ｋ方向）と平行になるように配置される。

初期値である０の位置１２０は、メタマテリアルセル１２１の表面ではなく、基板表面に設定され、導波路１１の垂直の対称軸にある。メタマテリアル位相シフタ１２は、導波路１１の長手方向に配置されるので、その断面は異なる層で同等であり、透過特性を一定にする。

メタマテリアル位相シフタ１２の長さは、層数を変化させることで自由に変えられ、伝搬信号の総位相変化を増加させることができる。

図７Ａ、Ｂそれぞれに、メタマテリアル位相シフタの層数（１層～５層）における伝搬ミリ波の透過係数と位相変化の集中容量値依存性の計算結果を示す。図７Ａに示すように、層数の増加により、ミリ波の高い透過が少ない変動で観測される。

一方、図７Ｂに示すように、１層～５層の位相シフタにおいて０～４ｆＦで容量が変化するとき、相対位相は６０度程度から３６０度程度まで増加する。このように、メタマテリアル位相シフタの層数を増加することにより、ほとんど透過特性に影響を与えず、位相変化の自由度を制御できる。「相対位相」については後述する。

＜ビームフォーマの特性＞
次に、メタマテリアル位相シフタ１２が搭載された平行導波路ビームフォーマ１０の動作（特性）について説明する。

ここで、最適化された５層のメタマテリアル位相シフタチップ１２が、導波路ビームフォーマ１０を形成するため、平行導波路内に搭載される。

計算に用いたデバイスにおけるＩｎＰの比誘電率ε_ｒ１と比透磁率μはε_ｒ１＝１２．４、μ＝１であり、基板の厚さｔ_ｓはｔ_ｓ＝５０μｍである。これらのＩｎＰ基板のパラメータと厚さの値は、３００ＧＨｚでの実際の高周波ＩｎＰ集積電子回路に基づくものである。また、バラクーダダイオードやトランジスタ等の集中容量要素は、ＩｎＰ基板に直接作製される。

メタマテリアルセル１２１は、ＩｎＰ基板に直接デポされた２００ｎｍ厚の金薄膜からなる。メタマテリアルセル１２１のパラメータは、メタマテリアルセル１２１のサイズ（長さ）ｌが１２４μｍ、ギャップサイズｇが４２μｍ、帯形状の金属構造の幅ｗが８μｍ、セル周期ａが２１６μｍである。これらのパラメータは、異なる集中容量の値に対して、３００ＧＨｚで高い透過係数Ｓ２１、－３ｄＢが得られるように調整された。

図８Ａ～Ｃそれぞれに、０～４ｆＦの容量値での透過スペクトル、位相変化スペクトル、相対位相の計算結果を示す。５層のメタマテリアルビームフォーマ１０について、０～４ｆＦの容量で高い透過とともに３６０度（２π）の位相変化が得られる。このことは、このビームフォーマ１０が、どの周波数範囲でも正確に位相制御でき、自由度が高く、広角にビームを形成できることを示す。

ここで、「相対位相」は、以下の通り求められる。例えば、位相の周波数依存性（図８Ｂ）より、３００ＧＨｚでのＣ＝０、１、２、３、４ｆＦそれぞれでの位相、－７０、１３０、－６０、－１５０、１６０度が得られる。これらの位相の値を、位相が３６０度周期で変化することを考慮してプロットする。Ｃ＝０ｆＦにおいて、－７０度の位相の値に３６０度を加算して２９０度が得られる。また、Ｃ＝４ｆＦにおいて、１６０度の位相の値に３６０度を減算して－２００度が得られる。次に、これらの値を上記のＣ＝１～３ｆＦの位相の値とともにプロットする。最後に、最低値であるＣ＝４ｆＦにおける－２００度が０度となるように、それぞれのプロットを２００度シフトして、「相対位相」が図８Ｃに示すようにプロットされる。

次に、導波路ビームフォーマ１０の動作を説明する。

図９Ａ、Ｂは、導波路ビームフォーマ１０の構成を示す模式図である。この導波路ビームフォーマ１０では、導波路１１が２回分岐され、その結果、４本の分岐チャネルを有する。

結合出力信号は、それぞれのメタマテリアル位相シフタ１２により印加された異なる位相シフトにより、異なる方向に操作される。ビームフォーミング位相アレイで、広角でのビーム操作のために、放射要素間の距離はλ／２に設定される。λは電磁波の波長である３００ＧＨｚバンドはλ＝１ｍｍで用いられる。

