JP7639627B2 - Inverter control device and program - Google Patents
Inverter control device and program Download PDFInfo
- Publication number
- JP7639627B2 JP7639627B2 JP2021150370A JP2021150370A JP7639627B2 JP 7639627 B2 JP7639627 B2 JP 7639627B2 JP 2021150370 A JP2021150370 A JP 2021150370A JP 2021150370 A JP2021150370 A JP 2021150370A JP 7639627 B2 JP7639627 B2 JP 7639627B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switches
- inverter
- dead time
- stator winding
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Landscapes
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
本発明は、インバータ制御装置、及びプログラムに関する。 The present invention relates to an inverter control device and a program.
従来、例えば特許文献１に記載されているように、ステータ巻線を有する回転電機と、ステータ巻線に電気的に接続されるインバータとを備える制御システムに適用されるインバータ制御装置が知られている。
Conventionally, as described in, for example,
回転電機の高速回転領域において、ステータ巻線に弱め界磁電流を流す弱め界磁制御が実行され得る。この場合、回転電機に所定トルクを発生させるためにステータ巻線に流す電流ベクトルの大きさは、弱め界磁制御が行われていない場合よりも大きくなる。このため、弱め界磁制御が実行される場合、弱め界磁制御が実行されない場合よりもインバータ及び回転電機の発熱量が多くなり、インバータ及び回転電機の少なくとも一方が過熱状態になり得る。 In the high-speed rotation region of the rotating electric machine, a field-weakening control may be performed in which a field-weakening current is passed through the stator winding. In this case, the magnitude of the current vector passed through the stator winding to generate a predetermined torque in the rotating electric machine is larger than when field-weakening control is not performed. For this reason, when field-weakening control is performed, the amount of heat generated by the inverter and the rotating electric machine is greater than when field-weakening control is not performed, and at least one of the inverter and the rotating electric machine may become overheated.
インバータ及び回転電機の少なくとも一方が過熱状態になることを回避するために、回転電機の指令トルクを低下させることも考えられる。しかしながら、この場合、回転電機の駆動を適正に継続できなくなる懸念がある。 To prevent at least one of the inverter and the rotating electric machine from overheating, it is possible to reduce the command torque of the rotating electric machine. However, in this case, there is a concern that the rotating electric machine may not be able to continue to be driven properly.
本発明は、回転電機のトルク低下を抑制又はトルクを維持しつつ、インバータ及び回転電機が過熱状態になることを回避できるインバータ制御装置、及びプログラムを提供することを主たる目的とする。 The main objective of the present invention is to provide an inverter control device and program that can prevent the inverter and the rotating electric machine from overheating while suppressing torque reduction or maintaining the torque of the rotating electric machine.
本発明は、ステータ巻線を有する回転電機と、前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチを有するインバータと、を備える制御システムに適用されるインバータ制御装置において、前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行するスイッチ制御部と、前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する温度取得部と、を備え、前記スイッチ制御部は、前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したとき、実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、前記弱め界磁電流を減少させる。 The present invention relates to an inverter control device that is applied to a control system that includes a rotating electric machine having a stator winding and an inverter that is electrically connected to the stator winding and has upper and lower arm switches. The inverter control device includes a switch control unit that executes switching control of the inverter while providing a dead time, which is a period during which both the upper and lower arm switches are in an off state, and a temperature acquisition unit that acquires the temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine. When the switching control is executed while a field weakening current is passed through the stator winding, the switch control unit shortens the actual dead time and reduces the field weakening current when it is determined that the acquired temperature exceeds a temperature threshold value.
本発明によれば、ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつスイッチング制御が実行されている場合において、温度取得部により取得された温度が温度閾値を超えたと判定されたとき、実際のデッドタイムが短縮される。これにより、インバータの電圧利用率が高くなる。 According to the present invention, when switching control is being performed while a field-weakening current is flowing through the stator winding, if it is determined that the temperature acquired by the temperature acquisition unit exceeds the temperature threshold, the actual dead time is shortened. This increases the voltage utilization rate of the inverter.
電圧利用率が高くなることにより、回転電機のトルクに余裕がでる。そこで、本発明では、弱め界磁電流を減少させる。これにより、ステータ巻線に流れる電流ベクトルの大きさを減少させ、インバータ及び回転電機の発熱量を抑制し、インバータ及び回転電機が過熱状態にならないようにすることができる。この際、弱め界磁電流の減少に伴うトルク低下を電圧利用率の向上によって抑制したり、弱め界磁電流の減少に伴うトルク低下分を電圧利用率の向上によって補償したりすることができる。 By increasing the voltage utilization rate, the rotating electric machine has more torque. Therefore, in the present invention, the field weakening current is reduced. This reduces the magnitude of the current vector flowing through the stator winding, suppresses the amount of heat generated by the inverter and the rotating electric machine, and prevents the inverter and the rotating electric machine from overheating. In this case, the torque reduction caused by the reduction in the field weakening current can be suppressed by improving the voltage utilization rate, and the torque reduction caused by the reduction in the field weakening current can be compensated for by improving the voltage utilization rate.
以上説明した本発明によれば、回転電機のトルク低下を抑制又はトルクを維持しつつ、インバータ及び回転電機が過熱状態になることを回避することができる。 According to the present invention described above, it is possible to prevent the inverter and the rotating electric machine from overheating while suppressing the torque drop of the rotating electric machine or maintaining the torque.
＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、制御装置を備える制御システムは、電気自動車等の車両に搭載されている。
First Embodiment
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of a control device according to the present invention will now be described with reference to the drawings. In this embodiment, a control system including a control device is mounted on a vehicle such as an electric vehicle.
図１に示すように、車両１０は、回転電機２０を備えている。回転電機２０は、３相の同期機であり、星形結線された各相のステータ巻線２１を備えている。各相のステータ巻線２１は、電気角で１２０°ずつずれて配置されている。本実施形態の回転電機２０は、ロータ２２に界磁極としての永久磁石を備える永久磁石同期機である。
As shown in FIG. 1, the
回転電機２０は、車載主機であり、ロータ２２が車両１０の駆動輪１１と動力伝達可能とされている。回転電機２０が電動機として機能することにより発生するトルクが、ロータ２２から駆動輪１１に伝達される。これにより、駆動輪１１が回転駆動させられる。なお、回転電機２０は、車両１０の車輪に一体に設けられるインホイールモータであってもよいし、車両１０の車体に備えられるいわゆるオンボードモータであってもよい。
The rotating
車両１０は、インバータ３０と、コンデンサ３１と、直流電源である蓄電池１２とを備えている。インバータ３０は、上アームスイッチＳＷＨと下アームスイッチＳＷＬとの直列接続体を３相分備えている。本実施形態において、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬは、電圧制御形の半導体スイッチング素子であり、具体的にはＩＧＢＴである。このため、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬには、フリーホイールダイオードＤＨ，ＤＬが逆並列に接続されている。
The
各相において、上アームスイッチＳＷＨのエミッタと、下アームスイッチＳＷＬのコレクタとには、ステータ巻線２１の第１端が接続されている。各相のステータ巻線２１の第２端同士は、中性点で接続されている。なお、本実施形態において、各相のステータ巻線２１は、ターン数が同じに設定されている。
In each phase, the first end of the stator winding 21 is connected to the emitter of the upper arm switch SWH and the collector of the lower arm switch SWL. The second ends of the
各相の上アームスイッチＳＷＨのコレクタと、蓄電池１２の正極端子とは、正極側母線Ｌｐにより接続されている。各相の下アームスイッチＳＷＬのエミッタと、蓄電池１２の負極端子とは、負極側母線Ｌｎにより接続されている。正極側母線Ｌｐと負極側母線Ｌｎとは、コンデンサ３１により接続されている。なお、コンデンサ３１は、インバータ３０に内蔵されていてもよいし、インバータ３０の外部に設けられていてもよい。
The collector of the upper arm switch SWH of each phase and the positive terminal of the
蓄電池１２は、例えば組電池であり、蓄電池１２の端子電圧は例えば数百Ｖである。蓄電池１２は、例えば、リチウムイオン電池又はニッケル水素蓄電池等の２次電池である。
The
車両１０は、電流センサ３２、電圧センサ３３、回転角センサ３４、モータ温度センサ３５、インバータ温度センサ３６、及び制御装置３７を備えている。電流センサ３２は、各相のうち少なくとも２相分のステータ巻線２１に流れる電流を検出する。電圧センサ３３は、コンデンサ３１の端子電圧を電源電圧Ｖｄｃとして検出する。回転角センサ３４は、例えばレゾルバであり、ロータ２２の回転角（具体的には、電気角）を検出する。モータ温度センサ３５は、例えばサーミスタであり、回転電機２０の温度（例えば、ステータ巻線２１の温度）をモータ温度Ｔｍｇｄとして検出する。インバータ温度センサ３６は、例えばサーミスタ又は感温ダイオードであり、インバータ３０の温度（例えば、上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの温度）をインバータ温度Ｔｉｎｖｄとして検出する。各センサ３２～３６の検出値は、制御装置３７に入力される。
The
制御装置３７は、マイコン３７ａを主体として構成され、マイコン３７ａは、ＣＰＵを備えている。マイコン３７ａが提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェアおよびそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、マイコン３７ａがハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、マイコン３７ａは、自身が備える記憶部としての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、図５等に示す処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部は、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部に記憶されたプログラムは、例えば、インターネット等のネットワークを介して更新可能である。
The
制御装置３７は、指令トルクＴｒｑ＊を受信する。制御装置３７は、回転電機２０のトルクを受信した指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、インバータ３０を構成する各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのスイッチング制御を行う。各相において、上アームスイッチＳＷＨと下アームスイッチＳＷＬとは、デッドタイムを挟みつつ交互にオンされる。
The
続いて、図２を用いて、制御装置３７により実行される回転電機２０のトルク制御について説明する。図２に示す例では、トルク制御として、電流フィードバック制御が行われる。なお、電流フィードバック制御に代えて、トルクフィードバック制御が行われてもよい。
Next, the torque control of the rotating
指令電流設定部４０は、指令トルクＴｒｑ＊及びロータ２２の回転速度Ｎｍに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、例えば、最小電流最大トルク制御（ＭＴＰＡ）により算出されればよい。なお、指令電流設定部４０は、指令トルクＴｒｑ＊及びロータ２２の回転速度Ｎｍと、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とが関係付けられたマップ情報又は数式情報に基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定すればよい。また、ロータ２２の回転速度Ｎｍは、例えば、回転角センサ３４の検出値に基づいて算出されればよい。
The command
２相変換部４１は、電流センサ３２の検出値と、回転角センサ３４により検出された電気角θｅとに基づいて、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。
The two-phase conversion unit 41 converts the U-, V-, and W-phase currents in the three-phase fixed coordinate system into a d-axis current Idr and a q-axis current Iqr in a two-phase rotating coordinate system (dq coordinate system) based on the detection value of the
ｄ軸偏差算出部４２は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部４３は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することにより、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。
The d-axis
ｄ軸指令電圧算出部４４は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄを算出する。ｑ軸指令電圧算出部４５は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑを算出する。なお、ｄ軸指令電圧算出部４４及びｑ軸指令電圧算出部４５で用いられるフィードバック制御は、例えば比例積分制御とすればよい。
The d-axis command
３相変換部４６は、ｄ，ｑ軸指令電圧算出部４４，４５から出力されたｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ，Ｖｑ及び電気角θｅに基づいて、２相回転座標系におけるｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ，Ｖｑを、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は、電気角で位相が１２０°ずつずれた正弦波状の波形となる。
The three-
信号生成部４７は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊及び電源電圧Ｖｄｃに基づく３相変調により、Ｕ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬと、Ｖ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの駆動信号ＧＶＨ，ＧＶＬと、Ｗ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの駆動信号ＧＷＨ，ＧＷＬとを生成する。
The
信号生成部４７は、生成したＵ相の上，下アーム駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬをＵ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲートに対して出力し、生成したＶ相の上，下アーム駆動信号ＧＶＨ，ＧＶＬをＶ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲートに対して出力し、生成したＷ相の上，下アーム駆動信号ＧＷＨ，ＧＷＬをＷ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲートに対して出力する。これにより、インバータ３０のスイッチング制御として、正弦波ＰＷＭ制御が実行される。なお、本実施形態のキャリア信号Ｓｉｇは、上昇速度及び下降速度が等しい三角波信号である。
The
図３，４は、Ｕ相を例にして、正弦波ＰＷＭ制御の実行態様の一例を示す図である。図３において、（ａ）は電気角で１８０度の期間にわたるＵ相規格化指令電圧ＶＵＳ及びキャリア信号Ｓｉｇの推移を示し、（ｂ）は電気角で１８０度の期間にわたるＵ相ＰＷＭ信号ＧＵ＊の推移を示す。図４において、（ａ）はＵ相ＰＷＭ信号ＧＵ＊の推移を示し、（ｂ）は反転信号の推移を示し、（ｃ），（ｄ）はＵ相の上，下アームスイッチＳＷＨ、ＳＷＬの上，下アーム駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬの推移を示し、（ｅ），（ｆ）はＵ相の各スイッチＳＷＨ、ＳＷＬのコレクタエミッタ間に印加される各端子間電圧ＶｃｅＨ，ＶｃｅＬの推移を示す。 Figures 3 and 4 show an example of the execution mode of sine wave PWM control, using the U phase as an example. In Figure 3, (a) shows the transitions of the U phase normalized command voltage VUS and carrier signal Sig over a period of 180 electrical degrees, and (b) shows the transition of the U phase PWM signal GU* over a period of 180 electrical degrees. In Figure 4, (a) shows the transition of the U phase PWM signal GU*, (b) shows the transition of the inverted signal, (c) and (d) show the transitions of the upper and lower arm drive signals GUH and GUL of the upper and lower arm switches SWH and SWL of the U phase, and (e) and (f) show the transitions of the inter-terminal voltages VceH and VceL applied between the collector emitters of the U phase switches SWH and SWL.
