JP7624533B2 - 可変速同期発電電動装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期機と交流系統周波数の電源の間に半導体電力変換器からなる周波数変換装置（以下、本発明では「周波数変換器」と称する）を接続して可変速運転を実現する可変速同期発電電動装置に関する。

周波数変換器による同期機の可変速化は、電動機の可変速駆動装置、水力・揚水・風力発電設備に適用されている。

多くの場合、可変速化の目的は発電電動機の回転軸に直結されるターボ機械を含めた総合効率の向上である。
効率向上と周波数変換器のコストはトレードオフの関係にある。特許文献１には、ターボ機械の効率向上が大きい部分負荷時に限って可変速化することでコストを抑制する方法が開示されている。

また、近年は洪水と干ばつの繰り返し頻度が高まっている。既存の治水設備を洪水・干ばつ対策に最大限に活かすには、水位・落差変動を設備許容値の極限まで拡大しながら発電効率向上と流域の環境保全に必要な放水量確保とを両立することが重要となっている。

このような治水・環境保全対策として、今後は既設発電設備の可変速化が重要になることが予想される。

洪水・干ばつ対策は急を要するため、追加設備の短期設置は元より、既設設備の改造を最小化し、最短期間の工事での可変速運用開始が重要となる。

一方、発電設備の主要機器である水車と発電機、更には追加する周波数変換器は別の業者によって納入される例が多くなっている。

このため、周波数変換器の納入仕様決定だけでなく、既設の水車・発電機設備納入業者間、特に制御関係の改造仕様調整に時間を要する例が多くなっている。

国際公開第２０１９／２３５５９５号 特許第５５３７０９５号公報

電力系統の慣性不足に対応するインバータの仮想同期発電機制御、電気学会誌、１４１巻、１１号、ｐ．６９８（２０２１年１１月号）

図１に、従来の発電設備の一例として水力発電設備の構成例を示す。
同期機（SG）１０１を、同期遮断器（CB）１０２を介して交流系統（PS）１０３に接続する。
同期機（SG）１０１の回転軸を水力タービン（WT）１０４に直結する。

水力タービン（WT）１０４は、周辺固定部に分散配置した案内羽根を開閉するガバナ（GOV）１０５によってタービン回転翼への流量を増減し、出力を所要値に制御する。
速度調整器（ASR）１０６は、回転速度検出器（SS）１０７からの速度信号（N_fB）１０８と速度指令（N_rf）１０９を突き合わせ入力し、案内羽根開度指令（GV_rf）１１０を出力する。
更に案内羽根開度指令（GV_rf）１１０と案内羽根開度信号（GV_fB）１１１を突き合わせてガバナ（GOV）１０５に案内羽根の開閉操作指令を出力する。

水力タービン特性関数発生器（FN_GV）１１２は、出力指令（P_rf）１１３に基づいた案内羽根最適開度（GV_opt）１１４を出力する。
ガバナ（GOV）１０５からの案内羽根開度信号（GV_fB）１１１と案内羽根最適開度（GV_opt）１１４を突き合わせて調停率（DR）１１５に入力し、その出力を最適速度指令（N_opt）１１６に付勢して速度指令（N_rf）１０９とする。

従来の発電設備の場合、最適速度指令（N_opt）１１６は交流系統（PS）１０３の基準周波数相当の同期機（SG）１０１の同期速度に固定し、一定回転速度で運用してきた。

同期機（SG）１０１の発電機電圧（Vg）１１７は、計器用変圧器１１８の出力を電圧センサ（V_sen）１１９に入力し、発電機電圧信号（Vg_fB）１２０を出力する。
自動電圧調整器（AVR）１２１は、発電機電圧信号（Vg_fB）１２０と発電機電圧指令（Vg_rf）１２２を突き合わせ入力し、励磁電圧指令（Vf_rf）１２３を励磁装置（EXC）１２４に出力する。

励磁装置（EXC）１２４は、サイリスタ励磁装置、ブラシレス励磁装置などに区分されるが、何れも励磁電圧指令（Vf_rf）１２３に応じて同期機（SG）１０１の励磁巻線電流（If）１２５を増減することによって発電機電圧（Vg）１１７を調整する。

以上の水力発電設備の構成で、水力タービン（WT）１０４を起動し、同期機（SG）１０１の電圧を立ち上げ、同期遮断器（CB）１０２を閉路して交流系統（PS）１０３に発電するまでの手順を説明する。

停止状態で案内羽根の上流に設置した入口弁を開いて水力タービン（WT）１０４を起動する。速度調整器（ASR）１０６で最適速度指令（N_opt）１１６まで加速する。
加速中に励磁装置（EXC）１２４を起動し、自動電圧調整器（AVR）１２１で発電機電圧（Vg）１１７を発電機電圧指令（Vg_rf）１２２まで立ち上げる。

速度信号（N_fB）１０８が最適速度指令（N_opt）１１６に近づいたら同期投入指令（Syn_rf）１２６を同期検定器（Syn）１２７に入力し、計器用変圧器１２８からの交流系統（PS）１０３の系統電圧（Vs）１２９と計器用変圧器１１８から発電機電圧（Vg）１１７の振幅と位相誤差が設定範囲内となったら同期検定器（Syn）１２７から同期遮断器（CB）１０２に同期投入指令（CB_rf）１３０を出力し、交流系統（PS）１０３に同期並列する。

次に出力指令（P_rf）１１３の増加と共に案内羽根開度信号（GV_fB）１１１が増加、水力タービン（WT）１０４の出力を出力指令（P_rf）１１３に整定させる。

図２に、既設発電設備の機能を最大限に活かし、最小限の改造で可変速化を実現するための理想形態を示す。
前の図１と同じ番号は同じ内容を示す。重複を避けるため説明を省略する。

周波数変換器（FC）２０１を交流系統（PS）１０３と同期機（SG）１０１の間に接続し、既設部分を改造せずに可変速運転を実現するのが理想である。
また、既設機能を最大限に活かすため、遮断器あるいは負荷開閉器（LS）２０２で周波数変換器（FC）２０１の両端をバイパス短絡し、従来の同期速度運転を併用するのが理想である。

図２の実現には５つの課題がある。

第１の課題は、同期機（SG）１０１のねじれバネ特性の担保である。
交流系統（PS）１０３に接続する場合、同期機（SG）１０１は水力タービン（WT）１０４のトルクを受動的に交流系統に伝達するため、同期機のトルク制御は不要であり不可能でもあった。
同期機（SG）１０１を周波数変換器（FC）２０１に接続する場合、同期機トルクに影響を及ぼすこと自体、従来の周波数変換器制御の目的であった。このため、周波数変換器制御による同期機トルクと原動機トルクの協調制御が不可欠となり、既設の速度調整器（ASR）１０６などの追加・改造が必要であった。

以下、第１の課題を図３と図４で動作原理から説明する。

図３は、交流系統（PS）１０３に接続した同期機（SG）１０１の動作原理を示す。ここでは、電気系の動作を回転運動系に換算している。

以下、電気系から回転運動系への換算方法を説明する。

原動機と同期機の回転運動系の電力単位は「トルク×回転速度」、交流系統と同期機の電気系の電力単位は「電圧×電流」となる。
同期機の特性をエネルギー変換器として見ると、「電圧＝比例係数×回転速度」、「トルク＝比例係数×電流」である。前者は「ファラデーの法則」、後者は「フレミングの法則」由来である。比例係数は同期機の磁束密度に由来し、同期機の励磁電流（If）によって調整する。
この結果、交流系統を回転運動系に換算すると、電流はトルクに換算され、電圧は回転速度に換算される。

回転運動系に換算した交流系統の慣性モーメントは、交流系統に接続したその他の同期機群の慣性モーメントの合計で概算できる。
この値は、設備を構成する１台の同期機とタービン合計の慣性モーメント（I_g）に比べて大きく、無限大とみなせる場合を考える。
この場合、同期機の回転運動系は交流系統周波数で回転する慣性系（Inertia frame）とみなせる。
また、同期機から見た交流系統は位相源（th_p）となる。

慣性系の動作が担保される場合、同期機は原動機トルク（T_l）を交流系統に伝達する回転運動系のねじれバネ特性を持つ。ねじれ位相は、図３の（th_g－th_p）に相当する。
バネ定数（k_g）の場合、同期機の位相（th_g）は数式（１）で表せる。これは１質点系の振動方程式である

より正確には、同期機の出力（P_g）とねじれ位相の関係は数式（２）で表せる。ここでは、簡単のために電機子巻線抵抗を無視している。

数式（２）で、（E_f）は同期機の内部誘起電圧、（V）は電機子電圧、（Xd）は直軸リアクタンス、（Xq）は横軸リアクタンスを示す。

数式（２）の前提条件は「ねじれ位相（th_g-th_v）が±９０[度]以内」である。この範囲を超えると脱調状態となり、同期機運転は継続できない。
また、同期機の電圧位相（th_v）が慣性系からずれ始めると同期機運転は継続できない。