図９Ｂに示すように、放射要素の中心間の距離は、導波路開口１７の中心間の距離であり、ｈ＝０．５ｍｍである。その結果、λ／２＝０．５ｍｍでの設定により４５度程度のビーム操作を可能にする。

ここで、３００ＧＨｚ用のデバイスの限界（４５度）について、それぞれの導波路の出力間の距離を低減することにより増加することができる。しかしながら、ＷＲ３．４導波路の内寸が４３２μｍなので、極薄層の金属構造のデバイスの作製は困難である。これに対して、導波路のサイズを縮小することにより、導波路間の距離（導波路開口の中心間の距離）を低減させ、操作角を増加させることができる。

さらに、ＷＲ３．４導波路ビームフォーマ構造において極薄層の金属構造の作製が困難であるならば、導波路開口間の距離を０．６～０．７ｍｍに設定してもよい。

この導波路ビームフォーマ１０において、式（６）、（７）により、導波路ビームフォーマの隣り合う開口１７間での正確な位相シフトφ_ｘ、φ_ｙを算出して、図８Ｃからこの位相シフトに対応する容量値を決定することにより、放射ビームは所望の方向に出力することができる。

ここで、φ_ｘとφ_ｙは、ｘ、ｙ方向での隣り合う開口１７間での位相シフトである。ｈは開口１７の中心間の距離、λは入射波の波長、Ａｚ、Ｅｌは、所望の出力波の出射方向に対する方位角と仰角である。本実施の形態では、ビームフォーミングは１軸に沿ってのみなので、Ｅｌ＝０、Ａｚ＝θとする。θは操作角である。

図１０に、計算された導波路ビームフォーマ１０での信号伝搬を示す。

入力信号は導波路１１に沿って進行し、２回分波され、４つの経路に分波される。信号（電磁波）が導波路１１の位相シフト領域に入力する前、それぞれの電磁波の位相は同じである。信号（電磁波）が導波路１１の位相シフト領域に入力すると、それぞれのメタマテリアル位相シフタ１２に異なる容量が設定されているので（Ｃ１＝０．２ｆＦ、Ｃ２＝１．３ｆＦ、Ｃ３＝０．３ｆＦ、Ｃ４＝１．５ｆＦ）、電磁波の位相は変化し、結合出力波は操作角θ１８で出力する。ここで、操作角θ１８は、開口１７の端面に垂直な方向（図中、点線矢印）と結合出力波の伝搬方向とがなす角度である。

このように、メタマテリアル位相シフタ導波路ビームフォーマ１０により、広角でビームを操作できるので、システムの損失を低減でき、構造を簡易化でき、コストを低減できる。

＜効果＞
本実施の形態に係るビームフォーマによれば、メタマテリアルを位相シフタに用いることにより、簡易な構造で、良好な透過特性で位相変化を増加でき、広角でのビーム操作を実現できる。

また、本実施の形態に係るビームフォーマによれば、複雑なビームフォーマの構造を必要としないので、作製工程の負担、コストを低減できる。

従来のビームフォーマでは、ミリ波信号は、導波路パッケージ内に搭載された増幅集積回路で増幅され、中空金属導波路にリッジカプラを用いて伝搬される。増幅された信号は、複雑な位相シフトネットワークで処理され、結合され、放射要素（アンテナ）まで伝搬され、結合ビームとして放射される。

一方、本実施の形態に係るビームフォーマでは、ミリ波信号は導波路内に伝搬された後、信号の位相がメタマテリアル位相シフタによって変化する。したがって、このビームフォーマでは、複雑な位相シフトのネットワークを必要としない。また、電気的位相シフトの回路の入射損失を低減でき、信号が低損失で導波路を伝搬される。

さらに、本実施の形態に係るビームフォーマでは、トータルでの指向性と利得は、放射要素の物理的寸法ではなく、信号増幅やメタマテリアル位相シフタによって決まる。また、アンテナのチップへの接続に関係する損失を低減できる。

このように、メタマテリアル位相シフタの構造は、コンパクトで簡略化されている。また、メタマテリアル位相シフタの設計、作製プロセスは、サブ波長のメタマテリアルセルと集中容量要素の作製に集約され、簡略化できる。したがって、従来の複雑な導波路パッケージを含むビームフォーマの設計、作製は大幅に簡略化され、デバイスの総コストは低減される。

このメタマテリアル位相シフタの設計における柔軟性、簡略性により、放射ミリ波に対する広帯域での安定した伝送を実現する。

本実施の形態では、メタマテリアル位相シフタの表面は、ｚ方向（ｋ方向）に平行な例を示したが、これに限らない。メタマテリアル位相シフタの表面とｚ方向（ｋ方向）との角度は、±１．５度程度であってもよい。