信号生成部４７は、Ｕ相指令電圧ＶＵ＊を電源電圧Ｖｄｃの１／２で除算することにより、Ｕ相規格化指令電圧ＶＵＳを算出する。信号生成部４７は、図３に示すように、Ｕ相規格化指令電圧ＶＵＳと、キャリア信号Ｓｉｇとの大小比較に基づいて、Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ＊を算出する。
The
信号生成部４７は、Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ＊の論理を反転させることにより、反転信号を生成する。信号生成部４７は、Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ＊と、反転信号との論理反転タイミング同士をデッドタイム目標値ＤＴ＊だけ離間させる処理を行うことにより、Ｕ相の上，下アームスイッチＳＷＨ、ＳＷＬの上，下アーム駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬを生成する。デッドタイム目標値ＤＴ＊は、Ｕ相の上，下アームスイッチＳＷＨ、ＳＷＬの上，下アーム駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬ双方がオフ操作となる期間である。
The
信号生成部４７は、生成したＵ相の上，下アームスイッチＳＷＨ、ＳＷＬの上，下アーム駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬを、Ｕ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲートに対して出力する。これにより、Ｕ相の上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬは、実際のデッドタイムＤＴｒを挟みつつオン状態又はオフ状態にされる。
The
詳しくは、Ｕ相の各スイッチＳＷＨ、ＳＷＬは、ターンオフ期間ｔｏｆｆを挟みつつオン状態からオフ状態に切り替えられ、ターンオン期間ｔｏｎを挟みつつオフ状態からオン状態に切り替えられる。ここで、本実施形態では、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのオン状態は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上の状態であり、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのオフ状態は、スイッチのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満の状態である。 In more detail, each switch SWH, SWL of the U phase is switched from the on state to the off state with a turn-off period toff in between, and switched from the off state to the on state with a turn-on period ton in between. Here, in this embodiment, the on state of each switch SWH, SWL is a state in which the gate voltage of each switch SWH, SWL is equal to or higher than the threshold voltage Vth, and the off state of each switch SWH, SWL is a state in which the gate voltage of the switch is less than the threshold voltage Vth.
なお、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのオン状態は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬに電流が流れ始める状態としてもよいし、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧ＶｃｅＨ，ＶｃｅＬが下がり始める状態としてもよい。また、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのオフ状態は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬに流れる電流が０である状態としてもよいし、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧ＶｃｅＨ，ＶｃｅＬが電源電圧Ｖｄｃである状態としてもよい。 The on state of each switch SWH, SWL may be a state in which a current starts to flow through each switch SWH, SWL, or a state in which the inter-terminal voltages VceH, VceL of each switch SWH, SWL start to drop. The off state of each switch SWH, SWL may be a state in which the current flowing through each switch SWH, SWL is zero, or a state in which the inter-terminal voltages VceH, VceL of each switch SWH, SWL are the power supply voltage Vdc.
ターンオン期間ｔｏｎは、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬがオン指令に切り替えられてから、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲート電圧が上昇して閾値電圧Ｖｔｈになるまでの期間とする。ターンオフ期間ｔｏｆｆは、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの駆動信号ＧＵＨ，ＧＵＬがオフ指令に切り替えられてから、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲート電圧が下降して閾値電圧Ｖｔｈを下回るまでの期間とする。なお、図４には、ゲート電圧の変化に伴う各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧ＶｃｅＨ，ＶｃｅＬの変化の態様を示す。 The turn-on period ton is the period from when the drive signals GUH, GUL of the switches SWH, SWL are switched to an ON command until the gate voltage of each switch SWH, SWL rises to the threshold voltage Vth. The turn-off period toff is the period from when the drive signals GUH, GUL of the switches SWH, SWL are switched to an OFF command until the gate voltage of each switch SWH, SWL falls to below the threshold voltage Vth. Note that Figure 4 shows how the terminal voltages VceH, VceL of each switch SWH, SWL change with the change in gate voltage.
この場合、実際のデッドタイムＤＴｒは、デッドタイム目標値ＤＴ＊からターンオフ期間ｔｏｆｆを差し引くとともに、ターンオン期間ｔｏｎを加えた期間（ＤＴｒ＝ＤＴ＊－ｔｏｆｆ＋ｔｏｎ）となる。 In this case, the actual dead time DTr is the dead time target value DT* minus the turn-off period toff plus the turn-on period ton (DTr = DT* - toff + ton).
本実施形態において、制御装置３７は、ステータ巻線２１に弱め界磁電流を流している場合において、インバータ３０及び回転電機２０が過熱状態となることを回避するために、実際のデッドタイムＤＴｒを短縮させつつ、弱め界磁電流を減少させる過熱保護制御を実行する。
In this embodiment, when a field-weakening current is flowing through the stator winding 21, the
続いて、図５を用いて、制御装置３７により実行される過熱保護制御について説明する。図５に示す過熱保護制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。
Next, the overheat protection control executed by the
ステップＳ１０では、ステータ巻線２１に弱め界磁電流を流す弱め界磁制御の実行中であるか否かを判定する。 In step S10, it is determined whether field weakening control, which passes a field weakening current through the stator winding 21, is being performed.
ステップＳ１０において弱め界磁制御を実行中であると判定した場合には、ステップＳ１１に進み、モータ温度センサ３５により検出されたモータ温度Ｔｍｇｄを取得する。なお、ステップＳ１１の処理が「温度取得部」に相当する。
If it is determined in step S10 that field weakening control is being performed, the process proceeds to step S11, where the motor temperature Tmgd detected by the
ステップＳ１２では、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨ（例えば１４０℃）を超えたか否かを判定する。 In step S12, it is determined whether the motor temperature Tmgd exceeds a temperature threshold value TAH (e.g., 140°C).
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨ以下であると判定した場合には、ステップＳ１３に進み、デッドタイム目標値ＤＴ＊を初期デッドタイム目標値に設定する。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd is equal to or lower than the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S13, where the dead time target value DT* is set to the initial dead time target value.
ステップＳ１４では、指令トルクＴｒｑ＊及びロータ２２の回転速度Ｎｍに基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を初期指令電流に設定する。初期指令電流は、デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値の場合におけるｄ軸指令電流Ｉｄ＊である。
In step S14, the d-axis command current Id* is set to an initial command current based on the command torque Trq* and the rotation speed Nm of the
一方、ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合には、回転電機２０が過熱状態になるおそれがあるため、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１５では、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさを取得する。電流ベクトルの大きさとしては、電流センサ３２の検出値及び電気角に基づいて算出したものを取得すればよい。なお、本実施形態において、ステップＳ１５の処理が「電流取得部」に相当する。
On the other hand, if it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the rotating
ステップＳ１６では、デッドタイム目標値ＤＴ＊を初期デッドタイム目標値よりも短縮する。本実施形態では、電流ベクトルの大きさが小さいほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮する。 In step S16, the dead time target value DT* is made shorter than the initial dead time target value. In this embodiment, the smaller the magnitude of the current vector, the shorter the dead time target value DT* is.
ここで、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさと、ターンオフ期間ｔｏｆｆとの関係について説明する。例えば指令トルクＴｒｑ＊が低いこと等に起因して、電流ベクトルの大きさが小さくなることがある。この場合、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、各スイッチＳＷＨ、ＳＷＬに流れる電流Ｉｓｗも小さくなる。 Here, we will explain the relationship between the magnitude of the current vector to the stator winding 21 and the turn-off period toff. For example, the magnitude of the current vector may be small due to a low command torque Trq*. In this case, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the smaller the current Isw flowing through each switch SWH, SWL.
図６において、（ａ）は各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのうちオフされる方のスイッチに流れる電流Ｉｓｗの推移を示し、（ｂ）はオフされる方のスイッチの端子間電圧Ｖｃｅの推移を示す。破線で示す第２電流Ｉｓｗ２は、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいことに起因して、実線で示す第１電流Ｉｓｗ１よりも小さくなっている。第１端子間電圧Ｖｃｅ１は、第１電流Ｉｓｗ１が流れる場合の端子間電圧であり、第２端子間電圧Ｖｃｅ２は、第２電流Ｉｓｗ２が流れる場合の端子間電圧である。 In FIG. 6, (a) shows the transition of the current Isw flowing through the switch that is turned off of the switches SWH and SWL, and (b) shows the transition of the terminal voltage Vce of the switch that is turned off. The second current Isw2 shown by the dashed line is smaller than the first current Isw1 shown by the solid line due to the smaller magnitude of the current vector to the stator winding 21. The first terminal voltage Vce1 is the terminal voltage when the first current Isw1 flows, and the second terminal voltage Vce2 is the terminal voltage when the second current Isw2 flows.