図４は、周波数変換器（FC）２０１に接続した同期機（SG）１０１の動作原理を示す図である。
前の図３と同様、電気側動作を回転運動系に換算する。

一般に、周波数変換器は、コンデンサを備えた電圧源特性の電圧型変換器（VSC）と負荷転流型変換器（LCC）に大別できる。
近年は、進歩が著しい自己消弧型半導体電力素子を用いた電圧型変換器（VSC）が主流となっている。
名称は電圧型変換器（VSC）でも、同期機（SG）１０１の回転運動系から見た特性は電流源となる。以下、周波数変換器（FC）２０１が電流源特性となる理由を説明する。

電圧型変換器（VSC）のコンデンサに蓄積されるエネルギーは、周波数変換器（FC）２０１の定格出力の１０ミリ秒から１００ミリ秒相当である。この時定数（I_f）は回転運動系の慣性モーメントを単位化した時定数（I_g）に比べて２桁から３桁短い。従って、回転速度系の動作を検討する時には、周波数変換器の時定数（I_f）は無視できる。

半導体電力素子を構成する半導体チップあるいはウエハの熱容量は、数ミリ秒オーダである。半導体で発生する電力（損失）は、事実上は電流で決まるため、きめ細かく電流値を調整可能な電流制御が必要となる。この結果、周波数変換器（FC）２０１は、数ミリ秒から数１０ミリ秒の時定数を持つ電流源特性となる。

以上より、周波数変換器（FC）２０１の電流制御は、同期機（SG）１０１の電機子電流（Is_a、Is_b、Is_c）を回転位相（th_g）で直軸電流（Id）と横軸電流（Iq）に座標変換し、直軸および横軸の電流指令値と突き合わせて周波数変換器（FC）２０１の出力電圧を調整する。
前述の「トルク＝比例係数×電流」は、正確には「トルク＝比例係数×横軸電流」となる。

従来は、同期機の力率あるいは電圧を目標値と突き合わせて直軸電流指令（Id_rf）を電流制御に出力し、有効電力あるいは回転速度を目標値と突き合わせて横軸電流指令（Iq_rf）を電流制御に出力している。

横軸電流はトルクに比例する。トルク計測が困難なため、トルクに由来する有効電力あるいは回転速度を目標値と付き合わせ調整している。

一般に、周波数変換器（FC）２０１と同期機の間にはリアクトル要素が必要となる。この場合、同期機の電圧位相（th_v）と周波数変換器の電圧位相（th_c）間にねじれ位相が生じる。
リアクトル作用を回転運動系に換算するとバネ係数（k_x）のねじれバネとなる。

前述のとおり周波数変換器（FC）の慣性時定数（I_f）は無視できるので、周波数変換器に接続した同期機の位相（th_g）の運動方程式は数式（３）となる。

同期機（SG）１０１の特性は、接続先が交流系統（PS）１０３でも周波数変換器（FC）２０１でも変わらない。
しかし、リアクトル相当のバネが直列されるため、トルク指令値（T_g）と周波数変換器（FC）の位相（th_c）の関係は数式（４）となる。

周波数変換器（FC）２０１は数式（４）で制御する。トルク指令値（T_g）は制御入力であり、電圧位相（th_c）は制御出力となる。

また、同期機の電圧位相（th_v）が慣性系の基準位相からずれてもバネ動作による復元力は働かない。その結果、誘導機のように慣性系からすべりながら運転する。

次に、前述の第１の課題を、図５、図６、図７に示す波形で説明する。

以下、本出願を通じ、同期機定数（Xd＝0.9[pu]、Xq＝0.6[pu]）、単位化した慣性モーメント時定数（I_g=3.4[秒]）、定格発電出力（1.0[pu]）定格力率（0.9[pu]遅れ）時を例に説明する。

同期速度運転時の入力（外乱）には、原動機トルク（T_l）と交流系統の電圧位相（th_p）の２つがある。

図５は、原動機トルクが（T_l=1.0[pu]）から（T_l=0.9[pu]）にステップ変化する時の過渡応答を示す。

同期機トルク（T_g）と原動機トルク（T_l）は定格トルクで単位化し、発電方向の符号を正とする。
同期機の回転位相（th_g）と電圧位相（th_v）は電気角[度]表示し、発電回転方向を正とする。
位相（th_v）は同期機の電圧位相であるが、交流系統（PS）１０３の位相（th_p）との関係は交流系統の慣性モーメントと送電線容量が大きい場合は（th_v＝th_p）とみなせる。
回転速度（N）は、慣性系速度（交流系統周波数）からの変動分を単位化する。

同期機の電機子電流を（Is_a、Is_b、Is_c）、励磁電流を（If）とする。ダンパーバーが１極あたり７本の場合を示し、電流値（Id_1、Id_2、・・・、Id_7）を単位化する。
ここで、７本のダンパーバー電流は、発電時回転方向の先頭から順に（Id_1、Id_2、・・）、最後尾を（Id_7）とする。

時刻ｔ＝０のステップ変化前は、原動機トルクと同期機トルクは（T_l=T_g=1.0[pu]）で平衡している。この時のねじれ位相差は（th_int=26.8[度]）である。
ステップ変化後、同期機トルク（T_g）は減衰振動しながらステップ後の原動機トルク（T_l=0.9[pu]）に収束する。

ステップ変化前後で電圧位相（th_v=0[度]）はほとんど変化しない。回転位相（th_g）は減衰振動しながら、ねじれ位相差は（th_ss=24.1[度]）まで（2.7[度]）減少して収束する。この値は（th_int=26.8[度]）の0.1[pu]に相当する。
以上より、同期機トルク（T_g）がねじれバネ動作で原動機トルク（T_l）に追従していることがわかる。

有効電力（P_fb）は、トルクと同様に減衰振動しながら収束する。回転速度（N）はステップ前の値（N=0）に収束する。

ダンパーバー電流値は、回転方向先頭のバー（Id_1）の振幅が最大、最後尾の（Id_7）が最小となる。ダンパー電流振幅の減衰は、トルク、回転速度、回転位相の振幅減衰波形にほぼ一致する。

ステップ前後で慣性系に同期した同期機電圧位相（th_v）は変化せず、回転位相（th_g）が変化している。
以上のように、同期機のねじれバネ特性によって慣性系上での同期速度運転が担保される。

図６は、交流系統の電圧位相（th_p）がステップ的に（2.5[度]）進む時の過渡応答を示す。
ステップ変化前の運転条件は前の図５と同じであり、重複を避けるため説明を省略する。

時刻ｔ＝０の電圧ステップ変化とほぼ同時に、同期機電圧位相も（th_v=0[度]）から（th_v=2.5[度]）に進む。
慣性モーメント（I_g）の効果で回転位相（th_g）は急変できない。このため、ねじれ位相（th_int）は（2.5[度]）だけステップ的に減少し、同期機トルクは（T_g=1[pu]）から（T_g=0.81[pu]）まで急減する。

同期機電圧位相（th_v）のステップ変化によって電機子電流（Is_a、Is_b、Is_c）に過渡直流分が発生し、同期機トルク（T_g）には回転周波数の脈動分が加わる。

ステップ変化の直後から同期機トルク（T_g）と速度（N）は減衰振動し、いずれもステップ前の値に収束する。
また、同期機のねじれ位相差は、図５と同様にステップ変化前の値に収束する（th_ss=th_int=26.8[度]）。
一方、回転位相（th_g）は電圧位相（th_v）と共に2.5[度]進んで収束する。

以上のとおり、交流系統の電圧位相（th_p）がステップ変化しても、同期機の電圧位相（th_v）と回転位相（th_g）は慣性系の基準である交流系統の電圧位相（th_p）との同期を保っている。同期機のねじれバネ特性によって慣性系上での同期速度運転が担保される。

図７は前の図５と同様、原動機トルクが（T_l=1.0[pu]）から（T_l=0.9[pu]）にステップ変化する時の過渡応答を示す。
ただし、同期機（SG）１０１は周波数変換器（FC）２０１に接続する。
ステップ変化前の運転条件は前の図５と同じであり、重複を避けるため説明を省略する。

図７では、原動機トルク（T_l）のステップ変化前後の定常横軸電流値を事前に計測済とする。
時刻ｔ＝０での原動機トルク（T_l）のステップ変化と同時に横軸電流指令（Iq_rf）を事前計測値相当の設定値にステップ変化させる。