＜第２の実施の形態＞
本発明の第２の実施の形態に係るビームフォーマについて、図１１Ａ～図１２Ｃを参照して説明する。

＜ビームフォーマの構成＞
本実施の形態では、導波路ビームフォーマ２０におけるそれぞれの導波路チャネルに、２つの位相シフタチップ１２が搭載される。他の構成は、第１の実施の形態と略同様である。

第１の実施の形態に示すように、導波路で伝搬する電磁波の位相変化は、単一のメタマテリアルセルの性能に依存し、高透過域で電磁波の位相を変化させる。

本実施の形態では、メタマテリアルセルを追加することにより、位相変化範囲を増加させ、デバイス設計の高い自由度とミリ波信号の広い帯域でのビームフォーミングを可能にする。

ビームフォーマ２０では、図１１Ａ、Ｂに示すように、導波路２１内に２つの位相シフタチップ１２＿１、１２＿２が、それぞれの表面（メタマテリアルが形成される面）を対向して配置され、位相シフタ２２が構成される。以下、この構成の位相シフタ２２を「鏡像配置型位相シフタ」という。

それぞれの位相シフタチップ１２＿１、１２＿２は、導波路２１の側壁の方向に中心からΔｓ＝０．２ｍｍの位置に配置される。このように、２つの位相シフタチップ１２＿１、１２＿２が、導波路２１の垂直な対称軸に沿って鏡像位置に配置される。Δｓの値は、鏡像配置型位相シフタ２２を透過する電磁波が、高い透過を示すように最適化される。

鏡像配置型位相シフタ２２の特性を計算した結果、図１２Ａに示すように、透過係数は３００ＧＨｚで－３ｄＢ程度に減少し、位相シフタの動作において許容範囲である。

図１２Ｂに、０～４ｆＦの集中容量要素における位相の周波数変化を示し、図１２Ｃに、相対位相の容量依存性を示す。

相対位相は、０、１、２、３ｆＦの集中容量に対して、それぞれ５００度程度、３２０度程度、１３０度程度、５０度程度であり、単一の位相シフタ（第１の実施形態、図８Ｃ）に比べて大きい。

本実施の形態に係るビームフォーマによれば、単一の位相シフタより、小さい容量で３６０度の位相変化を実現でき、広い周波数域で動作できる。

また、相対位相が増加するので、集中容量の可変範囲の選択の自由度も増加し、メタマテリアル位相シフタのセルを容易に設計（形状、サイズ）できる。さらに、高透過域での透過損失を低減でき、ビームフォーミングシステムの動作特性を向上できる。

＜第３の実施の形態＞
本発明の第３の実施の形態に係るビームフォーマについて、図１３Ａ、Ｂを参照して説明する。

＜ビームフォーマの構成＞
本実施の形態に係るビームフォーマ３０では、厚さが低減された誘電体基板を用いる。その他の構成は、第１および第２の実施の形態と略同様である。

第１および第２の実施の形態では、位相シフタの長さの増加または鏡像配置型位相シフタにより、位相変化範囲を３６０度（２π）以上に増加できる。

しかしながら、メタマテリアル位相シフタの構造の変化により、導波路における相対的な誘電体基板の体積が増加するので、付加的な損失が生じる。

そこで、ビームフォーマ３０では、誘電体基板の厚さを低減する。

図１３Ａに、異なる基板の厚さにおける位相シフタでの透過係数スペクトルを示す。基板厚さｔ_ｓは３０、４０、５０μｍである。５層のメタマテリアル位相シフタを用い、容量は一定（Ｃ＝２ｆＦ）とした。

基板厚さを低減することにより、誘電体膜での損失が低減するので、透過係数が増加する。とくに、高透過域の低周波数側で増加する。この効果により、長い位相シフタや鏡像構造の位相シフタで生じる損失を補償できる。

また、基板厚さの低減に伴い、高透過域が高周波数側にシフトする。これは、メタマテリアルセルと基板との干渉に起因する。メタマテリアルセルでの共振発生は、式（４）に示すように、ギャップの材料の実効誘電率に依存する。ここで、この実効誘電率に、基板材料の厚さが影響を与えるので、基板材料の厚さが高透過域のシフトに関係する。この効果は、メタマテリアル位相シフタの位相を設計する際に考慮される。