図６に示すように、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬをオフする場合において、第２電流Ｉｓｗ２が０まで立ち下がるまでに要する期間は、第１電流Ｉｓｗ１が０まで立ち下がるまでに要する時間よりも短くなる。そのため、第２電流Ｉｓｗ２が流れる場合のターンオフ期間ｔｏｆｆは、第１電流Ｉｓｗ１が流れる場合のターンオフ期間ｔｏｆｆよりも短くなる。つまり、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのうちオフされる方のスイッチのターンオフ期間ｔｏｆｆが短くなる。 As shown in FIG. 6, when each switch SWH, SWL is turned off, the period required for the second current Isw2 to fall to 0 is shorter than the period required for the first current Isw1 to fall to 0. Therefore, the turn-off period toff when the second current Isw2 flows is shorter than the turn-off period toff when the first current Isw1 flows. In other words, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the shorter the turn-off period toff of the switch that is turned off of each switch SWH, SWL.
各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬが短絡しない実際のデッドタイムＤＴｒを実現する場合において、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬに流れる電流Ｉｓｗが小さいほど、ターンオフ期間ｔｏｆｆが短くなり、ターンオフ期間ｔｏｆｆが短いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短く設定し得る。そこで、本実施形態では、図７に示すように、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮する。これにより、実際のデッドタイムＤＴｒも短縮される。なお、デッドタイム目標値ＤＴ＊は、デッドタイム目標値ＤＴ＊と、ステータ巻線２１への電流ベクトルとが関連付けられたマップ情報又は数式情報により設定されればよい。 When realizing an actual dead time DTr in which the switches SWH and SWL are not short-circuited, the smaller the current Isw flowing through each switch SWH and SWL, the shorter the turn-off period toff, and the shorter the turn-off period toff, the shorter the dead time target value DT* can be set. Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 7, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the shorter the dead time target value DT* is. This also shortens the actual dead time DTr. The dead time target value DT* may be set by map information or formula information that associates the dead time target value DT* with the current vector to the stator winding 21.
図５の説明に戻り、ステップＳ１７では、初期指令電流に比べて弱め界磁電流が減少するようにｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。詳しくは、図８に示すように、デッドタイム目標値ＤＴ＊が短いほど、弱め界磁電流が減少するようにｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。 Returning to the explanation of FIG. 5, in step S17, the d-axis command current Id* is set so that the field weakening current is reduced compared to the initial command current. In more detail, as shown in FIG. 8, the d-axis command current Id* is set so that the field weakening current is reduced as the dead time target value DT* is shorter.
実際のデッドタイムＤＴｒの短縮によりインバータ３０の電圧利用率が高くなる。電圧利用率が高くなることにより、回転電機２０のトルクに余裕がでる。この場合、弱め界磁電流を減少し得る。そこで、指令電流設定部４０において、デッドタイム目標値ＤＴ＊が短いほど、弱め界磁電流が減少するようにｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。ｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、デッドタイム目標値ＤＴ＊とを関係付けるマップ情報又は数式情報は、回転電機２０のトルク及び回転速度Ｎｍで定まる動作条件ごとに、実際のデッドタイムＤＴｒの短縮による電圧利用率の向上に伴う弱め界磁電流の低減見込み分を考慮して作成されればよい。なお、本実施形態において、ステップＳ１２，Ｓ１６，Ｓ１７が「スイッチ制御部」に相当する。
The voltage utilization rate of the
図９に、過熱保護制御が行われた場合の一例を示す。図９（ａ）は回転電機２０の回転速度Ｎｍ及びトルクＴｒｑから定まる動作点の動作領域を示す。図９（ｂ）は、回転電機２０のトルクＴｒｑが所定トルクＴｒｑｃに維持されつつ、回転速度Ｎｍが高くなる場合の電流ベクトルの推移を示す。図９では、デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値に設定された場合を実線で示し、デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値よりも短縮された場合を破線で示している。
Figure 9 shows an example of a case where overheat protection control is performed. Figure 9 (a) shows the operating region of the operating point determined from the rotation speed Nm and torque Trq of the rotating
デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値に設定された場合、第１境界ｂ１により第１低速領域Ｒｓ１及び第１高速領域Ｒｈ１に動作領域が分けられる。第１低速領域Ｒｓ１は、回転速度Ｎｍが第１境界ｂ１よりも低い領域である。第１高速領域Ｒｈ１は、回転速度Ｎｍが第１境界ｂ１以上の領域である。一方、デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値よりも短縮された場合、第２境界ｂ２により第２低速領域Ｒｓ２及び第２高速領域Ｒｈ２に動作領域が分けられる。第２低速領域Ｒｓ２は、回転速度Ｎｍが第２境界ｂ２よりも低い領域である。第２高速領域Ｒｈ２は、回転速度Ｎｍが第２境界ｂ２以上の領域である。 When the dead time target value DT* is set to the initial dead time target value, the first boundary b1 divides the operating region into a first low speed region Rs1 and a first high speed region Rh1. The first low speed region Rs1 is a region where the rotation speed Nm is lower than the first boundary b1. The first high speed region Rh1 is a region where the rotation speed Nm is equal to or higher than the first boundary b1. On the other hand, when the dead time target value DT* is shortened below the initial dead time target value, the second boundary b2 divides the operating region into a second low speed region Rs2 and a second high speed region Rh2. The second low speed region Rs2 is a region where the rotation speed Nm is lower than the second boundary b2. The second high speed region Rh2 is a region where the rotation speed Nm is equal to or higher than the second boundary b2.
第１低速領域Ｒｓ１及び第２低速領域Ｒｓ２では、電流ベクトルの大きさは略一定となる。一方、第１高速領域Ｒｈ１及び第２高速領域Ｒｈ２では、弱め界磁電流が増大することに起因して、回転速度Ｎｍが高いほど電流ベクトルの大きさが増大する。 In the first low-speed region Rs1 and the second low-speed region Rs2, the magnitude of the current vector is approximately constant. On the other hand, in the first high-speed region Rh1 and the second high-speed region Rh2, the magnitude of the current vector increases as the rotation speed Nm increases due to an increase in the field-weakening current.
ステップＳ１６の処理が行われることにより、デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値よりも短縮された場合、デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値に設定された場合に比べて、電流ベクトルの大きさが増大し始める回転速度Ｎｍが高くなる。この場合、ステップＳ１７の処理が行われることにより、弱め界磁電流を初期指令電流よりも減少させることができ、電流ベクトルの大きさを低減することができる。 When the dead time target value DT* is shortened below the initial dead time target value by performing the processing of step S16, the rotation speed Nm at which the magnitude of the current vector begins to increase becomes higher than when the dead time target value DT* is set to the initial dead time target value. In this case, by performing the processing of step S17, the field weakening current can be reduced below the initial command current, and the magnitude of the current vector can be reduced.
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 The present embodiment described above provides the following advantages:
ステータ巻線２１に弱め界磁電流を流しつつスイッチング制御が実行されている場合において、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定されたとき、デッドタイム目標値ＤＴ＊が短縮されることにより、実際のデッドタイムＤＴｒが短縮される。これにより、インバータ３０の電圧利用率が高くなる。
When switching control is being performed while a field-weakening current is flowing through the stator winding 21, if it is determined that the motor temperature Tmgd has exceeded the temperature threshold value TAH, the dead time target value DT* is shortened, thereby shortening the actual dead time DTr. This increases the voltage utilization rate of the
電圧利用率が高くなることにより、回転電機２０のトルクに余裕がでる。そこで、本発明では、弱め界磁電流を減少させる。これにより、ステータ巻線２１に流れる電流ベクトルの大きさを減少させ、インバータ３０及び回転電機２０の発熱量を抑制し、インバータ３０及び回転電機２０が過熱状態にならないようにすることができる。この際、弱め界磁電流の減少に伴うトルク低下を電圧利用率の向上によって抑制したり、弱め界磁電流の減少に伴うトルク低下分を電圧利用率の向上によって補償したりすることができる。
By increasing the voltage utilization rate, the rotating
以上説明した本実施形態によれば、回転電機２０のトルク低下を抑制又はトルクを維持しつつ、インバータ３０及び回転電機２０が過熱状態になることを回避することができる。
According to the present embodiment described above, it is possible to prevent the
モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定された場合、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊が初期デッドタイム目標値よりも短縮される。これにより、電流ベクトルの大きさの変化に応じて、実際のデッドタイムＤＴｒを的確に短縮することができる。 When it is determined that the motor temperature Tmgd has exceeded the temperature threshold value TAH, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the shorter the dead time target value DT* is compared to the initial dead time target value. This allows the actual dead time DTr to be appropriately shortened in response to changes in the magnitude of the current vector.
デッドタイム目標値ＤＴ＊が短いほど、弱め界磁電流が減少される。つまり、実際のデッドタイムＤＴｒの短縮による電圧利用率の向上に伴う弱め界磁電流の低減見込み分を考慮しつつ、弱め界磁電流が減少される。これにより、過熱保護を適正に行うことができる。 The shorter the dead time target value DT*, the more the field weakening current is reduced. In other words, the field weakening current is reduced while taking into account the expected reduction in field weakening current due to the improvement in voltage utilization rate caused by the shortening of the actual dead time DTr. This allows for proper overheat protection.
＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合の処理を変更する。具体的には、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊が短縮されることに代えて、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのコレクタエミッタ間に印加される端子間電圧Ｖｃｅが低いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊が短縮される。
Second Embodiment
The second embodiment will be described below with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment. In this embodiment, the process when it is determined that the motor temperature Tmgd has exceeded the temperature threshold value TAH is changed. Specifically, instead of the dead time target value DT* being shortened as the magnitude of the current vector to the stator winding 21 is smaller, the dead time target value DT* is shortened as the inter-terminal voltage Vce applied between the collector-emitter of each switch SWH, SWL is lower.