図７では、電流制御系として直軸・横軸共に比例積分制御を採用している。横軸電流値（Iq_fb）は、比例ゲインによって横軸電流指令（Iq_rf）のステップ変化から約5[ms]で横軸電流指令（Iq_rf）のステップ幅の60%程度まで追従し、その後は積分ゲインによって約0.1[秒]かけて指令値に追従する。

同期機トルク（T_g）は、横軸電流値（Iq_fb）とほぼ相似波形で原動機トルク（T_l）のステップ変化に追従する。

有効電力（P_fb）は、ステップ変化後約0.15[秒]で一定値に収束する。

同期機トルク（T_g）と原動機トルク（T_l）の時間波形で囲まれた面積を慣性時定数（I_g）で除算した値が速度（N）変化となる。
図７では、（N=-0.0005[pu]）減速して一定速度となる。ねじれバネ効果による復元力は働かないので慣性系からずれたままとなる。

ステップ応答前の同期機のねじれ位相（th_int）は前の図５と同じであるが、リアクトルによるねじれが追加されるため、周波数変換器の位相（th_c）は同期機の位相（th_v）より約3[度]遅れる。

ステップ応答直後から、周波数変換器は同期機のねじれ位相をステップ後の収束値（th_ss）にする方向に動作する。この結果、周波数変換器の位相（th_c）は進み方向に変化する。

その後、速度（N）が慣性系から減速方向にずれたままねじれ位相をステップ後の収束値（th_ss）に保持するため、回転位相（th_g）のずれと共に周波数変換器の位相（th_c）のずれも図７の例では遅れ方向のずれが時間と共に大きくなる。

以上、図７に示すように、従来の周波数変換器に接続した場合、同期機のねじれバネによる復元力は周波数変換器の制御によって潜在化する。慣性系の基準となるべき周波数変換器の位相（th_c）自体がずれるため、同期機のねじれバネ特性による慣性系上での同期速度運転は維持できない。

第２の課題は、減衰振動の担保である。
同期機（SG）１０１の振動減衰効果はダンパーバー電流に頼っている。
しかし、周波数変換器（FC）２０１に接続すると、ダンバーバー電流による振動減衰効果が喪失し、代替え機能が必要となる。

同期速度運転時の振動減衰効果を説明するため、ダンパーバーの両端を締結するエンドリングを外し、ダンパーバー電流を流さない場合と比較する。

図８に、原動機トルクが（T_l=1.0[pu]）から（T_l=0.9[pu]）にステップ変化する時の過渡応答を示す。
前の図１から図７と同じ番号は同じ内容であり、ステップ変化前の運転条件も前の図５と同じであり、いずれも重複を避けるため説明を省略する。

ステップ変化後の同期機トルク（T_g）は、原動機トルクの中心値（T_l=0.9[pu]）を中心に、ステップ変化前の値（T_g=1.0[pu]）を上限に単振動し、図示の期間では減衰は認められない。

前の図５と同様、ステップ変化前後で電圧位相（th_v=0[度]）はほとんど変化しない。回転位相（th_g）は単振動を開始し、減衰は殆んど認められない。

有効電力（P_fb）と速度（N）の減衰も殆んど認められない。
以上より、同期機トルク（T_g）のねじれバネ動作による振動の減衰効果はダンパーバー電流に依存していることがわかる。

図９は、同期機（SG）１０１を周波数変換器（FC）２０１に接続し、ダンパーバー電流を流さぬ状態で、図７と同様に原動機トルクが（T_l=1.0[pu]）から（T_l=0.9[pu]）にステップ変化する時の過渡応答を示す。
前の図１から図８と同じ記号は同じ内容であり、ステップ変化前の運転条件も図７と同じであり、いずれも重複を避けるため説明を省略する。

横軸電流指令（Iq_rf）のステップ変化は前の図７と同じである。横軸電流値（Iq_fb）応答は前の図７とほぼ同一であり、ダンパーバー電流の影響は軽微である。
同期機トルク（T_g）応答にとって、ダンパーバー電流は磁束維持方向に働くため、制御の阻害要因となっている。ダンパーバー電流が無くなると阻害要因がなくなるため、図７に比べて制御応答性が改善する。

ダンパーバー電流が無くなると、同期機トルク（T_g）応答が改善されるため、前の図７に比べて速度の減速は（N=-0.0005[pu]）から（N=-0.0002[pu]）まで減少する。

しかし、前の図７と同様にねじれバネ効果による復元力は働かず、慣性系からずれたままとなる。

以上より、同期機（SG）１０１を周波数変換器（FC）２０１に接続する場合は、ダンパーバーの有無によらず、代替え手段で回転運動系の振動減衰機能を担保する必要性がわかる。

第３の課題は、同期機（SG）１０１の過熱防止である。
従来の周波数変換器制御の場合、同期機（SG）１０１を周波数変換器（FC）２０１に接続するとダンパーバー電流による振動減衰効果は喪失する。
その一方で、周波数変換器の電流指令が変化する度に、同期速度運転時には発生しなかった運転条件でもダンパーバー電流が流れるようになる。
これに伴うダンパーバー自身の温度過熱、周辺鉄心部の劣化・溶融を防止する必要がある。

元来、ダンパーバーは同期機運転時のねじれバネ効果に必要な部品である。バネ効果が働くのは外部要因のみであり、これに伴う過渡現象時にのみ通流するのが前提である。この前提の元に構造設計・熱設計している。内部要因である周波数変換器制御動作時の通流は想定外である。この点への対策が必要となる。

図７のダンパーバー電流波形（Id_1、Id_2、・・・、Id_7）を、前の図５のダンパーバー電流波形と比較すると、電流実効値は増加している。
周波数変換器（FC）２０１に接続する場合、ダンパーバー電流は振動減衰には寄与しない上に、原動機トルク（T_l）変化などの外部要因だけでなく、周波数変換器制御で電流指令値を変化させるなどの内部要因でも電流が流れる。

第４の課題は、同期機（SG）１０１を周波数変換器（FC）２０１に接続しながらねじれバネ効果を確保する場合の脱調防止である。
周波数変換器（FC）２０１でねじれバネ効果を確保する場合、能動的にねじれバネ効果を使うため、受動的にねじれバネ効果を使う交流系統接続時に比べて脱調リスクが高まる。

第５の課題は、交流系統の位相急変時のバネ効果確保である。
周波数変換器（FC）２０１が介在すると、交流系統の位相急変時の同期機（SG）１０１のねじれバネ効果を発揮できず、従来のように系統安定化に寄与できない。

本発明の目的は、上記の課題を解決した周波数変換器の採用によって、同期機のねじれバネ効果と振動抑制効果を維持することで同期速度運転を前提とした既設設備を最大限に活かし、可変速運転による総合効率の向上を実現し、ねじれバネ効果固有の副作用である脱調を防止して信頼性を高め、ＡＣ系統側の位相急変時にもねじれバネ効果を発揮できる可変速同期発電電動装置を提供することにある。

上述した目的を達成するため、発電機電圧あるいは周波数変換器の発電機側電圧の目標位相信号（th_soln）を生成し、発電機電圧あるいは周波数変換器の発電機側電圧の位相計測信号（th_sein）と突き合わせ、両者の位相変位（dlt）の正弦関数（sin_dlt）を演算出力し、前記正弦関数（sin_dlt）で横軸電流指令に付勢することにより、発電機電圧位相のすべりを防止し、同期機のねじれバネ効果を確保しながら周波数変換器周波数に回転速度を固定することができる。

上述した目的を達成するため、前記演算出力（sin_dlt）の時間微分あるいは位相進み要素出力を加算した位相進み補償して横軸電流指令に付勢することにより、同期機のねじれバネ効果による振動を減衰させることができる。

上述した目的を達成するため、発電機側電圧の目標位相信号（th_soln）の周波数指令の時間変化率を抑制することにより、同期機のダンパーバー過電流を抑制することができる。

上述した目的を達成するため、横軸電流指令が所定範囲を超えると前記演算出力（sin_dlt）による横軸電流指令の付勢を停止することにより、脱調を防ぐことができる。

上述した目的を達成するため、交流系統電圧位相の変動分を発電機電圧あるいは周波数変換器の発電機側電圧の目標位相信号（th_soln）に付勢することにより、ねじれバネ効果を発揮することができる。

以上の目的を達成するための装置構成例を図１０に示す。前の図１および図２と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

周波数変換器（FC）２０１に対し、計測線１００１で速度信号（N_fB）１０８を、計測線１００２で発電機電圧（Vg）１１７を、計測線１００３で交流系統電圧（Vs）１２９を、指令線１００４で最適速度指令（N_opt）１１６を、指令線１００５で出力指令（P_rf）１１３を分岐入出力する。