また、基板厚さの低減に伴い、高透過域の幅が増加する。基板の厚さが５０μｍのとき、高透過域は２２５～３２０ＧＨｚである。一方、基板の厚さが４０μｍ、３０μｍのとき、高透過域はそれぞれ２５５～３３０、２５５～３４５ＧＨｚであり、高透過域の幅は増加する。

また、図１３Ｂに示すように、基板厚さの低減に伴い、０～４ｆＦの容量範囲で相対位相が増加する。基板の厚さが５０μｍのとき、相対位相が３６０度である。一方、基板の厚さが４０μｍ、３０μｍのとき、相対位相はそれぞれ４１０度、４５０度である。

本実施の形態に係るビームフォーマによれば、透過特性を向上でき、位相変化量を増加できるので、デバイスの設計と動作の自由度を増加し、導波路ビームフォーマの広い帯域での動作特性を向上させる。

＜第４の実施の形態＞
本発明の第４の実施の形態に係るビームフォーマについて説明する。

＜ビームフォーマの構成＞
本実施の形態に係るビームフォーマ４０では、アレイ化された複数の増幅回路が搭載される。その他の構成は、第１～第３の実施の形態と略同様である。

第１～第３の実施の形態では、増幅器からの信号は、４本の導波路チャネルに分岐され、結合波が異なる方向に操作されるビームに形成される。大きなアレイでは、より多くの出力開口からなり、増幅器から供給される複数の信号の分割（分波）は大きな出力損失を生じる。

そこで、本実施の形態に係るビームフォーマ４０では、単一の増幅回路から平行チャネルに信号を分波する代わりに、アレイ化された複数の増幅回路が搭載され、入力波を増幅する。

ビームフォーマ４０において、信号は、それぞれの増幅回路からそれぞれの導波路に同時に透過され、メタマテリアル位相シフタにより位相シフトされる。全ての増幅回路が同じ信号で動作するので、それぞれの増幅回路から出力される出力信号は同位相である。このように、位相シフトが位相の不整合無しで実行される。最後に、導波路出力は結合され、ビームとして操作され放射される。

本実施の形態に係るビームフォーマによれば、位相の不整合無しで位相シフトを実行でき、放射ビームを高出力化できる。

本発明の実施の形態では、複数のメタマテリアルセルを結合して用いる例を示したが、単一のメタマテリアルセルを用いてもよい。

本発明の実施の形態では、１層のメタマテリアルセルを用いる例を示したが、複数の層のメタマテリアルセルを用いてもよい。

本発明の実施の形態では、ビームフォーマの構成、製造方法などにおいて、各構成部の構造、寸法、材料等の一例を示したが、これに限らない。ビームフォーマの機能を発揮し効果を奏するものであればよい。

本発明は、ビームフォーマに関するものであり、高周波無線通信において、ミリ波アンテナ等に適用することができる。

１０ ビームフォーマ
１１ 導波路
１２ 位相シフタ
１３ バイアスチップ
１２１ メタマテリアルセル
１２２ 誘電体基板

Claims (8)

1. 電磁波が透過する導波路と、
   前記導波路内に配置される位相シフタと、
   前記位相シフタに電気的に接続するバイアスチップと
   を備え、
   前記位相シフタが、容量要素を有するメタマテリアルセルを備え、
   前記バイアスチップが、前記メタマテリアルセルに電圧を印加して、前記容量要素の容量を変化させ、前記電磁波の位相を変化させる
   ことを特徴とするビームフォーマ。
2. 前記メタマテリアルセルが、前記容量要素を導入するギャップを備え、
   前記ギャップの方向が、前記電磁波の電界成分の方向と平行である
   ことを特徴とする請求項１に記載のビームフォーマ。
3. 前記メタマテリアルセルが、前記電磁波の透過方向に配置される
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のビームフォーマ。
4. 他のメタマテリアルセルの表面と、前記メタマテリアルセルの表面とが対向して配置される
   ことを特徴とする請求項３に記載のビームフォーマ。
5. 前記メタマテリアルセルが、前記電磁波の透過方向の垂直方向に配置され、
   前記メタマテリアルセルの前記垂直方向の長さの倍数が、前記導波路の前記垂直方向の内寸と同等である
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のビームフォーマ。
6. 前記導波路が、中空金属導波路である
   ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のビームフォーマ。
7. 前記導波路が、複数の導波路に分岐されている
   ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のビームフォーマ。
8. 前記複数の導波路それぞれに、増幅回路を備える
   ことを特徴とする請求項７に記載のビームフォーマ。

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