図１０を用いて、制御装置３７により実行される過熱保護制御について説明する。図１０に示す過熱保護制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１０において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
The overheat protection control executed by the
ステップＳ１２において肯定判定した場合、ステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では、電源電圧Ｖｄｃを取得する。電源電圧Ｖｄｃとしては、電圧センサ３３の検出値を用いればよい。そして、ステップＳ１９に進む。なお、本実施形態において、ステップＳ１８の処理が「電圧取得部」に相当する。
If the determination in step S12 is positive, the process proceeds to step S18. In step S18, the power supply voltage Vdc is acquired. The detection value of the
ステップＳ１９では、デッドタイム目標値ＤＴ＊を初期デッドタイム目標値よりも短縮させる。本実施形態では、指令電流設定部４０において、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮する。なお、本実施形態において、ステップＳ１９の処理が「スイッチ制御部」に相当する。
In step S19, the dead time target value DT* is made shorter than the initial dead time target value. In this embodiment, the lower the power supply voltage Vdc, the shorter the dead time target value DT* is in the command
ここで、電源電圧Ｖｄｃと、デッドタイム目標値ＤＴ＊との関係について説明する。例えば蓄電池１２の出力電圧が低いこと等に起因して、電源電圧Ｖｄｃが低くなることがある。この場合、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、オフ状態の各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが低くなる。
Here, the relationship between the power supply voltage Vdc and the dead time target value DT* will be explained. For example, the power supply voltage Vdc may become low due to a low output voltage of the
図１１は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのうちオフされる方のスイッチに流れる電流Ｉｓｗ、及び端子間電圧Ｖｃｅの推移を示す図である。図１１（ａ），（ｂ）は、図６（ａ），（ｂ）に対応している。第２電源電圧Ｖｄｃ２は、第１電源電圧Ｖｄｃ１よりも低い電圧である。実線の第３端子間電圧Ｖｃｅ３は、第１電源電圧Ｖｄｃ１の下にオフされるスイッチの端子間電圧である。第３電流Ｉｓｗ３は、第３端子間電圧Ｖｃｅ３に対応してオフされる方のスイッチに流れる電流である。また、破線の第４端子間電圧Ｖｃｅ４は、第２電源電圧Ｖｄｃ２の下にオフされるスイッチの端子間電圧である。第４電流Ｉｓｗ４は、第４端子間電圧Ｖｃｅ４に対応してオフされる方のスイッチに流れる電流である。 Figure 11 shows the transition of the current Isw flowing through the switch SWH, SWL that is turned off, and the inter-terminal voltage Vce. Figures 11(a) and 11(b) correspond to Figures 6(a) and 6(b). The second power supply voltage Vdc2 is a voltage lower than the first power supply voltage Vdc1. The third inter-terminal voltage Vce3 shown in solid line is the inter-terminal voltage of the switch that is turned off under the first power supply voltage Vdc1. The third current Isw3 is the current flowing through the switch that is turned off in response to the third inter-terminal voltage Vce3. The fourth inter-terminal voltage Vce4 shown in dashed line is the inter-terminal voltage of the switch that is turned off under the second power supply voltage Vdc2. The fourth current Isw4 is the current flowing through the switch that is turned off in response to the fourth inter-terminal voltage Vce4.
スイッチがオフ状態に切り替えられる場合、第４端子間電圧Ｖｃｅ４が第２電源電圧Ｖｄｃ２まで上昇するのに要する時間は、第３端子間電圧Ｖｃｅ３が第１電源電圧Ｖｄｃ１まで上昇するのに要する時間よりも短くなる。そのため、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬがオフ状態に切り替えられる場合、第２電源電圧Ｖｄｃ２の下にオフ状態に切り替えられる際のターンオフ期間ｔｏｆｆは、第１電源電圧Ｖｄｃ１の下にオフ状態に切り替えられる際のターンオフ期間ｔｏｆｆよりも短くなる。つまり、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、スイッチのターンオフ期間ｔｏｆｆが短くなる。 When the switches are switched to the off state, the time required for the voltage between the fourth terminals Vce4 to rise to the second power supply voltage Vdc2 is shorter than the time required for the voltage between the third terminals Vce3 to rise to the first power supply voltage Vdc1. Therefore, when each switch SWH, SWL is switched to the off state, the turn-off period toff when switched to the off state under the second power supply voltage Vdc2 is shorter than the turn-off period toff when switched to the off state under the first power supply voltage Vdc1. In other words, the lower the power supply voltage Vdc, the shorter the turn-off period toff of the switch.
そこで、本実施形態では、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、ターンオフ期間ｔｏｆｆが短くなるという関係に着目し、図１２に示すように、制御装置３７は、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮させる。これにより、電源電圧Ｖｄｃの変化に応じて、実際のデッドタイムＤＴｒを的確に短縮することができる。 In this embodiment, therefore, focusing on the relationship that the lower the power supply voltage Vdc, the shorter the turn-off period toff, the lower the power supply voltage Vdc, the shorter the dead time target value DT* is, as shown in FIG. 12, the lower the power supply voltage Vdc is. This allows the actual dead time DTr to be appropriately shortened in response to changes in the power supply voltage Vdc.
＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、電流ベクトルの大きさが小さいほどデッドタイム目標値ＤＴ＊が短縮されることに加えて、電流ベクトルの大きさが小さいほどゲート電荷の放電速度が高くされる。
Third Embodiment
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment. In this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the smaller the magnitude of the current vector, the shorter the dead time target value DT*, and in addition, the smaller the magnitude of the current vector, the higher the discharge rate of the gate charge.
図１３に示すように、制御装置３７は、駆動回路５０及び速度変更部５１を有している。駆動回路５０は、マイコン３７ａから入力される各駆動信号ＧＵＨ～ＧＷＬに基づいて、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬをオン状態及びオフ状態のうち一方から他方に切り替える。なお、図１３では、制御装置３７のうち、上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬに係る構成は、基本的には同じ構成であるため、便宜上、Ｗ相の下アームスイッチＳＷＬに係る構成を示す。
As shown in FIG. 13, the
速度変更部５１は、定電圧電源５２、充電経路５３、充電用スイッチ５４及び充電用抵抗体５５を備えている。定電圧電源５２には、充電経路５３を介して、下アームスイッチＳＷＬのゲートが接続されている。充電経路５３には、充電用スイッチ５４及び充電用抵抗体５５が設けられている。
The
速度変更部５１は、放電経路５６、放電用スイッチ５７及び放電用抵抗体５８を備えている。下アームスイッチＳＷＬには、放電経路５６を介して、下アームスイッチＳＷＬのエミッタが接続されている。放電経路５６には、放電用スイッチ５７及び放電用抵抗体５８が設けられている。
The
駆動回路５０は、入力される駆動信号ＧＷＬがオン指令の場合、下アームスイッチＳＷＬのゲートに充電電流を供給する充電処理を行う。充電処理では、定電圧電源５２の出力電圧が、充電用抵抗体５５を介して下アームスイッチＳＷＬのゲートに印加される。充電処理によれば、下アームスイッチＳＷＬのゲート電圧が上昇して閾値電圧Ｖｔｈ以上になり、下アームスイッチＳＷＬがオン状態に切り替えられる。そのため、下アームスイッチＳＷＬの端子間電圧ＶｃｅＬが電源電圧Ｖｄｃから０まで下降する。
When the input drive signal GWL is an ON command, the
駆動回路５０は、入力される駆動信号ＧＷＬがオフ指令の場合、下アームスイッチＳＷＬのゲートから電荷を放電させる放電処理を行う。放電処理では、下アームスイッチＳＷＬのゲート電荷が、放電用抵抗体５８を介してゲートから放電される。放電処理によれば、下アームスイッチＳＷＬのゲート電圧が下降して閾値電圧Ｖｔｈ未満となり、スイッチＳＷＬがオフ状態に切り替えられる。そのため、下アームスイッチＳＷＬの端子間電圧ＶｃｅＬが、０から電源電圧Ｖｄｃまで上昇する。
When the input drive signal GWL is an OFF command, the
駆動回路５０は、速度変更部５１を制御することにより、放電処理におけるゲート電荷の放電速度を高くする。本実施形態では、放電用抵抗体５８は、駆動回路５０の信号に基づいて抵抗値を変化させる可変抵抗である。駆動回路５０は、放電用抵抗体５８の抵抗値を小さくすることにより、ゲート電荷の放電速度を高くする。これにより、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのターンオフ期間ｔｏｆｆが短くなる。
The
図１４を用いて、制御装置３７により実行される過熱保護制御について説明する。図１４に示す過熱保護制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１４において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
The overheat protection control executed by the
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨ以下であると判定した場合には、ステップＳ２０に進み、ゲート電荷の放電速度を初期放電速度に設定する。そして、ステップＳ１３に進む。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd is equal to or lower than the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S20, where the discharge rate of the gate charge is set to the initial discharge rate. Then, the process proceeds to step S13.
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、ステップＳ２１に進む。ステップＳ２１では、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさを取得する。そして、ステップＳ２２に進む。なお、本実施形態において、ステップＳ２１の処理が「電流取得部」に相当する。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S21. In step S21, the magnitude of the current vector to the stator winding 21 is acquired. Then, the process proceeds to step S22. Note that in this embodiment, the process of step S21 corresponds to the "current acquisition unit."
ステップＳ２２では、ゲート電荷の放電速度を初期放電速度よりも高くする。詳しくは、図１５に示すように、制御装置３７は、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、ゲート電荷の放電速度を高くさせる。言い換えると、本実施形態では、制御装置３７は、電流ベクトルの大きさが小さいほど、放電用抵抗体５８の抵抗値を小さくさせる。
In step S22, the discharge rate of the gate charge is increased above the initial discharge rate. In more detail, as shown in FIG. 15, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the higher the discharge rate of the gate charge is increased by the
ゲート電荷の放電速度が高くされる場合、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのうちオフする方のスイッチで発生するサージ電圧Ｖｓが増大してしまう。この場合、各スイッチＳＷＨ，ＳＷLの端子間電圧Ｖｃｅが、許容電圧Ｖｍａｘを超えしまい、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの信頼性が低下してしまうことが懸念される。なお、許容電圧Ｖｍａｘは、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが取り得る範囲の上限値である。 When the discharge rate of the gate charge is increased, the surge voltage Vs generated in the switch that is turned off of the switches SWH and SWL increases. In this case, the terminal voltage Vce of each switch SWH and SWL may exceed the allowable voltage Vmax, which may reduce the reliability of each switch SWH and SWL. Note that the allowable voltage Vmax is the upper limit of the range that the terminal voltage Vce of each switch SWH and SWL may take.
そこで、本実施形態では、制御装置３７は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超えない範囲で、放電用抵抗体５８の抵抗値を小さくする。例えば、制御装置３７は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬで発生するサージ電圧Ｖｓと、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさとの関係を考慮して、ゲート電荷の放電速度を高くする。詳しくは、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのオフ状態への切り替えに伴い、オフサージ電圧が発生する。オフサージ電圧は、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが大きいほど高くなる。この場合、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超え難くなる。そこで、制御装置３７は、上述したように、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、ゲート電荷の放電速度を高くさせる。
Therefore, in this embodiment, the
図１４の説明に戻り、ステップＳ２３では、デッドタイム目標値ＤＴ＊を初期デッドタイム目標値よりも短縮させる。本実施形態では、先の図７で説明したのと同様に、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮させる。さらに、ゲート電荷の放電速度が高いほど、ターンオフ期間ｔｏｆｆが短くなるという関係に着目し、図１６に示すように、ゲート電荷の放電速度が高いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮させる。なお、本実施形態において、ステップＳ２２，Ｓ２３の処理が「スイッチ制御部」に相当する。 Returning to the explanation of FIG. 14, in step S23, the dead time target value DT* is made shorter than the initial dead time target value. In this embodiment, as in the previous explanation of FIG. 7, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the shorter the dead time target value DT* is. Furthermore, focusing on the relationship that the higher the discharge rate of the gate charge, the shorter the turn-off period toff, as shown in FIG. 16, the higher the discharge rate of the gate charge, the shorter the dead time target value DT* is. Note that in this embodiment, the processing of steps S22 and S23 corresponds to the "switch control unit."