計器用変流器１００６からの発電機電流（Ig）１００７と発電機電圧（Vg）１１７とから電力センサ（P_sen）１００８で有効電力（P_fb）１００９を計測演算し、出力指令（P_rf）１１３と突き合わせ、周波数変換器（FC）で調整する。

図１０では、水力タービン特性関数発生器（FN_GV）１１２に静落差信号（H_st）１０１０を入力し、静落差に応じて水力タービンの最高効率を実現する案内羽根最適開度（GV_opt）１１４を出力する。

また、第２の水力タービン特性関数発生器（FN_WT）１０１１を設け、出力指令（P_rf）１１３と静落差信号（H_st）１０１０に応じて最適速度指令（N_opt）１１６を速度調整器（ASR）１０６と周波数変換器（FC）２０１に入力する。

本発明の目的を達成するため、以上に説明したように計測器、関数発生器、信号線を追加している。
ただし、図２と図１０に示した追加部分は図１の既設部分に対して主系（Primary system）と従系（Secondary system）の関係である。

即ち、既設部分が主系となって指令出力あるいは分岐出力を追加部分に入力するが、追加部分から既設部分への指令出力はない。
以上の主系・従系構成によって、既設部分の改造と調整を最小限にとどめながら、所期の目的を達成することができる。

本発明の可変速同期機によれば、従来の同期機の持つバネ効果を活かしながら可変速運転を実現でき、既設の設備をそのまま生かせるため、改造設備コストと改造に伴う運転休止期間中の機会損失を軽減し、改造後の運用効率を高めることができる。

図１は、同期機を使った従来の発電設備の構成例を示す図である。 図２は、従来の発電設備に周波数変換器を接続した一次可変速方式の構成例を示す図である。 図３は、交流系統に接続した同期機の動作原理を示す図である。 図４は、従来の周波数変換器に接続した同期機の動作原理を示す図である。 図５は、交流系統に接続した同期機で、負荷トルクがステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図６は、交流系統に接続した同期機で、交流系統の電圧位相がステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図７は、従来の周波数変換器に接続した同期機で、負荷トルクがステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図８は、交流系統に接続した同期機のダンパーバーに電流が流れない状態で、負荷トルクがステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図９は、従来の周波数変換器に接続した同期機のダンパーバーに電流が流れない状態で、負荷トルクがステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図１０は、本発明の可変速同期機を使った発電設備の構成例を示す図である。 図１１は、本発明の請求項１の実施例の構成を示す図である。 図１２は、本発明の請求項１の実施例で、負荷トルクがステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図１３は、本発明の請求項２の実施例の構成を示す図である。 図１４は、本発明の請求項２の実施例の動作を示す図で、速度指令がステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図１５は、本発明の請求項３の実施例の構成を示す図である。 図１６は、本発明の請求項３の実施例の運転モード切替を示す図である。 図１７は、本発明の請求項３の実施例の動作を示す図で、負荷トルクの急変時に同期運転モードと可変速モードを切り替えたときの動作波形を示す図である。 図１８は、本発明の請求項４の実施例の構成を示す図である。 図１９は、本発明の請求項４の実施例の動作を示す図で、交流系統の電圧位相がステップ変化したときの動作波形を示す図である。 図２０は、本発明の請求項２、請求項３、請求項４を組み合わせた実施例の構成を示す図である。

以下に、本発明にかかる可変速同期発電電動装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。

図１１を用いて、本発明の請求項１の実施例の構成を説明する。

回転位相検出器（RPD）１１０１は、回転速度検出器やレゾルバ装置によって同期機（SG）１０１の２相の回転位相（th_g）を出力する。
計器用変圧器１１８からの発電機電圧信号（Vg_a、Vg_b、Vg_c）と回転位相（th_g）を入力して座標変換器（abc/dq）１１０２でｄｑ軸発電機電圧信号（Vg_d、Vg_q）に変換する。
座標変換器（abc/dq）１１０２は数式（５）の演算をする。

ｄｑ軸発電機電圧信号（Vg_d、Vg_q）を位相演算器（NRM）１１０３に入力して振幅を基準化した２相電圧位相（dt_Vg）を演算する。
位相演算器（NRM）１１０３は数式（６）の演算をする。

位相演算器（NRM）１１０３には低周波濾波器機能を含む。ｄｑ軸発電機電圧信号（Vg_d、Vg_q）に含まれる周波数変換器を構成する電力用半導体素子のスイッチングによる高調波成分などを除去したうえで出力する。

２相電圧位相（dt_Vg）と回転位相（th_g）を位相加算器（PAD）１１０４に入力し、発電機電圧周波数で回転する２相電圧位相信号（th_sein）を演算する。
位相加算器（PAD）１１０４は数式（７）の演算をする。

以上の実施例によれば、２相の回転位相（th_g）を介して演算することにより、高周波成分を除去しながら周波数が交流系統周波数からずれた時も正確に位相出力する効果がある。

２相電圧位相信号（th_sein）の余弦信号をフェーズ・ロック・ループ（PLL_th）１１０５に入力する。

フェーズ・ロック・ループ（PLL_th）１１０５の機能は、本発明用途の場合は、出願時点で市場に流通するマイコン上で、演算周期１０ないし４０マイクロ秒の離散的フーリエ変換（DFT）を応用したソフトウエアで実現できる。
離散的フーリエ変換（DFT）を応用して可変周波数信号の振幅・位相・周波数を高速高精度検出するソフトウエアが特許文献２に開示されている。
ここでは、簡潔に機能を明示するため、仮想的に公知の回路機能要素に分けて説明する。

入力信号をコンパレータ（CMP）１１０６、位相周波数検出器（PFD）１１０７、チャージポンプ（CHP）１１０８、ローパスフィルタ（LPF）１１０９を通して電圧検出周波数（N_sein）１１１０を出力する。

電圧制御発信器（VCO）１１１１には電圧目標周波数（N_soln）１１１２を入力し、２相の電圧目標位相信号（th_soln）１１３３を出力する。

位相減算器（PDF）１１１３は、電圧位相信号（th_sein）１１３４と電圧目標位相信号（th_soln）の位相変位（dlt）１１１５を出力する。
位相減算器（PDF）１１１３は数式（８）の演算をする。

可変速モードの場合、切替器１１１４はａ側端子から電圧目標周波数（N_soln）１１１２を選択出力する。

以下、本出願の実施例では、切替器は、ねじれバネ効果を使わぬ運転モード（可変速モード）の場合はａ側、ねじれバネ効果を使う運転モード（同期機モード）の場合はs側を選択出力する。

可変速モードの場合、電圧検出周波数（N_sein）１１１０を選択出力する。
同期機モードの場合、前回値保持器１１３２により、同期機モードに切り替える直前の電圧検出周波数（N_sein）１１１０値を保持して出力する。

位相減算器（PDF）１１１３は、数式（９）の演算をする。

位相減算器（PDF）１１１３から出力する位相変位（dlt）１１１５の正弦信号を位相進み補償器１１１６に入力する。
位相進み補償器１１１６は、本実施例の構成では比例ゲイン（Kp）１１１７と微分ゲイン（Kd）１１１８とからなる。

位相進み補償器１１１６の出力を横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９として切替器１１２０の同期機モード側（ｓ）に入力する。
切替器１１２０は、可変速モードの場合は０レベル信号を選択出力する。

有効電力調整器１１２１は、図１０の指令線１００５で分岐入力した出力指令（P_rf）１１３と、有効電力（P_fb）１００９を突合せ入力する。
有効電力調整器１１２１の出力は、可変速モード時は横軸電流指令（Iq_rf）１１２２となる。

本実施例の有効電力調整器１１２１は比例積分制御器で、比例ゲイン（Cp）１１２８とディジタル積分器からなる。
ディジタル積分器は、演算周期（ΔT）と積分時定数（Tp）で決まる積分ゲイン（ΔT/Tp）１１２３、前回値保持器（D）１１２４と加算器１１２５からなる。

本実施例では、リミッタ１１２６で横軸過電流を抑制し、リミッタ１１２７で横軸過電流から復帰時の積分動作開始を早めている。

可変速モードの場合、切替器１１２９と切替器１１３０のａ側を選択し、有効電力調整器１１２１のリミッタ１１２６の出力を横軸電流指令（Iq_rf）１１２２として出力する。

同期機モードの場合、切替器１１２９と切替器１１３０のｓ側を選択する。前回値保持器１１３１の出力は、同期機モードへの切替え直前のリミッタ１１２６出力に保持される。

出力保持された切替器１１２９の出力を、位相進み補償器１１１６の出力を切替器１１２０のｓ側を経由して横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９として付勢し、切替器１１３０のs側を経由して横軸電流指令（Iq_rf）１１２２として出力する。

以上の構成を、前の図１０に示した水力発電設備に本発明を適用した場合の動作を説明する。

水力タービン（WT）１０４を起動してから周波数変換器（FC）２０１を経由して交流系統（PS）１０３に発電するまでの手順を説明する。
前の図１、図２、図１０と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

同期遮断器（CB）１０２を閉路し、周波数変換器（FC）２０１を交流系統（PS）１０３に接続する。負荷開閉器（LS）２０２は開路状態とする。
周波数変換器（FC）２０１のコンデンサが放電済みの場合は初充電回路で充電し、通電可能な状態に整える。

出力指令（P_rf）１１３をゼロ付近の最小値に保持し、案内羽根の上流に設置した入口弁を開いて水力タービン（WT）１０４を起動する。速度調整器（ASR）１０６でゼロ付近の最小出力指令に対応する最適速度指令（N_opt）１１６まで加速する。
加速中に励磁装置（EXC）１２４を起動し、自動電圧調整器（AVR）１２１で発電機電圧（Vg）１１７を発電機電圧指令（Vg_rf）１２２まで立ち上げる。
ここで、発電機電圧指令（Vg_rf）１２２は最適速度指令（N_opt）１１６に比例した値とすることによって、発電機および励磁装置の過負荷を防ぐ効果がある。

発電機電圧（Vg）１１７の立ち上がり後、周波数変換器（FC）２０１を可変速モードで立ち上げる。

出力指令（P_rf）１１３がゼロ付近の最小値に保持されているため、有効電力調整器１１２１からの横軸電流指令（Iq_rf）１１２２もゼロに近い最小値となる。

周波数変換器（FC）２０１の立ち上げ時の過渡現象は１００ミリ秒以内で収束するので、周波数変換器（FC）２０１からの応答信号を待たずにタイマ動作により可変速モードから同期機モードに切り替える。

次に出力指令（P_rf）１１３を増加させると共に案内羽根開度信号（GV_fB）１１１が増加、水力タービン（WT）１０４の出力は出力指令（P_rf）１１３に整定される。

この間、同期機（SG）１０１の回転速度は、ねじれバネ特性によって最適速度指令（N_opt）１１６に保持される。従って、速度調整器（ASR）１０６などの水力タービン（WT）１０４などの改造・調整せずに、第１の課題と第２の課題を解決し、初期の目的を達成することができる。

以下、図１２に示す波形で、図１１の動作を説明する。
図１２は、前の図５および図９と比較のため、同じステップ条件である原動機トルクが（T_l=1.0[pu]）から（T_l=0.9[pu]）にステップ変化する時の過渡応答を示す。
前の図５および図９と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

時刻ｔ＝０での原動機トルク（T_l）のステップ変化と同時に位相変位（dlt）が負方向に変化し始める。これは加速トルクである原動機トルク（T_l）の急減により回転位相（th_g）が遅れ始めるためである。

位相変位（dlt）１１１５の変化により横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９も、０から負方向に変化し始める。
同期機モードでは有効電力調整器１１２１の出力は保持されるので、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２も同様に負方向に変化し始める。
この結果、ブレーキトルクである発電機トルク（T_g）も減少して原動機トルク（T_l）より小さくなって加速に転じる。

速度（N）の振動は、位相進み補償器１１１６により減衰し、ステップ変化前の値に収束する。

図５と比較すると、速度（N）と有効電力（P_fb）の収束値は同じであり、初期の目的であるねじれバネ効果が現れている。

一方、回転位相（th_g）は、図９のように慣性系からずれるように収束している。しかしながら、収束値はステップ変化前より約５度遅れであり、図５の２．３度よりも遅れが大きい。

この違いは、図５では発電機電圧位相（th_v）が交流系統に固定されるのに対し、図１２では周波数変換器（FC）２０１の電圧位相（th_c）が約２．５度遅れるためである。この値は位相変位（dlt）１１１５の収束値に等しい。

この位相変位（dlt）１１１５の収束値は位相進み補償器１１１６の比例ゲインによって増減する。
比例ゲインは、同期機の直軸リアクタンス（Xd）の逆数を目安に設定する。
比例ゲインを大きくすると収束値は小さくなり、結果として等価的に同期機の短絡比を大きくする方向に変化する。
しかし、比例ゲインの上限は制御系のハンチングなどで制限される。現実には位相変位（dlt）のドリフトをゼロに抑えることはできない。

以上のとおり、図１２の発電機電圧位相（th_v）と周波数変換器の電圧位相（th_c）の波形が平行移動していることが分かる。
この事実より、本発明の実施例では計器用変圧器１１８からの発電機電圧信号（Vg_a、Vg_b、Vg_c）を座標変換器（abc/dq）１１０２に入力しているが、別の実施例として周波数変換器の電圧信号を座標変換器（abc/dq）１１０２に入力しても良いことは自明である。
この実施例により、周波数変換器自体の電圧を入力することで外部接続を減らす効果がある。この方法は、出力電圧高調波の少ないマルチレベル変換器を用いる場合に適する。
逆に、周波数変換器として相対的に出力電圧高調波の大きい２レベルあるいは３レベル変換器を用いる場合は、位相演算器（NRM）１１０３の出力である２相電圧位相（dt_Vg）の代わりに周波数変換器へのｄｑ軸電圧指令を使用しても良い。この実施例によれば高調波を多く含む周波数変換器の場合でも制御を安定させる効果がある。

図１３を用いて、本発明の請求項２の実施例の構成を説明する。
前の図１、図１０、図１１と同じ番号は同じ内容であり、重複をさけるために説明を省略する。

同期運転時の速度調整は、電圧目標周波数（N_soln）１１１２を第２の水力タービン特性関数発生器（FN_WT）１０１１の出力を分岐入力した最適速度指令（N_opt）１１６に合わせることで実現する。
ただし、電圧目標周波数（N_soln）１１１２の急変は、同期機が脱調する危険性の他にも、後の図１４で説明するようにダンパーバーの過熱を招く危険性がある。
このために、以下の構成で電圧目標周波数（N_soln）１１１２の急変を抑制する必要がある。

ワンショット入力切替器１３０１は、常時R側を選択出力し、可変速モードから同期機モードに切り替える１演算周期のみOne_shot側を選択出力する。

以下、ワンショット入力切替器１３０１がR側を選択出力する場合の演算動作を説明する。

リミッタ１３０２は、入力ｘの絶対値が設定値以下の場合は入力ｘと同じ値を出力し、設定値を超える場合は入力ｘに等しい符号の一定値に制限出力する。

リミッタ１３０２が入力と同じ信号を出力する場合、加算器１３０５と前回値保持器（D）１３０６は、ワンショット入力切替器１３０１のR側を経由してリミッタ１３０２の出力の積分演算結果を切替器１３０７のｓ側に出力する。

演算周期をΔTとして、積分ゲイン（ΔT/Tn）１３０４、減算器１３０３により、前回値保持器（D）１３０６は、最適速度指令（N_opt）を入力とする時定数（Tn）の一次遅れを模擬した信号を切替器１３０７のｓ側に出力する。

可変速モードの場合、切替器１３０７はａ側を選択出力するため、電圧目標周波数（N_soln）１１１２は前回値保持器（D）１３０６の影響を受けない。

可変速モードから同期機モードに切り替える時、ワンショット入力切替器１３０１がOne_shot側を選択出力し、電圧検出周波数（N_sein）１１１０を出力する。

切替器１３０７のｓ側への出力変化は、電圧検出周波数（N_sein）を中心にリミッタ１３０２の正側負側制限値上下限とする範囲となり、電圧目標周波数（N_soln）１１１２として出力する。

切り替え時の最適速度指令（N_opt）１１６と電圧検出周波数（N_sein）１１１０の偏差が大きい場合、あるいは最適速度指令（N_opt）１１６が急変する場合、ディジタル積分器への入力となるリミッタ１３０２出力が制限され、切替器１３０７のｓ側への出力変化が制限される。

図１４に、上記の出力変化の制限を外し、電圧目標周波数（N_soln）１１１２を０．０１［ｐｕ］だけステップ上昇させた場合の動作波形を示す。
ステップ変化前の運転条件および制御構成は、前の図１２と同じである。
前の図１２と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるため説明を省略する。

時刻ｔ＝０で電圧目標周波数（N_soln）１１１２を０．０１［ｐｕ］だけステップ上昇させる。
回転位相（th_g）、発電機電圧位相（th_v）、変換器電圧位相（th_c）は、ステップ変化前の慣性系（Inertia frame）から観測した位相を示す。
静止系から見ると変化前の慣性系（Inertia frame）は電圧検出周波数（N_sein）で回転している。