本実施形態によれば、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定された場合、ゲート電荷の放電速度が初期放電速度よりも高くされることにより、ターンオフ期間ｔｏｆｆがさらに短くされる。これにより、デッドタイム目標値ＤＴ＊をさらに短縮させることができる。その結果、実際のデッドタイムＤＴｒを好適に短縮することができる。 According to this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd has exceeded the temperature threshold value TAH, the discharge rate of the gate charge is increased above the initial discharge rate, thereby further shortening the turn-off period toff. This allows the dead time target value DT* to be further shortened. As a result, the actual dead time DTr can be suitably shortened.
各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超えない範囲で、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほどゲート電荷の放電速度が高くされる。これにより、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの信頼性を確保しつつ、ターンオフ期間ｔｏｆｆを短縮することができる。 As long as the terminal voltage Vce of each switch SWH, SWL does not exceed the allowable voltage Vmax, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the higher the discharge rate of the gate charge. This makes it possible to shorten the turn-off period toff while ensuring the reliability of each switch SWH, SWL.
＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、電源電圧Ｖｄｃが低いほどデッドタイム目標値ＤＴ＊が短縮されることに加えて、電源電圧Ｖｄｃが低いほど各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲート電荷の放電速度が高くされる。
Fourth Embodiment
The fourth embodiment will be described below with reference to the drawings, focusing on the differences from the second embodiment. In this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the lower the power supply voltage Vdc, the shorter the dead time target value DT* is, and in addition, the lower the power supply voltage Vdc, the higher the discharge rate of the gate charge of each switch SWH, SWL is.
図１７を用いて、制御装置３７により実行される過熱保護制御について説明する。図１７に示す過熱保護制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１７において、先の図１０に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
The overheat protection control executed by the
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨ以下であると判定した場合には、ステップＳ２４に進み、ゲート電荷の放電速度を初期放電速度に設定する。そして、ステップＳ１３に進む。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd is equal to or lower than the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S24, where the discharge rate of the gate charge is set to the initial discharge rate. Then, the process proceeds to step S13.
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、ステップＳ２５に進む。ステップＳ２５では、電源電圧Ｖｄｃを取得する。そして、ステップＳ２６に進む。本実施形態において、ステップＳ２５の処理が「電圧取得部」に相当する。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S25. In step S25, the power supply voltage Vdc is acquired. Then, the process proceeds to step S26. In this embodiment, the process of step S25 corresponds to the "voltage acquisition unit."
ステップＳ２６では、ゲート電荷の放電速度を初期放電速度よりも高くする。本実施形態では、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、放電用抵抗体５８の抵抗値を小さくする。
In step S26, the discharge rate of the gate charge is increased above the initial discharge rate. In this embodiment, the lower the power supply voltage Vdc, the smaller the resistance value of the
ここで、電源電圧Ｖｄｃと、ゲート電荷の放電速度との関係について説明する。第２実施形態において説明したように、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、オフ状態の各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが低くなる。 Here, we will explain the relationship between the power supply voltage Vdc and the discharge rate of the gate charge. As explained in the second embodiment, the lower the power supply voltage Vdc, the lower the inter-terminal voltage Vce of each switch SWH, SWL in the off state.
図１８，１９は、放電用抵抗体５８の抵抗値が小さくされる場合において、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのうちオフされる方のスイッチに流れる電流Ｉｓｗ、及び端子間電圧Ｖｃｅの推移を示す図である。第２電源電圧Ｖｄｃ２は、第１電源電圧Ｖｄｃ１よりも低い電圧である。なお、図１８，１９において、放電用抵抗体５８の抵抗値は同じであるとする。
Figures 18 and 19 are diagrams showing the transition of the current Isw flowing through one of the switches SWH and SWL that is turned off, and the inter-terminal voltage Vce, when the resistance value of the
放電用抵抗体５８の抵抗値が小さくされると、ゲート電荷の放電速度が高くなる。これにより、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのうちオフされる方のスイッチのターンオフ期間ｔｏｆｆが短くなる一方、オフ状態への切り替えに伴い発生するサージ電圧Ｖｓが増大する。この場合、端子間電圧Ｖｃｅは、一時的に電源電圧Ｖｄｃよりも高くなる。
When the resistance value of the
図１８に示すように、サージ電圧Ｖｓが発生することにより、第１電源電圧Ｖｄｃ１よりも高い電圧が発生すると、各スイッチＳＷＨ，ＳＷLのうちオフされる方のスイッチの端子間電圧Ｖｃｅが、許容電圧Ｖｍａｘを超えてしまう。 As shown in FIG. 18, when a surge voltage Vs occurs, causing a voltage higher than the first power supply voltage Vdc1, the inter-terminal voltage Vce of the switch that is turned off of the switches SWH and SWL exceeds the allowable voltage Vmax.
一方、図１９に示すように、第２電源電圧Ｖｄｃ２が十分に低ければ、サージ電圧Ｖｓが発生しても、各スイッチＳＷＨ，ＳＷLのうちオフされる方のスイッチの端子間電圧Ｖｃｅは許容電圧Ｖｍａｘを超えない。つまり、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、ゲート電荷の放電速度を高くしても、端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超え難くなる。 On the other hand, as shown in FIG. 19, if the second power supply voltage Vdc2 is sufficiently low, even if a surge voltage Vs occurs, the terminal voltage Vce of the switch SWH, SWL that is turned off does not exceed the allowable voltage Vmax. In other words, the lower the power supply voltage Vdc, the less likely it is that the terminal voltage Vce will exceed the allowable voltage Vmax, even if the discharge rate of the gate charge is increased.
そこで、本実施形態では、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、ゲート電荷の放電速度を高くしても、端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超えにくくなるという関係に着目し、図２０に示すように、制御装置３７は、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、ゲート電荷の放電速度を高くさせる。本実施形態では、制御装置３７は、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、放電用抵抗体５８の抵抗値を小さくさせる。
Therefore, in this embodiment, focusing on the relationship that the lower the power supply voltage Vdc, the less likely the inter-terminal voltage Vce is to exceed the allowable voltage Vmax even if the discharge rate of the gate charge is increased, the lower the power supply voltage Vdc, as shown in FIG. 20, the
ステップＳ２７では、デッドタイム目標値ＤＴ＊を初期デッドタイム目標値よりも短縮させる。本実施形態では、先の図１２で説明したのと同様に、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮させる。さらに、先の図１６で説明したのと同様に、ゲート電荷の放電速度が高いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮させる。なお、本実施形態において、ステップＳ２６，Ｓ２７の処理が「スイッチ制御部」に相当する。 In step S27, the dead time target value DT* is made shorter than the initial dead time target value. In this embodiment, as explained above in FIG. 12, the lower the power supply voltage Vdc, the shorter the dead time target value DT*. Furthermore, as explained above in FIG. 16, the higher the discharge rate of the gate charge, the shorter the dead time target value DT*. In this embodiment, the processes in steps S26 and S27 correspond to the "switch control unit."
本実施形態によれば、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定された場合、ゲート電荷の放電速度が初期放電速度よりも高くされるため、ターンオフ期間ｔｏｆｆがさらに短くされる。これにより、デッドタイム目標値ＤＴ＊をさらに短縮させることができる。その結果、実際のデッドタイムＤＴｒを好適に短縮することができる。 According to this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the discharge rate of the gate charge is increased above the initial discharge rate, so that the turn-off period toff is further shortened. This allows the dead time target value DT* to be further shortened. As a result, the actual dead time DTr can be suitably shortened.
電源電圧Ｖｄｃが低いほどゲート電荷の放電速度が高くされることにより、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの信頼性を確保しつつ、ターンオフ期間ｔｏｆｆを短縮することができる。 The lower the power supply voltage Vdc, the faster the gate charge is discharged, thereby shortening the turn-off period toff while ensuring the reliability of each switch SWH, SWL.
＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第４実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、電源電圧Ｖｄｃが低いほど各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのゲート電荷の放電速度が高くされることに代えて、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの素子温度が高いほどゲート電荷の放電速度が高くされる。
Fifth Embodiment
Hereinafter, the fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the fourth embodiment. In this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the discharge rate of the gate charge of each switch SWH, SWL is increased as the element temperature of each switch SWH, SWL is increased, instead of the discharge rate of the gate charge of each switch SWH, SWL being increased as the power supply voltage Vdc is lower.
図２１を用いて、制御装置３７により実行される過熱保護制御について説明する。図２１に示す過熱保護制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図２１において、先の図１７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
The overheat protection control executed by the
ステップＳ１２にモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、ステップＳ２８に進む。ステップＳ２８では、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの素子温度を取得する。各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの素子温度としては、インバータ温度センサ３６の検出値に基づいて算出した素子温度を取得すればよい。そして、ステップＳ２９に進む。本実施形態において、ステップＳ２８の処理が「温度取得部」に相当する。
If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd has exceeded the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S28. In step S28, the element temperature of each switch SWH, SWL is acquired. The element temperature of each switch SWH, SWL may be calculated based on the detection value of the
ステップＳ２９では、ゲート電荷の放電速度を初期放電速度よりも高くする。本実施形態では、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの素子温度が高いほど、放電用抵抗体５８の抵抗値を小さくする。
In step S29, the discharge rate of the gate charge is increased above the initial discharge rate. In this embodiment, the resistance value of the
ここで、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの素子温度と、ゲート電荷の放電速度との関係について説明する。各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬを構成するＩＧＢＴは、素子温度が高くなるほど、許容電圧Ｖｍａｘが高くなるという特性を有している。 Here, we will explain the relationship between the element temperature of each switch SWH, SWL and the discharge speed of the gate charge. The IGBT that constitutes each switch SWH, SWL has the characteristic that the allowable voltage Vmax increases as the element temperature increases.
図２２に、放電用抵抗体５８のゲート抵抗が小さくされた場合において、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのうちオフされる方のスイッチに流れる電流Ｉｓｗ、及び端子間電圧Ｖｃｅの推移を示す。また、図２２に、第１素子温度での第１許容電圧Ｖｍａｘ１、及び第１素子温度よりも高い第２素子温度での第２許容電圧Ｖｍａｘ２を示す。第２許容電圧Ｖｍａｘ２は、素子温度の上昇に起因して、第１許容電圧Ｖｍａｘ１よりも高くなっている。
Figure 22 shows the transition of the current Isw flowing through one of the switches SWH and SWL that is turned off, and the inter-terminal voltage Vce when the gate resistance of the
第１素子温度の下では、放電用抵抗体５８の抵抗値が小さくされることによりサージ電圧Ｖｓが増大するため、端子間電圧Ｖｃｅが第１許容電圧Ｖｍａｘ１を超えてしまう。一方、第２素子温度の下では、放電用抵抗体５８の抵抗値が小さくされることによりサージ電圧Ｖｓが増大しても、端子間電圧Ｖｃｅが第２許容電圧Ｖｍａｘ２を超えない。つまり、素子温度が高いほど許容電圧Ｖｍａｘが高くなるため、ゲート電荷の放電速度を高くしても、端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超え難くなる。
At the first element temperature, the resistance value of the
そこで、本実施形態では、図２３に示すように、制御装置３７は、素子温度が高いほど、ゲート電荷の放電速度を高くさせる。
Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 23, the
図２１の説明に戻り、ステップＳ３０では、デッドタイム目標値ＤＴ＊を初期デッドタイム目標値よりも短縮させる。本実施形態では、先の図１６で説明したのと同様に、ゲート電荷の放電速度が高いほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮させる。本実施形態において、ステップＳ２９，Ｓ３０の処理が「スイッチ制御部」に相当する。 Returning to the explanation of FIG. 21, in step S30, the dead time target value DT* is made shorter than the initial dead time target value. In this embodiment, as explained above in FIG. 16, the higher the discharge rate of the gate charge, the shorter the dead time target value DT* is. In this embodiment, the processing of steps S29 and S30 corresponds to the "switch control unit."