上記の位相は、ステップ変化後は直線的にステップ変化前の慣性系（Inertia frame）から離れるが、回転位相（th_g）、発電機電圧位相（th_v）、変換器電圧位相（th_c）間の位相差は保持される。

上記の位相変化は、電圧検出周波数（N_sein）に代えて電圧目標周波数（N_soln）で回転する座標系から観測した時、あたかも慣性系で動作しているように見える。

上記の位相変化は、電圧目標周波数（N_soln）で回転する準慣性系（Qasi-inertia frame）の動作とみなせる。

周波数変換器２０１の制御から見ると、慣性系（Inertia frame）でも準慣性系（Qasi-inertia frame）でも回転座標上で同期が保たれる限り同期機（SG）１０１のねじれバネ効果が発揮される事は変わりない。

以上のように、図１３の実施例によれば、電圧目標周波数（N_soln）１１１２を調整することによって同期機１０１のねじれバネ効果を保持したまま可変速運転できる。

図１４の場合、速度（N）の整定時間は約１．５［秒］である。電圧目標周波数（N_soln）１１１２のステップ幅１［ｐｕ］に換算すると１５０［秒］に相当する。
水力発電所や風力発電所の出力指令（P_rf）１１３の変化率をステップ幅１［ｐｕ］に換算した時間で表示すると、５０［秒］以下から１２０秒程度の場合が多く、図１４の数値例は速度指令のステップ幅として必ずしも大きくない。

図１４の位相変位（dlt）を見ると振れ幅は６［度］程度に過ぎない。ステップ前の運転状態では、脱調限界まで６０［度］を残しており、充分な制御余裕がある。

ところが、ダンパーバー電流波形は回転方向の先頭部（Id_1）で３［ｐｕ］に達し、これが１５０［秒］継続すれば、ダンパーバーが過熱溶融する危険性が高い。

図１４に示すように、ダンパーバー電流は回転子上の設置場所によりバラツキがでる。発電運転時は回転方向の先頭が、電動運転時は回転方向の後方のバーに電流が集中する。

同期機（SG）１０１をポンプ水車で発電駆動する場合、発電運転と電動運転では回転方向が反転する。結果として、回転子コアの中心から一方向のダンパーバーに電流が偏るため、ダンパーバー周辺を含めて過熱劣化リスクが高まる。

以上の危険を回避するためには、電圧目標周波数（N_soln）の時間変化率を抑制する必要がある。このために、図１３に開示した変化率抑制回路が有効である。

図１５を用いて、本発明の請求項３の実施例の構成を説明する。
前の図１、図１０，図１１と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

運転モード選択器１５０１は、同期機モード選択（s）１５０７、可変速モード選択（a）１５０８、緊急停止指令（e）１５０９の３信号を出力する。
運転モード選択器１５０１は、上記３信号の何れか１つをレベル１に、残り２つをレベル０にして出力する。

同期機モード選択（s）１５０７あるいは可変速モード選択（a）１５０８がレベル１の場合、切替器１１１４、１１２０、１１２９、１１３０、後述のワンショット入力切替器１５０３を選択出力する。

緊急停止指令（e）１５０９がレベル１の場合、案内羽根開度指令（GV_rf）１１０を０方向に絞り、周波数変換器（FC）２０１を停止、同期遮断器（CB）１０２を開路する。

運転モード選択器１５０１には、電圧検出周波数（N_sein）１１１０、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２に加え、外部からの運転モード指令（SW_rf）１５０２を入力する。
運転モード指令（SW_rf）１５０２は、同期機モードの時にレベル１、可変速モードの時にレベル０となる。

ワンショット入力切替器１５０３は、常時はR側を選択出力し、同期機モード選択（s）１５０７がレベル１からレベル０に、可変速モード選択（a）１５０８がレベル０からレベル１に切り替える１演算周期のみOne_shot側を選択出力する。

前回値保持器（D）１５０４は、前述の前回値保持器（D）１１２４と同じ機能で、有効電力調整器１１２１のディジタル積分器を構成する。ただし、前回値保持器（D）１５０４の出力をワンショット入力切替器１５０３のR側に接続する。

前回値保持器（D）１５０５は、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２を入力し、出力を減算器１５０６で比例ゲイン（Cp）１１２８の出力と突き合わせし、ワンショット入力切替器１５０３のOne_shot側に接続する。

以上の構成により、運転モード選択器１５０１が同期機モード選択（s）１５０７から可変速モード選択（a）１５０８に切り替わる時の横軸電流指令（Iq_rf）１１２２の急変を防止できる。これにより、切り替え時の同期機（SG）１０１トルクの急変防止効果がある。

図１６は、運転モード選択器１５０１の実施例を示す図である。
前の図１１、図１５と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

ヒステリシス付比較器１６０１は、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２の絶対値が設定値（Iq_max）以下の場合は比較器出力（SW_i）１６０４をレベル１に、設定値（Iq_max）を超えるとレベル０出力を真偽値表１６０３に出力する。

ヒステリシス付比較器１６０２は、電圧検出周波数（N_sein）１１１０が最小設定値（N_min）と最大設定値（N_max）間の設定範囲の場合は比較器出力（SW_n）１６０５をレベル１に、設定範囲を超えるとレベル０出力を真偽値表１６０３に出力する。

真偽値表１６０３は、運転モード指令（SW_rf）１５０２、比較器出力（SW_i）１６０４、比較器出力（SW_n）１６０５の３信号を入力し、同期機モード選択（s）１５０７、可変速モード選択（a）１５０８、緊急停止指令（e）１５０９の３信号を出力する。

真偽値表１６０３は、３つの２レベル信号の組み合わせにより、表の行番号１から８に従って前述の３信号を出力する。

行番１と３が示すように、運転モード指令（SW_rf）１５０２が可変速モード（レベル０）の場合、電圧検出周波数（N_sein）１１１０が設定範囲内で比較器出力（SW_n）１６０５がレベル０の場合は、運転モード指令のとおり可変速モード選択（a）１５０８をレベル１出力する。

行番７と８が示すように、運転モード指令（SW_rf）１５０２が同期機モード（レベル１）の場合、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２の絶対値が設定値（Iq_max）以下で比較器出力（SW_i）１６０４がレベル１の場合、運転モード指令のとおり同期機モード選択（s）１５０７をレベル１出力する。

行番４が示すように、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２の絶対値が設定値（Iq_max）以下で比較器出力（SW_i）１６０４がレベル１の場合、かつ電圧検出周波数（N_sein）１１１０が設定範囲外で比較器出力（SW_n）１６０５がレベル１の場合は、運転モード指令（SW_rf）１５０２が可変速モード（レベル０）でも同期機モード選択（s）１５０７をレベル１出力する。

本発明の実施例によれば、同期機（SG）１０１の回転速度の設定範囲からの逸脱を防止する効果がある。

行番５が示すように、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２の絶対値が設定値（Iq_max）を超えて比較器出力（SW_i）１６０４がレベル０の場合、かつ電圧検出周波数（N_sein）１１１０が設定範囲内で比較器出力（SW_n）１６０５がレベル０の場合は、運転モード指令（SW_rf）１５０２が同期機モード（レベル１）でも可変速モード選択（a）１５０８をレベル１出力する。

本発明の実施例によれば、同期機（SG）１０１の過電流を抑制し、同期機モードでの脱調を防止する効果がある。

行番２と６が示すように、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２の絶対値が設定値（Iq_max）を超えて比較器出力（SW_i）１６０４がレベル０の場合、かつ電圧検出周波数（N_sein）１１１０が設定範囲外で比較器出力（SW_n）１６０５がレベル１の場合は、運転モード指令（SW_rf）１５０２の出力レベルによらず緊急停止指令（e）１５０９をレベル１出力する。

本発明の実施例によれば、周波数変換器（FC）２０１による同期機（SG）１０１制御不能状態を高速に検出して停止操作に入るため、信頼性と安全性を確保する効果がある。

図１７に、本発明の実施例３の動作波形を示す。
前の図１１、図１２、図１５と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

水力タービン（WT）１０４のトルク（T_l）が同期機運転中に急増し、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２の絶対値が設定値（Iq_max）を超えて可変速モードに切り替わり、トルク（T_l）が急減して同期機モードに復帰する時の動作波形を示す。

原動機トルク（T_l）は時刻０［秒］から時刻１．０［秒］まで直線的に増加し、時刻１．２［秒］まで直線的に減少して時刻０［秒］時の値に戻る。

位相変位（dlt）１１１５は原動機トルク（T_l）の増加と共に正方向に増加し、横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９も正方向に増加する。
この結果、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２も増加し、図１７で１．５［ｐｕ］に設定した設定値（Iq_max）を時刻０．５５５［秒］で超え、可変速モード選択（a）１５０８がレベル１となり、可変速モードになる。