本実施形態によれば、素子温度が高いほどゲート電荷の放電速度が高くされることにより、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの信頼性を確保しつつ、実際のデッドタイムＤＴｒを短縮することができる。 According to this embodiment, the higher the element temperature, the faster the gate charge is discharged, thereby ensuring the reliability of each switch SWH, SWL while shortening the actual dead time DTr.
＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、デッドタイム目標値ＤＴ＊が短縮されることに代えて、ゲート電荷の充電速度が高くされる。
Sixth Embodiment
Hereinafter, the sixth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment. In this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the dead time target value DT* is not shortened, but the charging rate of the gate charge is increased.
駆動回路５０は、速度変更部５１を制御することにより、充電処理におけるゲート電荷の充電速度を高くさせる。本実施形態では、充電用抵抗体５５は、駆動回路５０の信号に基づいて抵抗値を変化させる可変抵抗である。駆動回路５０は、充電用抵抗体５５の抵抗値を小さくすることにより、ゲート電荷の充電速度を高くする。これにより、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのターンオン期間ｔｏｎが短くなる。
The
図２４を用いて、制御装置３７により実行される過熱保護制御について説明する。図２４に示す過熱保護制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図２４において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
The overheat protection control executed by the
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨ以下であると判定した場合には、ステップＳ３１に進み、ゲート電荷の充電速度を初期充電速度に設定する。そして、ステップＳ１４に進む。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd is equal to or lower than the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S31, where the gate charge charging rate is set to the initial charging rate. Then, the process proceeds to step S14.
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、ステップＳ１５の処理の後、ステップＳ３２に進む。ステップＳ３２では、ゲート電荷の充電速度を初期充電速度よりも高くする。詳しくは、図２５において実線で示すように、制御装置３７は、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが大きいほど、ゲート電荷の充電速度を高くさせる。言い換えると、本実施形態では、制御装置３７は、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが大きいほど、充電用抵抗体５５の抵抗値を小さくさせる。なお、本実施形態において、ステップＳ３２の処理が「スイッチ制御部」に相当する。
If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S32 after the process of step S15. In step S32, the charging rate of the gate charge is increased above the initial charging rate. In detail, as shown by the solid line in FIG. 25, the
ゲート電荷の充電速度が高くされる場合、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬで発生するサージ電圧Ｖｓが増大してしまう。この場合、各スイッチＳＷＨ，ＳＷLの端子間電圧Ｖｃｅが、許容電圧Ｖｍａｘを超えしまい、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの信頼性が低下してしまうことが懸念される。 When the gate charge charging rate is increased, the surge voltage Vs generated in each switch SWH, SWL increases. In this case, the terminal voltage Vce of each switch SWH, SWL may exceed the allowable voltage Vmax, which may reduce the reliability of each switch SWH, SWL.
そこで、本実施形態では、制御装置３７は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超えない範囲で、充電用抵抗体５５の抵抗値を小さくする。例えば、制御装置３７は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬで発生するサージ電圧Ｖｓと、電流ベクトルの大きさとの関係を考慮して、ゲート電荷の充電速度を高くする。詳しくは、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのオン状態への切り替えに伴い、オンサージ電圧が発生する。本実施形態において、フリーホイールダイオードＤＨ，ＤＬは、電流ベクトルの大きさが小さいほど、逆回復時間が短くなる特性を有している。そのため、オンサージ電圧は、電流ベクトルの大きさが小さいほど高くなる。この場合、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが大きいほど、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超え難くなる。そこで、制御装置３７は、上述したように、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが大きいほど、ゲート電荷の充電速度を高くさせる。
Therefore, in this embodiment, the
本実施形態によれば、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定された場合、充電用抵抗体５５の抵抗値が小さくされる。これにより、ゲート電荷の充電速度が高くされるため、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのターンオン期間ｔｏｎが短縮される。その結果、実際のデッドタイムＤＴｒを短縮することができる。
According to this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the resistance value of the charging
各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超えない範囲で、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが大きいほど、ゲート電荷の充電速度が高くされる。これにより、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさの変化に応じて、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの信頼性を確保しつつ、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのターンオン期間ｔｏｎを短縮することができる。 As long as the terminal voltage Vce of each switch SWH, SWL does not exceed the allowable voltage Vmax, the larger the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the higher the gate charge charging speed. This makes it possible to shorten the turn-on period ton of each switch SWH, SWL while ensuring the reliability of each switch SWH, SWL according to changes in the magnitude of the current vector to the stator winding 21.
＜第６実施形態の変形例＞
ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが大きいほど、ゲート電荷の充電速度を高くさせることに代えて、図２５において破線で示すように、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、ゲート電荷の充電速度を高くさせてもよい。言い換えると、本実施形態では、制御装置３７は、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、充電用抵抗体５５の抵抗値を小さくさせてもよい。
<Modification of the Sixth Embodiment>
Instead of increasing the charging rate of the gate charge as the magnitude of the current vector to the stator winding 21 increases, the charging rate of the gate charge may be increased as the magnitude of the current vector to the stator winding 21 decreases, as shown by the dashed line in Fig. 25. In other words, in this embodiment, the
本実施形態において、フリーホイールダイオードＤＨ，ＤＬは、電流ベクトルの大きさが大きいほど、逆回復電流が増大する特性を有している。そのため、オンサージ電圧は、電流ベクトルの大きさが大きいほど高くなる。この場合、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超え難くなる。そこで、制御装置３７は、上述したように、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさが小さいほど、ゲート電荷の充電速度を高くさせる。
In this embodiment, the freewheel diodes DH, DL have a characteristic that the reverse recovery current increases as the magnitude of the current vector increases. Therefore, the on-surge voltage increases as the magnitude of the current vector increases. In this case, the smaller the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the less likely it is that the inter-terminal voltage Vce of each switch SWH, SWL will exceed the allowable voltage Vmax. Therefore, as described above, the
＜第７実施形態＞
以下、第７実施形態について、第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、デッドタイム目標値ＤＴ＊が短縮されることに代えて、ゲート電荷の充電速度が高くされる。
Seventh Embodiment
Hereinafter, the seventh embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the second embodiment. In this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the dead time target value DT* is not shortened, but the charging rate of the gate charge is increased.
図２６を用いて、制御装置３７により実行される過熱保護制御について説明する。図２６に示す過熱保護制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図２６において、先の図１０に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
The overheat protection control executed by the
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨ以下であると判定した場合には、ステップＳ３３に進み、ゲート電荷の充電速度を初期充電速度に設定する。そして、ステップＳ１４に進む。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd is equal to or lower than the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S33, where the gate charge charging rate is set to the initial charging rate. Then, the process proceeds to step S14.
ステップＳ１２においてモータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定した場合、ステップＳ１８の処理の後、ステップＳ３４に進む。ステップＳ３４では、ゲート電荷の充電速度を初期充電速度よりも高くする。なお、本実施形態において、ステップＳ３４の処理が「スイッチ制御部」に相当する。 If it is determined in step S12 that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the process proceeds to step S34 after the process of step S18. In step S34, the charging rate of the gate charge is increased to be higher than the initial charging rate. In this embodiment, the process of step S34 corresponds to the "switch control unit."
先の図１８，１９で説明したのと同様の理由により、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、ゲート電荷の充電速度を高くしても、端子間電圧Ｖｃｅが許容電圧Ｖｍａｘを超えにくくなる。そこで、本実施形態では、制御装置３７は、図２７に示すよう電源電圧Ｖｄｃが低いほど、ゲート電荷の充電速度を高くさせる。本実施形態では、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、充電用抵抗体５５の抵抗値を小さくさせる。
For the same reasons as those explained in Figures 18 and 19 above, the lower the power supply voltage Vdc, the less likely it is that the inter-terminal voltage Vce will exceed the allowable voltage Vmax, even if the gate charge charging rate is increased. Therefore, in this embodiment, as shown in Figure 27, the lower the power supply voltage Vdc, the higher the gate charge charging rate is. In this embodiment, the lower the power supply voltage Vdc, the smaller the resistance value of the charging
本実施形態によれば、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたと判定された場合、電源電圧Ｖｄｃが低いほど、ゲート電荷の充電速度が高くされる。これにより、電源電圧Ｖｄｃの変化に応じて、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬの信頼性を確保しつつ、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬのターンオン期間ｔｏｎを短縮することができる。 According to this embodiment, when it is determined that the motor temperature Tmgd exceeds the temperature threshold value TAH, the lower the power supply voltage Vdc, the higher the charging rate of the gate charge is. This makes it possible to shorten the turn-on period ton of each switch SWH, SWL while ensuring the reliability of each switch SWH, SWL in response to changes in the power supply voltage Vdc.
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
<Other embodiments>
Each of the above embodiments may be modified as follows.
・過熱保護制御で用いられる回転電機２０及びインバータ３０の温度としては、温度センサの検出値に限らず、制御装置３７が備える温度推定部により推定された値であってもよい。
The temperatures of the rotating
・ステップＳ１２の処理において、モータ温度Ｔｍｇｄが温度閾値ＴＡＨを超えたか否かを判定することに代えて、インバータ温度Ｔｉｎｖｄがインバータ３０の温度閾値を超えたか否かを判定してもよい。
In the processing of step S12, instead of determining whether the motor temperature Tmgd has exceeded the temperature threshold value TAH, it may be determined whether the inverter temperature Tinvd has exceeded the temperature threshold value of the
・ステップＳ１５，Ｓ２１の処理において、ステータ巻線２１への電流ベクトルの大きさを取得することに代えて、ステータ巻線２１に流れる相電流の実効値や、電流振幅を取得してもよい。この場合、ステップＳ１６の処理において、ステータ巻線２１に流れる相電流の実効値や、電流振幅が小さいほど、デッドタイム目標値ＤＴ＊を短縮させてもよい。また、ステータ巻線２１に流れる相電流の実効値や、電流振幅が小さいほど、ステップＳ２２の処理ではゲート電荷の放電電速度を高くしてもよいし、ステップＳ３２の処理ではゲート電荷の充放電速度を高くしてもよい。 In the processing of steps S15 and S21, instead of obtaining the magnitude of the current vector to the stator winding 21, the effective value or current amplitude of the phase current flowing through the stator winding 21 may be obtained. In this case, in the processing of step S16, the smaller the effective value or current amplitude of the phase current flowing through the stator winding 21, the shorter the dead time target value DT* may be. Also, in the processing of step S22, the smaller the effective value or current amplitude of the phase current flowing through the stator winding 21, the higher the discharge rate of the gate charge may be, and in the processing of step S32, the higher the charge/discharge rate of the gate charge may be.
・速度変更部５１は、可変抵抗である放電用抵抗体５８を備える構成に代えて、抵抗値の異なる抵抗体を複数備える構成であってもよい。この場合、放電処理において、抵抗値の小さな抵抗体を介してゲートから電荷を放電させることにより、ゲート電荷の放電速度を高くしてもよい。
-Instead of being configured to include a
・速度変更部５１は、可変抵抗である充電用抵抗体５５を備える構成に代えて、抵抗値の異なる抵抗体を複数備える構成であってもよい。この場合、充電処理において、抵抗値の小さな抵抗体を介してゲートに充電電流を供給させることにより、ゲート電荷の充電速度を高くしてもよい。
-Instead of being configured to include a charging
・速度変更部５１は、充電用抵抗体５５の抵抗値を小さくすることに代えて、定電圧電源５２の電圧設定値を高くしてもよい。これにより、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬに供給される充電電流を大きくできるため、充電速度を高くできる。
-Instead of decreasing the resistance value of the charging
・制御システムが搭載される移動体としては、車両に限らず、例えば、電車、航空機又は船舶であってもよい。例えば、移動体が航空機の場合、回転電機は航空機の飛行動力源となり、移動体が船舶の場合、回転電機は船舶の航行動力源となる。また、制御システムとしては、移動体に搭載されるシステムに限らず、定置式のシステムであってもよい。 - The moving body on which the control system is mounted is not limited to a vehicle, but may be, for example, a train, an airplane, or a ship. For example, if the moving body is an airplane, the rotating electric motor serves as the flying power source for the aircraft, and if the moving body is a ship, the rotating electric motor serves as the navigation power source for the ship. In addition, the control system is not limited to a system mounted on a moving body, but may be a stationary system.
・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。 The control unit and the method described in the present disclosure may be realized by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to execute one or more functions embodied in a computer program. Alternatively, the control unit and the method described in the present disclosure may be realized by a dedicated computer provided by configuring a processor with one or more dedicated hardware logic circuits. Alternatively, the control unit and the method described in the present disclosure may be realized by one or more dedicated computers configured by combining a processor and memory programmed to execute one or more functions with a processor configured with one or more hardware logic circuits. In addition, the computer program may be stored in a computer-readable non-transient tangible recording medium as instructions executed by the computer.
１０…車両、２０…回転電機、３０…インバータ、３７…制御装置。 10...vehicle, 20...rotating electric machine, 30...inverter, 37...control device.
Claims (14)
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチを有するインバータ（３０）と、
を備える制御システムに適用されるインバータ制御装置（３７）において、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行するスイッチ制御部と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する温度取得部と、
を備え、
前記スイッチ制御部は、前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したとき、実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、実際の前記デッドタイムが短いほど、前記弱め界磁電流を減少させる、インバータ制御装置。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches;
In an inverter control device (37) applied to a control system including:
a switch control unit that performs switching control of the inverter while providing a dead time, which is a period during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
a temperature acquisition unit that acquires a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
Equipped with
When the switch control unit determines that the acquired temperature exceeds a temperature threshold value while performing the switching control while flowing a field-weakening current through the stator winding, the switch control unit shortens the actual dead time, and reduces the field-weakening current as the actual dead time becomes shorter .
前記上下アームのスイッチの双方をオフ操作させるデッドタイム目標値を設けつつ、前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行し、
取得した温度が前記温度閾値を超えたと判定した場合、前記デッドタイム目標値を短く設定することにより、実際の前記デッドタイムを短縮する、請求項１に記載のインバータ制御装置。 The switch control unit is
generating drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms while setting a dead time target value for turning off both of the switches of the upper and lower arms, and executing the switching control based on the generated drive signals;
2 . The inverter control device according to claim 1 , wherein, when it is determined that the acquired temperature exceeds the temperature threshold value, the actual dead time is shortened by setting the dead time target value to a shorter value.
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチを有するインバータ（３０）と、
を備える制御システムに適用されるインバータ制御装置（３７）において、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行するスイッチ制御部と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する温度取得部と、
前記スイッチに流れる電流を取得する電流取得部と、
を備え、
前記スイッチ制御部は、
前記上下アームのスイッチの双方をオフ操作させるデッドタイム目標値を設けつつ、前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行し、
前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したことを条件として、取得した電流が小さいほど前記デッドタイム目標値を短く設定することにより実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、前記弱め界磁電流を減少させる、インバータ制御装置。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches;
In an inverter control device (37) applied to a control system including:
a switch control unit that performs switching control of the inverter while providing a dead time, which is a period during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
a temperature acquisition unit that acquires a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
a current acquisition unit that acquires a current flowing through the switch;
Equipped with
The switch control unit is
generating drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms while setting a dead time target value for turning off both of the switches of the upper and lower arms, and executing the switching control based on the generated drive signals;
an inverter control device which, when executing the switching control while flowing a field-weakening current through the stator winding, on condition that it is determined that the acquired temperature exceeds a temperature threshold, sets the dead-time target value shorter as the acquired current becomes smaller , thereby shortening the actual dead time and reducing the field-weakening current.
オフ操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートから電荷を放電させる放電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオフ状態にさせ、
取得した温度が前記温度閾値を超えたと判定した場合、取得した電流が小さいほど、前記放電処理における前記電荷の放電速度を高くするとともに、前記電荷の放電速度が高いほど、前記デッドタイム目標値を短く設定する、請求項３に記載のインバータ制御装置。 The switch control unit is
When the drive signal for the off operation is generated, a discharge process is performed to discharge electric charge from the gates of the switches of the upper and lower arms, thereby turning off the switches of the upper and lower arms;
4. The inverter control device according to claim 3, wherein, when it is determined that the acquired temperature exceeds the temperature threshold, the smaller the acquired current is, the higher the discharge rate of the charge in the discharge process is set, and the higher the discharge rate of the charge is , the shorter the dead time target value is set.
前記スイッチ制御部は、取得した温度が前記温度閾値を超えたと判定した場合、取得した電源電圧が低いほど、前記デッドタイム目標値を短く設定する、請求項２又は３に記載のインバータ制御装置。 a voltage acquisition unit that acquires a power supply voltage of the inverter,
4. The inverter control device according to claim 2, wherein, when it is determined that the acquired temperature exceeds the temperature threshold value, the switch control unit sets the dead time target value to be shorter as the acquired power supply voltage is lower.
オフ操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートから電荷を放電させる放電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオフ状態にさせ、
取得した温度が前記温度閾値を超えたと判定した場合、取得した電源電圧が低いほど、前記放電処理における前記電荷の放電速度を高くするとともに、前記電荷の放電速度が高いほど、前記デッドタイム目標値を短く設定する、請求項５に記載のインバータ制御装置。 The switch control unit is
When the drive signal for the off operation is generated, a discharge process is performed to discharge electric charge from the gates of the switches of the upper and lower arms, thereby turning off the switches of the upper and lower arms;
6. The inverter control device according to claim 5, wherein, when it is determined that the acquired temperature exceeds the temperature threshold, the lower the acquired power supply voltage, the higher the discharge rate of the electric charge in the discharge process is set, and the higher the discharge rate of the electric charge, the shorter the dead time target value is set.
前記温度取得部は、前記スイッチの温度を取得し、
前記スイッチ制御部は、
オフ操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートから電荷を放電させる放電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオフ状態にさせ、
取得したインバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度が前記温度閾値を超えたと判定した場合、取得した前記スイッチの温度が高いほど、前記放電処理における前記電荷の放電速度を高くするとともに、前記電荷の放電速度が高いほど、前記デッドタイム目標値を短く設定する、請求項２又は３に記載のインバータ制御装置。 The upper and lower arm switches have a characteristic that the higher the temperature of the switch, the higher the allowable value of the voltage applied to the switch;
The temperature acquisition unit acquires a temperature of the switch,
The switch control unit is
When the drive signal for the off operation is generated, a discharge process is performed to discharge electric charge from the gates of the switches of the upper and lower arms, thereby turning off the switches of the upper and lower arms;
4. The inverter control device according to claim 2 or 3, wherein, when it is determined that the acquired temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine exceeds the temperature threshold, the higher the acquired temperature of the switch, the higher the discharge rate of the charge in the discharge process is set, and the higher the discharge rate of the charge, the shorter the dead time target value is set.
前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行し、
オン操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートに電荷を充電させる充電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオン状態にさせ、
取得した温度が前記温度閾値を超えたと判定した場合、前記充電処理における前記電荷の充電速度を高くさせる処理を行うことにより、実際の前記デッドタイムを短縮させる、請求項１に記載のインバータ制御装置。 The switch control unit is
Generate drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms, and execute the switching control based on the generated drive signals;
When the drive signal for turning on the switch is generated, a charging process is performed to charge the gates of the switches of the upper and lower arms, thereby turning on the switches of the upper and lower arms;
2. The inverter control device according to claim 1 , wherein when it is determined that the acquired temperature exceeds the temperature threshold, a process for increasing a charging rate of the electric charge in the charging process is performed, thereby shortening the actual dead time.
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチと、前記スイッチに逆並列に接続されたダイオードとを有するインバータ（３０）と、
を備える制御システムに適用されるインバータ制御装置（３７）において、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行するスイッチ制御部と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する温度取得部と、
前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルを取得する電流取得部と、
を備え、
前記ダイオードは、前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルの大きさが小さいほど、逆回復時間が短くなる特性を有し、
前記スイッチ制御部は、
前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行し、
オン操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートに電荷を充電させる充電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオン状態にさせ、
前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したとき、取得した前記電流ベクトルの大きさが大きいほど前記充電処理における前記電荷の充電速度を高くさせる処理を行うことにより実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、前記弱め界磁電流を減少させる、インバータ制御装置。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches and diodes connected in anti-parallel to the switches ;
In an inverter control device (37) applied to a control system including:
a switch control unit that performs switching control of the inverter while providing a dead time, which is a period during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
a temperature acquisition unit that acquires a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
a current acquisition unit that acquires a current vector flowing through the stator winding;
Equipped with
The diode has a characteristic that the smaller the magnitude of the current vector flowing through the stator winding, the shorter the reverse recovery time becomes,
The switch control unit is
Generate drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms, and execute the switching control based on the generated drive signals;
When the drive signal for turning on the switch is generated, a charging process is performed to charge the gates of the switches of the upper and lower arms, thereby turning on the switches of the upper and lower arms;
an inverter control device which, when performing the switching control while flowing a field-weakening current through the stator winding, when it is determined that the acquired temperature exceeds a temperature threshold, performs a process of increasing a charging rate of the electric charge in the charging process as the magnitude of the acquired current vector increases , thereby shortening the actual dead time and reducing the field-weakening current.