切替器１１２０は、可変速モードに切り替わると、横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９は０出力にステップ変化する。

ワンショット入力切替器１５０３は、時刻０．５５５［秒］で可変速モード選択（a）１５０８がレベル０からレベル１に切り替える１演算周期のみOne_shot側を選択出力するため、有効電力調整器１１２１のディジタル積分器出力であるリミッタの１１２７出力は急変せず、切替器１１２９と切替器１１２０のａ側を経由して出力される横軸電流指令（Iq_rf）１１２２も連続的に変化する。

切替器１１１４は可変速モードになるとａ側を選択出力し、電圧制御発信器（VCO）１１１１には電圧検出周波数（N_sein）１１１０を入力する。

可変速モードでは、電圧目標周波数（N_soln）１１１２は電圧検出周波数（N_sein）１１１０に追従する。

位相変位（dlt）１１１５は、フェーズ・ロック・ループ（PLL_th）１１０５を構成する入力信号をコンパレータ（CMP）１１０６、位相周波数検出器（PFD）１１０７、チャージポンプ（CHP）１１０８、ローパスフィルタ（LPF）１１０９の追従特性に従って０に戻る。図１７では０に戻るまでに０．０１６７[秒]を要している。

本発明の実施例によれば、可変速モードに切り替わる毎にフェーズ・ロック・ループ（PLL_th）１１０５によって位相変位（dlt）を０に戻すため、同期機モードと可変速モード間の切替を繰り返しても安定に動作を続ける効果がある。

時刻０．５５５［秒］で可変速モードになると、有効電力調整器１１２１が有効電力（P_fb）１００９を出力指令（P_rf）１１３まで下げるように横軸電流指令（Iq_rf）１１２２を減少させ、時刻１．２５［秒］でヒステリシス付比較器１６０１の設定値（１．０［ｐｕ］）を下回り、再び同期機モードに切り替わる。

同期機モードに切り替わると電圧目標周波数（N_soln）１１１２は切替え時点の電圧検出周波数（N_sein）１１１０に保持される。

電圧検出周波数（N_sein）１１１０は、速度信号（N_fB）１０８に対して位相遅れを持たせることによって周波数変換器（FC）２０１内部の振動を抑制し、安定性を確保する効果がある。

電圧検出周波数（N_sein）１１１０と速度信号（N_fB）１０８の偏差は位相遅れによって生じるが、本発明の実施例２を併用することによって定常状態の偏差を補正することができる。

時刻１．２５［秒］で再び同期機モードに切り替わると、位相変位（dlt）１１１５が０から変化しはじめ、横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９も変化し、横軸電流指令（Iq_rf）１１２２は、速度（N）を電圧目標周波数（N_soln）１１１２に整定し、同期機の回転位相（th_g）と周波数変換器の電圧位相（th_c）の位相差（th_g-th_c）も整定する。

この位相差（th_g-th_c）整定値は同期機のトルクで決まるため、時刻０のステップ変化前と殆ど同じであるが、周波数変換器の電圧位相（th_c）自体はスライドしている。

また、速度（N）もステップ変化前から０．０４［ｐｕ］だけ高い値で平衡状態になっている。

結果的に、本発明の実施例によれば、周波数変換器２０１で制御された同期機（SG）１０１は、ステップ変化前の慣性系（Inertia Frame）である回転位相基準（N_sein系）から回転速度変化する新たな回転位相基準（N_sein系）に移行していると解釈できる。
これは、同期機（SG）１０１が周波数変換器２０１の同期機モードで制御される場合は目標周波数基準（N_soln系）を準慣性系（Quasi-Inertia Frame）とする同期化力で制御されていると見なすことができる。

本発明の実施例では、整定時の回転速度がステップ変化前からずれているが、実施例２の構成を併用することによってステップ変化前の値に戻すことができる。

図１５と図１６の実施例では、ヒステリシス付比較器１６０１の入力として横軸電流指令(Iq_rf)１１２２を、ヒステリシス付比較器１６０２の入力として電圧検出周波数(N_sein)１１１０を用いている。

前の段落［００２８］で説明したとおり、「電圧＝比例係数×回転速度」の関係がある。
これより、電圧検出周波数(N_sein)１１１０に代えて発電機電圧指令(V_rf)１２２あるいは発電機電圧(Vg) １１７を用いても良いことは自明である。

同じく、前の段落［００２８］で説明したとおり、「トルク＝比例係数×電流」の関係がある。
これより、横軸電流指令(Iq_rf)１１２２に代えて出力指令(P_rf)１１３あるいは有効電力(P_fb)１００９を用いても良いことは自明である。

図１８を用いて、本発明の請求項４の実施例の構成を説明する。

発振器（OSC）１８０１は交流系統（PS）１０３の基準周波数の２相信号［cos（th_0）、sin（th_0）］を出力する。

座標変換器（abc/dq）１８０２は計器用変圧器１２８からの交流系統電圧信号（Vs_a、Vs_b、Vs_c）１００３と２相信号［cos（th_0）、sin（th_0）］を入力してｄｑ軸交流電圧信号（Vs_d、Vs_q）に変換する。

座標変換器（abc/dq）１８０２は数式（１０）の演算をする。

ｄｑ軸交流電圧信号（Vs_d、Vs_q）は、定常状態ではゼロ周波数の直流信号に近い波形となる。

第１のローパスフィルタ（LPF_H）１８０３と第２のローパスフィルタ（LPF_L）１８０４にはｄｑ軸交流電圧信号（Vs_d、Vs_q）を入力し、各々の出力を位相演算器（NRM）１８０５と１８０６に出力する。

第１のローパスフィルタ（LPF_H）１８０３の特性周波数は第２のローパスフィルタ（LPF_L）１８０４の特性周波数よりも高く設定する。

第１のローパスフィルタ（LPF_H）１８０３の特性周波数は、交流系統電圧信号の正相分演算に必要な周波数である。
第１のローパスフィルタ（LPF_H）１８０３を移動平均で実現する場合、移動平均区間長さを交流系統（PS）１０３の基準周波数の半サイクルあるいは１サイクルに設定する。

第２のローパスフィルタ（LPF_L）１８０４の特性周波数は、交流系統電圧信号の正相分の変動分を抽出演算するのに必要な周波数で、同期機とタービン合計の慣性モーメント（I_g）に応じて設定する。
第２のローパスフィルタ（LPF_L）１８０４を移動平均で実現する場合、移動平均区間長さを0.1［秒］から1.0［秒］を目安に設定する。

位相演算器（NRM）１８０５と位相演算器（NRM）１８０６は、各々が前の位相演算器（NRM）１１０３と同様に振幅を基準化した２相電圧位相（dt_Vh）と（dt_Vl）とを演算出力する。

位相減算器（PDF）１８０７は、交流電圧位相（dt_Vh）と交流電圧位相（dt_Vl）の位相差（dlt_Vs）を出力する。
位相減算器（PDF）１８０７は数式（１１）の演算をする。

以上の構成により、位相差（dlt_Vs）は、交流系統の電圧位相変動分に相当する。

位相加算器（PAD）１８０８は、電圧制御発信器（VCO）１１１１からの２相信号［cos（th_Vx）、sin（th_Vx）］と位相減算器（PDF）１８０７からの２相信号［cos（dlt_Vs）、sin（dlt_Vs）］を入力し、数式（１２）の位相演算をする。

数式（１２）の係数（Cv）は、周波数変換器（FC）２０１と同期機（SG）１０１との間に設けたリアクトル要素のインピーダンスが大きいほど、同期機（SG）１０１の直軸リアクタンス（Xd）が大きい時ほど大きく設定する。本発明の実施例では、係数（Cv）の符号は負となり、その絶対値は１．０から２．０の範囲を目安とする。

以上の構成で、交流系統（PS）１０３の電圧位相変動分（dlt_Vs）を付勢して位相変位（dlt）１１１５を出力し、横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９を介して横軸電流指令（Iq_rf）１１２２を調整することにより、交流系統（PS）１０３に直接接続された同期機（SG）１０１が交流系統（PS）１０３の電圧位相変動時に示す図６の動作を模擬し、同期化力を活かす効果がある。
また、係数（Cv）を意図的に大きくあるいは小さく設定することによって、交流系統（PS）１０３から見た同期機（SG）１０１の慣性効果を調整する効果がある。

図１９に、本発明の実施例４の動作波形を示す。
前の図１０、図１１、図１２と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

図１９は、交流系統の電圧位相（th_p）が時刻０でステップ的に（2.5[度]）進む時の過渡応答を示す。
ステップ変化前の状態は前の図１２と同じであり、重複を避けるために説明を省略する。

図１９では、第１のローパスフィルタ（LPF_H）１８０３と第２のローパスフィルタ（LPF_L）１８０４として移動平均演算器を採用した場合を示す。
第１のローパスフィルタ（LPF_H）１８０３の移動平均期間を交流系統基準周波数の１サイクル、第１のローパスフィルタ（LPF_H）１８０３の移動平均期間を０．５［秒］に設定している。

図１９では、数式（１２）の係数（Cv）を－１．５［ｐｕ］に設定した場合を示す。

時刻０で交流系統の電圧位相（th_p）が２．５［度］ステップ的に進むと、電圧位相変動分（dlt_Vs）は三角波で直線的に上昇・下降して時刻０．５［秒］で元の位相に戻る。

電圧位相変動分（dlt_Vs）で付勢された位相変位（dlt）１１１５は、係数（Cv）の符号が負のために逆方向に変化し、横軸電流指令補正（Iq_ad）１１１９も横軸電流指令（Iq_rf）１１２２も電圧位相変動分（dlt_Vs）とは逆の方向に変化する。

この結果、図６に類似のトルク（T_g）応答を実現する。
回転速度（N）は、ダンパーバー電流と同様の効果で振動が減衰し、ステップ変化前の速度に収束している。

同期機（SG）１０１の特性は図６と同じであるため、回転位相（th_g）と発電機電圧位相（th_v）の位相差はステップ変化前（th_int）、整定後（th_ss）共に図６と同じ値である。

一方で、ステップ応答前後の発電機電圧位相（th_v）は、周波数変換器電圧位相（th_c）と共にシフトしている。

しかし、回転位相（th_g）、発電機電圧位相（th_v）、変換器電圧位相（th_c）間の位相差は保持される。
上記の位相変動は、電圧目標周波数（N_soln）で回転する準慣性系（Qasi-inertia frame）の動作とみなせる。

以上の実施例では、請求項２、請求項３、請求項４を単独に実施した例を示した。しかしながら、上記３項を任意に組み合わせることが可能である。

図２０に、請求項２、請求項３、請求項４を同時に実施した例を示す。
図中の番号は前の図１１、図 １３，図１５、図１６，図１８と同じ番号は同じ内容であり、重複を避けるために説明を省略する。

１０１ 同期機（SG）
１０２ 同期遮断器（CB）
１０３ 交流系統（PS）
１０４ 水力タービン（WT）
１０５ ガバナ（GOV）
１０６ 速度調整器（ASR）
１０７ 回転速度検出器（SS）
１０８ 速度信号（N_fB）
１０９ 速度指令（N_rf）
１１０ 案内羽根開度指令（GV_rf）
１１１ 案内羽根開度信号（GV_fB）
１１２ 水力タービン特性関数発生器（FN_GV）
１１３ 出力指令（P_rf）
１１４ 案内羽根最適開度（GV_opt）
１１５ 調停率（DR）
１１６ 最適速度指令（N_opt）
１１７ 発電機電圧（Vg）
１１８、１２８ 計器用変圧器
１１９ 電圧センサ（V_sen）
１２０ 発電機電圧信号（Vg_fB）
１２１ 自動電圧調整器（AVR）
１２２ 発電機電圧指令（Vg_rf）
１２３ 励磁電圧指令（Vf_rf）
１２４ 励磁装置（EXC）
１２５ 励磁巻線電流（If）
１２６ 同期投入指令（Syn_rf）
１２７ 同期検定器（Syn）
１２９ 系統電圧（Vs）
１３０ 同期投入指令（CB_rf）
２０１ 周波数変換器（FC）
２０２ 負荷開閉器（LS）
１００１、１００２、１００３ 計測線
１００４、１００５ 指令線
１００６ 計器用変流器
１００７ 発電機電流（Ig）
１００８ 電力センサ（P_sen）
１００９ 有効電力（P_fb）
１０１０ 静落差信号（H_st）
１０１１ 第２の水力タービン特性関数発生器（FN_WT）
１１０１ 回転位相検出器（RPD）
１１０２、１８０２ 座標変換器（abc/dq）
１１０３、１８０５、１８０６ 位相演算器（NRM）
１１０４、１８０８ 位相加算器（PAD）
１１０５ フェーズ・ロック・ループ（PLL_th）
１１０６ コンパレータ（CMP）
１１０７ 位相周波数検出器（PFD）
１１０８ チャージポンプ（CHP）
１１０９ ローパスフィルタ（LPF）
１１１０ 電圧検出周波数（N_sein）
１１１１ 電圧制御発信器（VCO）
１１１２ 電圧目標周波数（N_soln）
１１１３、１８０７ 位相減算器（PDF）
１１１４、１１２０、１１２９、１１３０、１３０７ 切替器
１１１５ 位相変位（dlt）
１１１６ 位相進み補償器
１１１７ 比例ゲイン（Kp）
１１１８ 微分ゲイン（Kd）
１１１９ 横軸電流指令補正（Iq_ad）
１１２１ 有効電力調整器
１１２２ 横軸電流指令（Iq_rf）
１１２３ 積分ゲイン（ΔT/Tp）
１１２４、１１３１、１１３２、１３０６、１５０４、１５０５ 前回値保持器
１１２５、１３０５ 加算器
１１２６、１１２７、１３０２ リミッタ
１１２８ 比例ゲイン（Cp）
１１３３ 電圧目標位相信号（th_soln）
１１３４ 電圧位相信号（th_sein）
１３０１、１５０３ ワンショット入力切替器
１３０４ 積分ゲイン（ΔT/Tn）
１３０３、１５０６ 減算器
１５０１ 運転モード選択器
１５０７ 同期機モード選択（s）
１５０８ 可変速モード選択（a）
１５０９ 緊急停止指令（e）
１５０２ 運転モード指令（SW_rf）
１６０１、１６０２ ヒステリシス付比較器
１６０３ 真偽値表
１６０４ 比較器出力（SW_i）
１６０５ 比較器出力（SW_n）
１８０１ 発振器（OSC）
１８０３ 第１のローパスフィルタ（LPF_H）
１８０４ 第２のローパスフィルタ（LPF_L）

Claims (4)

1. 同期機と、この同期機の電機子巻線に接続した半導体電力変換器からなる周波数変換器と、前記同期機の電機子電流を回転位相基準（N_sein系）で直軸電流と横軸電流に座標変換し、前記直軸電流と直軸電流指令とを突き合わせ、前記横軸電流と横軸電流指令とを突き合わせて前記周波数変換器の同期機側電圧を制御する電流制御器と、前記同期機の有効電力あるいは回転速度の指令値と計測値とを突き合わせて第１の横軸電流指令値として前記電流制御器に出力する可変速モード調整器とからなる可変速同期発電電動装置において、
   前記第１の横軸電流指令値の更新出力と前回値保持との間で切替出力する第１の切替器と、前記同期機の電圧位相（th_sein）を計測する位相検出器と、前記同期機の目標周波数基準（N_soln系）で前記同期機の目標電圧位相（th_soln）を演算出力する位相演算器と、前記電圧位相（th_sein）と前記目標電圧位相（th_soln）との突き合わせ結果を位相変位（dlt）として入力する位相進み補償器と、この位相進み補償器の出力を第２の横軸電流指令として出力する同期機モード調整器と、前記第２の横軸電流指令とゼロ出力との間で切替え出力して前記第１の横軸電流指令値に付勢する第２の切替器と、を備え、
   前記第１の切替器を更新出力から前回値保持に切り替えると同時に、前記第２の切替器をゼロ出力から前記第２の横軸電流指令に切り替えることを特徴とする可変速同期発電電動装置。
2. 請求項１に記載の可変速同期発電電動装置において、前記目標周波数基準（N_soln系）の変化率を抑制する周波数変化抑制器を設けたことを特徴とする可変速同期発電電動装置。
3. 請求項１に記載の可変速同期発電電動装置において、前記電流制御器への横軸電流値が設定範囲を超えた時は、
   前記第１の切替器を前回値保持から更新出力へと切り替え、同時に前記第２の切替器を前記第２の横軸電流指令からゼロ出力に切り替え、
   前記同期機の回転速度が設定範囲を超えた時は、
   前記第１の切替器を更新出力から前回値保持へと切り替え、同時に前記第２の切替器をゼロ出力から前記第２の横軸電流指令に切り替えることを特徴とする可変速同期発電電動装置。
4. 請求項１に記載の可変速同期発電電動装置において、前記周波数変換器の交流電源端の電圧位相変動を検出する電源電圧検出器を設け、この電源電圧位相変動を前記位相変位（dlt）に付勢することを特徴とする可変速同期発電電動装置。

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