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチと、前記スイッチに逆並列に接続されたダイオードとを有するインバータ（３０）と、
を備える制御システムに適用されるインバータ制御装置（３７）において、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行するスイッチ制御部と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する温度取得部と、
前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルを取得する電流取得部と、
を備え、
前記ダイオードは、前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルの大きさが大きいほど、逆回復電流が増大する特性を有し、
前記スイッチ制御部は、
前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行し、
オン操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートに電荷を充電させる充電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオン状態にさせ、
前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したとき、取得した前記電流ベクトルの大きさが小さいほど前記充電処理における前記電荷の充電速度を高くさせる処理を行うことにより実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、前記弱め界磁電流を減少させる、インバータ制御装置。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches and diodes connected in anti-parallel to the switches ;
In an inverter control device (37) applied to a control system including:
a switch control unit that performs switching control of the inverter while providing a dead time, which is a period during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
a temperature acquisition unit that acquires a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
a current acquisition unit that acquires a current vector flowing through the stator winding;
Equipped with
The diode has a characteristic that a reverse recovery current increases as the magnitude of the current vector flowing through the stator winding increases,
The switch control unit is
Generate drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms, and execute the switching control based on the generated drive signals;
When the drive signal for turning on the switch is generated, a charging process is performed to charge the gates of the switches of the upper and lower arms, thereby turning on the switches of the upper and lower arms;
an inverter control device which, when performing the switching control while flowing a field-weakening current through the stator winding, when it is determined that the acquired temperature exceeds a temperature threshold, performs a process of increasing a charging rate of the electric charge in the charging process as the magnitude of the acquired current vector becomes smaller , thereby shortening the actual dead time and reducing the field-weakening current.
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチを有するインバータ（３０）と、
コンピュータ（３７ａ）と、
を備える制御システムに適用されるプログラムにおいて、
前記コンピュータに、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行する処理と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する処理と、
前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したとき、実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、実際の前記デッドタイムが短いほど、前記弱め界磁電流を減少させる処理と、
を実行させる、プログラム。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches;
A computer (37a);
A program applied to a control system comprising:
The computer includes:
a process of performing switching control of the inverter while providing a dead time during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
acquiring a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
a process of shortening an actual dead time and decreasing the field weakening current as the actual dead time becomes shorter when it is determined that the acquired temperature exceeds a temperature threshold value in a case where the switching control is being performed while a field weakening current is flowing through the stator winding ;
A program to execute.
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチを有するインバータ（３０）と、
コンピュータ（３７ａ）と、
を備える制御システムに適用されるプログラムにおいて、
前記コンピュータに、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行する処理と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する処理と、
前記スイッチに流れる電流を取得する処理と、
前記上下アームのスイッチの双方をオフ操作させるデッドタイム目標値を設けつつ、前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行する処理と、
前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したことを条件として、取得した電流が小さいほど前記デッドタイム目標値を短く設定することにより実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、前記弱め界磁電流を減少させる処理と、
を実行させる、プログラム。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches;
A computer (37a);
A program applied to a control system comprising:
The computer includes:
a process of performing switching control of the inverter while providing a dead time during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
acquiring a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
obtaining a current through the switch;
a process of generating drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms while setting a dead time target value for turning off both of the switches of the upper and lower arms, and executing the switching control based on the generated drive signals;
a process of shortening an actual dead time and reducing the field-weakening current by setting the dead time target value shorter as the acquired current is smaller , on condition that the acquired temperature is determined to exceed a temperature threshold value, when the switching control is being performed while a field-weakening current is flowing through the stator winding;
A program to execute.
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチと、前記スイッチに逆並列に接続されたダイオードとを有するインバータ（３０）と、
コンピュータ（３７ａ）と、
を備える制御システムに適用されるプログラムにおいて、
前記ダイオードは、前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルの大きさが小さいほど、逆回復時間が短くなる特性を有し、
前記コンピュータに、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行する処理と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する処理と、
前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルを取得する処理と、
前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行する処理と、
オン操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートに電荷を充電させる充電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオン状態にさせる処理と、
前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したとき、取得した前記電流ベクトルの大きさが大きいほど前記充電処理における前記電荷の充電速度を高くさせる処理を行うことにより実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、前記弱め界磁電流を減少させる処理と、
を実行させる、プログラム。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches and diodes connected in anti-parallel to the switches ;
A computer (37a);
A program applied to a control system comprising:
The diode has a characteristic that the smaller the magnitude of the current vector flowing through the stator winding, the shorter the reverse recovery time becomes,
The computer includes:
a process of performing switching control of the inverter while providing a dead time during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
acquiring a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
A process of acquiring a current vector flowing through the stator winding;
A process of generating drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms, and executing the switching control based on the generated drive signals;
a process of turning on the switches of the upper and lower arms by performing a charging process of charging the gates of the switches of the upper and lower arms when the drive signal for turning on the switches is generated;
a process of shortening the actual dead time and reducing the field-weakening current by performing a process of increasing a charging rate of the electric charge in the charging process as the magnitude of the acquired current vector increases when the switching control is being performed while a field-weakening current is flowing through the stator winding and it is determined that the acquired temperature exceeds a temperature threshold value;
A program to execute.
前記ステータ巻線に電気的に接続され、上下アームのスイッチと、前記スイッチに逆並列に接続されたダイオードとを有するインバータ（３０）と、
コンピュータ（３７ａ）と、
を備える制御システムに適用されるプログラムにおいて、
前記ダイオードは、前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルの大きさが大きいほど、逆回復電流が増大する特性を有し、
前記コンピュータに、
前記上下アームのスイッチの双方がオフ状態とされる期間であるデッドタイムを設けつつ、前記インバータのスイッチング制御を実行する処理と、
前記インバータ及び前記回転電機のうち少なくとも一方の温度を取得する処理と、
前記ステータ巻線に流れる電流ベクトルを取得する処理と、
前記上下アームのスイッチをオンオフ操作させる駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号に基づいて、前記スイッチング制御を実行する処理と、
オン操作の前記駆動信号を生成した場合、前記上下アームのスイッチのゲートに電荷を充電させる充電処理を行うことにより、前記上下アームのスイッチをオン状態にさせる処理と、
前記ステータ巻線に弱め界磁電流を流しつつ前記スイッチング制御を実行している場合において、取得した温度が温度閾値を超えたと判定したとき、取得した前記電流ベクトルの大きさが小さいほど前記充電処理における前記電荷の充電速度を高くさせる処理を行うことにより実際の前記デッドタイムを短縮し、かつ、前記弱め界磁電流を減少させる処理と、
を実行させる、プログラム。 A rotating electric machine (20) having a stator winding (21);
an inverter (30) electrically connected to the stator winding and having upper and lower arm switches and diodes connected in anti-parallel to the switches ;
A computer (37a);
A program applied to a control system comprising:
The diode has a characteristic that a reverse recovery current increases as the magnitude of the current vector flowing through the stator winding increases,
The computer includes:
a process of performing switching control of the inverter while providing a dead time during which both of the upper and lower arm switches are in an off state;
acquiring a temperature of at least one of the inverter and the rotating electric machine;
A process of acquiring a current vector flowing through the stator winding;
A process of generating drive signals for turning on and off the switches of the upper and lower arms, and executing the switching control based on the generated drive signals;
a process of turning on the switches of the upper and lower arms by performing a charging process of charging the gates of the switches of the upper and lower arms when the drive signal for turning on the switches is generated;
a process of increasing a charging speed of the electric charge in the charging process as the magnitude of the acquired current vector decreases, thereby shortening the actual dead time and reducing the field-weakening current, when it is determined that the acquired temperature exceeds a temperature threshold value while a field-weakening current is flowing through the stator winding ;
A program to execute.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021150370A JP7639627B2 (en) | 2021-09-15 | 2021-09-15 | Inverter control device and program |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021150370A JP7639627B2 (en) | 2021-09-15 | 2021-09-15 | Inverter control device and program |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2023042937A JP2023042937A (en) | 2023-03-28 |
| JP7639627B2 true JP7639627B2 (en) | 2025-03-05 |
Family
ID=85724165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2021150370A Active JP7639627B2 (en) | 2021-09-15 | 2021-09-15 | Inverter control device and program |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7639627B2 (en) |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008307913A (en) | 2007-06-12 | 2008-12-25 | Nsk Ltd | Electric power steering device |
| JP2012200047A (en) | 2011-03-18 | 2012-10-18 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | Switching power supply device, current amplifier, and method of driving the switching power supply device |
| JP2014011817A (en) | 2012-06-27 | 2014-01-20 | Denso Corp | Power conversion apparatus |
| JP2016174458A (en) | 2015-03-17 | 2016-09-29 | 株式会社デンソー | Switching element drive device |
| JP2021125908A (en) | 2020-02-03 | 2021-08-30 | 日立Astemo株式会社 | Semiconductor element drive device and power converter |
-
2021
- 2021-09-15 JP JP2021150370A patent/JP7639627B2/en active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008307913A (en) | 2007-06-12 | 2008-12-25 | Nsk Ltd | Electric power steering device |
| JP2012200047A (en) | 2011-03-18 | 2012-10-18 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | Switching power supply device, current amplifier, and method of driving the switching power supply device |
| JP2014011817A (en) | 2012-06-27 | 2014-01-20 | Denso Corp | Power conversion apparatus |
| JP2016174458A (en) | 2015-03-17 | 2016-09-29 | 株式会社デンソー | Switching element drive device |
| JP2021125908A (en) | 2020-02-03 | 2021-08-30 | 日立Astemo株式会社 | Semiconductor element drive device and power converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2023042937A (en) | 2023-03-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8054031B2 (en) | Converter device, rotating electrical machine control device, and drive device | |
| US11196372B2 (en) | Control apparatus for rotating electric machine | |
| JP6119778B2 (en) | Inverter control device | |
| JP6173516B1 (en) | Electric motor control apparatus and electric motor control method | |
| JP2011050183A (en) | Inverter device | |
| JP7632197B2 (en) | INVERTER CONTROL DEVICE, PROGRAM, AND INVERTER CONTROL METHOD | |
| JP7639627B2 (en) | Inverter control device and program | |
| US20230011035A1 (en) | Control device for electric motor | |
| JP6203318B1 (en) | Electric motor control apparatus and electric motor control method | |
| JP7639626B2 (en) | Inverter control device and program | |
| CN117096832A (en) | Power conversion device | |
| JP6464924B2 (en) | Control device for rotating electrical machine | |
| JP2022175118A (en) | Power conversion device and program | |
| JP7835196B2 (en) | Inverter control unit, program | |
| WO2025142364A1 (en) | Control device for rotary electric machine, program, and control method for rotary electric machine | |
| JP7468377B2 (en) | Rotating electric machine control device | |
| WO2025142363A1 (en) | Control device for rotary electrical machine, program, and method for controlling rotary electrical machine | |
| WO2025142309A1 (en) | Electronic control device, program, and method for controlling rotating electric machine | |
| WO2025142362A1 (en) | Control device for rotary electric machine, program, and control method for rotary electric machine | |
| WO2025177759A1 (en) | Inverter control device, program, and inverter control method | |
| WO2025203812A1 (en) | Inverter control device, program, and inverter control method | |
| WO2025047246A1 (en) | Control device for three-level inverter, and program | |
| WO2025158895A1 (en) | Control device for rotary electrical machine, program, and method for controlling rotary electrical machine | |
| WO2025134730A1 (en) | Control device for rotary electric machine, program, and control method for rotary electric machine | |
| JP2025113586A (en) | Rotating electric machine control device, program, and rotating electric machine control method |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20240610 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20241120 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20241203 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20250108 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20250121 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20250203 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7639627 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |