JP7649196B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

位置センサレス制御の低速域において、安定かつ高精度な制御方法としては、特許文献１に記載のように、電力変換器への電圧指令値、電流検出値、磁石モータの電気回路パラメータおよび周波数推定値に基づいて、無効電力を演算し磁石モータの周波数を推定する技術がある。

特開２００６－１９７７１２号公報

特許文献１に記載の技術は、２種類の無効電力（ＱとＱhat）を演算し、その偏差ΔＱをゼロにするようインバータの周波数推定値を演算する。周波数推定値が、磁石モータの巻線抵抗値の温度変化に低感度化できるため、高精度な制御特性を実現できる。

ところで、周波数が高い場合（中高速）と、周波数が低い場合（低速）で、異なる技術で速度制御をする場合がある。そのような場合に、例えば、低速域では特許文献１の技術を使い２種類の無効電力を演算し、その偏差ΔＱをゼロにするように第１のモータ周波数を推定する。一方、中高速域について、例えば別の技術として拡張誘起電圧により位相誤差(制御の位相と磁石モータの位相)を推定し、零に追従するようＰＩ制御により第２のモータ周波数を推定する。低速域と中高速域とで、第１のモータ周波数と第２のモータ周波数とを切替えたとき、２つの周波数に差異があると電流変化によるトルクショック（トルクの変動）の発生が考えられる。

また、磁石モータの巻線抵抗値の温度変化に低感度化にすることで抵抗値などの電気回路パラメータの調整が不要で安定かつ高精度な制御特性が求められる。

本発明の目的は、モータの周波数が変わる際のトルクショックを防止できるとともに、電気回路パラメータの調整が不要で安定かつ高精度な制御特性の電力変換装置を提供することにある。

本発明は、モータの出力周波数と出力電圧と出力電流を可変にする信号を前記モータに出力する電力変換器と、
前記電力変換器を制御する制御部を有し、
前記制御部は、
前記出力電圧および前記出力電流から第１の電力を演算し、前記出力電流、電気回路パラメータ、および周波数推定値から第２の電力を演算し、前記第１の電力が前記第２の電力に追従するように、第１の周波数領域において前記第１の位相誤差推定値を演算し、
前記第１の周波数領域と異なる第２の周波数領域において第２の位相誤差推定値を演算し、
前記第１の位相誤差推定値もしくは、前記第２の位相誤差推定値が、位相誤差推定値の指令値に追従するように周波数推定値を制御する電力変換装置である。

本発明によれば、モータの周波数が変わる際のトルクショックを防止できるとともに、電気回路パラメータの調整が不要で安定かつ高精度な制御特性を実現できる。

実施例１における電力変換装置などのシステム構成図。 高速域における拡張誘起電圧を用いた位相誤差の推定演算部の構成図。 実施例１における低速域における位相誤差の推定演算部の構成図。 実施例１における周波数および位相の推定演算部の構成図。 中高速域の拡張誘起電圧方式を低速域に用いた場合の制御特性を示す図。 実施例１における制御特性を示す図。 実施例１において低速域/中高速域の切替えをした場合の制御特性を示す図。 本発明の顕現性を確認するための構成図。 実施例２における電力変換装置などのシステム構成図。 実施例２における低速域の位相誤差推定演算部の構成図。 実施例３における電力変換装置などのシステム構成図。 実施例３における中高速域の位相誤差推定演算部の構成図。 実施例４における電力変換装置などのシステム構成図。 実施例４における中高速域における位相誤差の推定演算部の構成図。 実施例５における電力変換装置などのシステム構成図。 実施例６における電力変換装置などのシステム構成図。

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。

図１は、実施例１における電力変換装置と磁石モータとを有するシステム構成図である。

本実施例の電力変換装置は、磁石モータの磁石位相を検出するエンコーダなどを省略する位置センサレス制御において、停止から基底周波数の10％程度となる低速域でも、安定かつ高精度な制御特性を実現する。

磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。

電力変換器２はスイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧値を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、磁石モータ１は駆動され、磁石モータ１の出力電圧値と出力周波数値および出力電流は可変に制御される。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使うようにしてもよい。

直流電源３は、電力変換器２に直流電圧および直流電流を供給する。

電流検出器４は、磁石モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値であるi_uc、i_vc、i_wcを出力する。また該電流検出器４は、磁石モータ１の３相の内の２相、例えば、u相とw相の交流電流を検出し、v相の交流電流は、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）から、i_v=－(i_u＋i_w)として求めてもよい。

本実施例では、電流検出器４は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

制御部は、以下に説明する座標変換部５、速度制御演算部６、ベクトル制御演算部７、中高速域の位相誤差推定演算部８、低速域の位相誤差推定演算部９、周波数および位相の推定演算部１０、座標変換部１１を備える。そして、制御部は、磁石モータ１の出力電圧値と出力周波数値および出力電流は可変に制御するように電力変換器２の出力を制御する。

制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。制御部のＣＰＵ（Central Processing Unit）が、メモリなどの記録装置に保持するプログラムを読み出して、上記した座標変換部５などの各部の処理を実行する。

次に、制御部の各構成要素について、説明する。

座標変換部５は、３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値i_uc、i_vc、i_wcと位相推定値θ_dcからｄ軸およびｑ軸の電流検出値i_dc、i_qcを出力する。

速度制御演算部６は、周波数指令値ω_r ^*と周波数推定値ω_dcに基づいてトルク指令値τ^*を演算し、トルク係数で除算することよりｑ軸の電流指令値i_q ^*を出力する。周波数指令値ω_r ^*は、中高速域や、低速域の判断に用い、周波数推定値ω_dcはモータの速度推定値（モータの回転速度推定値）に対応する。

ベクトル制御演算部７は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*、電流検出値i_dc、i_qc、周波数推定値ω_dcと磁石モータ１の電気回路パラメータに基づいて演算したｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**を出力する。

中高速域の位相誤差推定演算部８は、制御軸であるｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**、周波数推定値ω_dc、電流検出値i_dc、i_qcおよび磁石モータ１の電気回路パラメータを用いて、中高速域における制御の位相θ_dcと磁石モータ１の磁石の位相θ_dとの偏差である位相誤差Δθの推定値Δθ_c__Hを出力する。

低速域の位相誤差推定演算部９は、制御軸であるｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**、周波数推定値ω_dc、電流検出値i_dc、i_qcおよび磁石モータ１の電気回路パラメータを用いて、低速域における制御の位相θ_dcと磁石モータ１の磁石の位相θ_dとの偏差である位相誤差Δθの推定値Δθ_c__Lを演算する。

周波数および位相の推定演算部１０は、低速域の位相誤差の推定値Δθ_c__Lあるいは中高速域の位相誤差の推定値Δθ_c__Hに基づいて、周波数推定値ω_dcと位相推定値θ_dcを出力する。

座標変換部１１は、d_c軸とq_c軸の電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^**と、位相推定値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

最初に、低速域の位相誤差推定演算部９を用いた場合のセンサレスベクトル制御方式の基本動作について説明する。

速度制御演算部６は、周波数指令値ω_r ^*に周波数推定値ω_dcが追従するよう、比例制御と積分制御により（数式１）に従いトルク指令τ^*とq軸の電流指令値i_q ^*を演算する。

ここに、K_sp：速度制御の比例ゲイン、K_si：速度制御の積分ゲイン、P_m:極対数、K_e：誘起電圧係数、L_d：ｄ軸インダクタンス、L_q：ｑ軸インダクタンス、＊:設定値、ｓはラプラス演算子

ベクトル制御演算部７は、第１に、永久磁石モータ１の電気回路パラメータである巻線抵抗の設定値R^*、ｄ軸インダクタンスの設定値L_d ^*、ｑ軸のインダクタンスの設定値L_q ^*、誘起電圧係数の値K_e ^*、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*と周波数推定値ω_dcを用いて、（数式２）に従いｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧基準値v_dc ^*、v_qc ^*を出力する。

ここに、T_acr：電流制御の応答時定数

ベクトル制御演算部７は、第２に、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*に各成分の電流検出値i_dc、i_qcが追従するよう比例制御と積分制御により、（数式３）に従いｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧補正値Δv_dc、Δv_qcを演算する。

ここに、K_pd：ｄ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_id：ｄ_c軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq：ｑ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq：ｑ_c軸の電流制御の積分ゲイン

さらに、ベクトル制御演算部７は、（数式４）に従い、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**を演算する。

図２に中高速域の位相誤差推定演算部８のブロックを示す。中高速域の位相誤差推定演算部８は、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**、電流検出値i_dc、i_qcと磁石モータ１の電気回路パラメータ (R^*、L_q ^*)に基づき、拡張誘起電圧方式による中高速域における位相誤差の推定値の演算部８１は、（数式５）に従い、中高速域における位相誤差の推定値Δθ_{c_H}を演算する。

ここで、低速域の位相誤差推定演算部９について説明する。図３に低速域の位相誤差推定演算部９のブロックを示す。

低速域の位相誤差推定演算部９は、第１の無効電力演算部９１において、磁石モータ１の出力電圧としてのｄ_c軸の電圧指令値v_dc ^**およびｑ_c軸の電圧指令値v_qc ^**と、磁石モータ１の出力電流としてのｄ_c軸の電流検出値i_dc、ｑ_c軸の電流検出値i_qcを用いて、第１の無効電力Ｑ_cを（数式６）に従い演算する。

第２の無効電力演算部９２は、ｄ_c軸の電流検出値i_dc、およびｑ_c軸の電流検出値i_qc、周波数推定値ω_dc、磁石モータ１の電気回路パラメータ（L_d ^*、L_ｑ ^*、K_e ^*）を用いて、第２の無効電力Ｑ_c ^{^}を（数式７）に従い演算する。

減算部９３には、第１の無効電力Ｑ_cと第２の無効電力Ｑ_c ^{^}が入力され、その偏差であるΔＱ_cを演算する。無効電力の偏差ΔＱ_cは、無効電力の偏差の指令値９４である「0」に追従するようにＰＩ制御演算部９５（以下ＰＩ制御部という）に入力される。ＰＩ制御部９５が、Ｐ（比例）＋Ｉ（積分）制御演算により、（数式８）に従い、低速域における位相誤差Δθの推定値Δθ_{c_L}を演算する。

ここに、K_pθ：位相誤差推定演算の比例ゲイン、K_iθ：位相誤差推定演算の積分ゲイン

周波数および位相の推定演算部１０について説明する。図４に周波数および位相の推定演算部１０のブロックを示す。

切替部１０１には、低速域における位相誤差の推定値Δθ_{c_L}と、中高域における位相誤差の推定値Δθ_{c_H}、および周波数指令値ω_r ^*が入力される。切替部１０１は、周波数指令値ω_r ^*の大きさにより、低速域であればΔθ_c =Δθ_{c_L}、中高速域であればΔθ_c =Δθ_{c_H}を、位相誤差の推定値Δθ_cとして出力する。

減算部１０３は、前述の位相誤差の推定値Δθ_cが、位相誤差の指令値Δθ_c ^*１０２に追従するように、位相誤差の推定値Δθ_cとΔθ_c ^*との間の偏差がＰＩ制御部１０４に入力される。ＰＩ制御部１０４は、Ｐ（比例）＋Ｉ（積分）制御演算により、（数式９）に従い周波数推定値ω_dcを演算する。また、Ｉ制御演算部（Ｉ制御部）１０５ではＰＩ制御部１０４の出力に基づいて（数式１０）に従い位相推定値θ_dcを演算する。

ここに、Kp_pll：PLL制御の比例ゲイン、Ki_pll：PLL制御の積分ゲイン

つぎに本発明が安定かつ高精度な制御特性となる原理について説明する。

図５は、本発明である低速域の位相誤差推定演算部９を用いない（ΔQ_{c_H}を使用した）場合の制御特性を示す図である。周波数指令値ω_r ^*を基底周波数の２％に設定している。（数式２）に示すd_c軸およびq_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_dc ^**と(数式５)に示す中高速域における位相誤差の演算式に含まれる抵抗値Ｒの設定値Ｒ^*に誤差がないときを(ａ)Ｒ^*/Ｒ＝1（基準）とする。

抵抗値Ｒの設定値Ｒ^*に誤差があるときを(ｂ)Ｒ^*/Ｒ＝0.5として、(ａ)と(ｂ)のシミュレーション結果を図５に示す。

図５において、上段は負荷トルクT_L、中段は周波数指令ω_r ^*とモータ周波数ω_r、下段は位相誤差Δθを表示している。図中の時刻A点からランプ状の負荷トルクを与え始め、時刻B点の１００％まで変化させ、B点より右以降は負荷トルクを与えたままの状態である。

(ａ)Ｒ^*/Ｒ＝1（基準）設定にした場合には、位相誤差Δθは定常でゼロ、モータ周波数ω_rは周波数指令ω_r ^*に一致する。(ｂ)Ｒ^*/Ｒ＝0.5に設定した場合では、位相誤差Δθは「負」に増加してモータ周波数ω_rはゼロ付近で停滞しており、磁石モータ１が脱調している。

本実施例では、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と電流検出値i_dc、i_qcを用いて、第１の無効電力Ｑ_cを（数式６）より演算する。また、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電流検出値i_dc、i_qc、周波数推定値ω_dc、磁石モータ１の電気回路パラメータの設定値（L_d ^*、L_q ^*、K_e ^*）を用いて、第２の無効電力Ｑ_c ^{^}を（数式７）より演算する。

演算した結果であるＱ_c ^{^}とＱ_cの偏差を零に追従するよう、低速域における位相誤差の推定値Δθ_c__Lを（数式８）より自動調整し、推定値Δθ_c__Lを周波数および位相の推定演算部１０に用いることで、抵抗値に低感度化することで制御特性を改善できる。

本実施例に係る低速域における制御特性を図６に示す。Ｒ^*/Ｒ＝0.5に設定した場合で、低速域の位相誤差推定演算部９および周波数および位相の推定演算部１０を動作させ、図４と同様な負荷トルクを与えている。抵抗値Ｒに低感度な無効電力により位相誤差の推定値Δθ_c__Lを演算するため、Ｒ*/Ｒ＝0.5に設定した場合でも実際の位相誤差Δθをゼロに抑制できる。

さらに本実施例では、周波数指令値ω_r ^*を基底周波数の２％から２０％まで加速し、２０％から２％まで減速する。このとき周波数指令値ω_r ^*が１０％の大きさで、低速域と中高速域の位相誤差の推定値を切替えている。

ω_r ^*が基底周波数の１０％未満の低速域は（数式８）を用いて演算する。ω_r ^*が基底周波数の１０％以上の中高速域は（数式５）より演算する。本実施例における低速域から中高速域への切替え特性、もしくは中高速域から低速域への切替え特性を図７に示す。

図７の中段に示したように、Ｃ領域では低速域から中高速域へ切替え、Ｄ領域では中高速域から低速域へ切替えている。下段の位相誤差Δθを観ると、切替えのタイミングで多少大きさは変わるが、モータ周波数ω_rにショックはなく、トルクのショックもなくなり、本実施例の効果が明白であることがわかる。

本実施例では、ω_r ^*が基底周波数の１０％の大きで、低速域と中高速域の位相誤差の推定値を切替えているが、ω_r ^*が基底周波数のゼロ以上で１０％以下の値で切替えしても問題はない。

また低速域の位相誤差の推定値Δθ_c__Lには「１」～「０」の間で変化するテーパゲインをＧ_{_L}、中高速域の位相誤差の推定値Δθ_c__Hには「０」～「１」の間で変化するテーパゲインＧ_{_H}をそれぞれ乗算して、位相誤差の推定値の平均値をΔθ_cとしてもよい。

ここで、図８を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。磁石モータ１を駆動する電力変換装置２０に、電圧検出器２１、電流検出器２２を取り付け、磁石モータ１のシャフトにはエンコーダ２３を取り付ける。

ベクトル電圧・電流成分の計算部２４には、電圧検出器２１の出力である三相交流の電圧検出値（v_uc、v_vc、v_wc）、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のv_dc、v_qc、ベクトル電流成分のi_dc、i_qcと、位置θを微分した検出値ω_dcを演算する。

各部波形の観測部２５では、（数式１１）を用いて位相誤差Δθ__calを演算する。

電力変換器２のコントローラに設定するパラメータ（Ｒ^*，L_ｄ ^*，L_q ^*，K_e ^*）の大きさを変更して、（数式１１）のΔθ__calを算出し、実際の位相誤差Δθと一致すれば本発明を採用していることが明白となる。

本実施例によれば、磁石モータの磁石位相を検出するエンコーダなどを省略する位置センサレス制御において、停止から基底周波数の10％程度となる低速域でも、制御部（コントローラ）に設定する磁石モータの電気回路パラメータや制御ゲインの調整なしに、安定かつ高精度な制御特性を実現する電力変換装置を実現できる。

さらに、低速域において特許文献１にあるようにモータ周波数を推定するのではなく、本実施例によれば、２種類の無効電力の偏差から中高速域と同様に位相誤差を推定する。そのような構成にすることで、低速域も中高速域と同様に、位相誤差の推定値をその指令値に追従するようモータ周波数（モータ回転速度）を推定し、トルクショックを防止することが可能となる。

図９は、実施例２における電力変換装置と磁石モータとを有するシステム構成図である。

実施例１では、低速域の位相誤差推定演算部９は、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と、電流検出値i_dc、i_qcから第１の無効電力Ｑ_cを演算した。本実施例では、第１の無効電力演算部９ａ１は、磁石モータ１の出力電圧としての三相交流の１相分の電圧指令の振幅値V₁ ^*と、電流検出の振幅値i₁および、電圧指令値と電流検出値の位相差θ_viの正弦信号を用いて、第１の無効電力Ｑ_cを演算する。

図９における磁石モータ１から中高速域の位相誤差推定演算部８、周波数および位相の推定演算部１０、座標変換部１１は、図１と同一である。実施例１と同じ内容については説明を省略する。

図１０は、本実施例の低速域における位相誤差の推定演算部９ａである。図１０の機能ブロックは、図２における低速域の位相誤差推定演算部９に相当する。

また図１０における第２の無効電力演算部９ａ２、減算部９ａ３、無効電力の偏差の指令値９ａ４、ＰＩ制御部９ａ５は、図３における第２の無効電力演算部９２、減算部９３、無効電力の偏差の指令値９４、ＰＩ制御部９５と同一である。

同図において、第１の無効電力演算部９ａ１では三相交流の電圧指令の振幅値V₁ ^*を（数式１２）、電流検出値の振幅値i₁を（数式１３）、および位相θ_viを（数式１４）より求める。そして、（数式１５）を用いて、磁石モータ１の出力電圧としての三相交流の１相分の電圧振幅値V₁ ^*と、電流振幅値i₁および、電圧指令値と電流検出値の位相差θ_viの正弦信号を用いて、無効電力Ｑ_cを演算する。

本実施例によれば、実施例１に比べて第１の無効電力Ｑ_cを演算するパラメータが少ないため、演算量を小さくできる。

交流量である本実施例を用いても実施例１と同様に、高精度な制御特性を実現することができる。

図１１は、実施例３における電力変換装置と磁石モータとを有するシステム構成図である。実施例１では、（数式５）に従い中高速域の位相誤差推定演算部８において中高速域における位相誤差の推定値Δθ_{c_H}を演算する。

実施例３では、中高速域における位相誤差の推定演算部８ａが、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と、電流検出値i_dc、i_qcから第１の有効電力Ｐ_cを演算する。

図１２は、実施例３の中高速域における位相誤差の推定演算部８ａの構成を示す図である。図１２は図１における中高速域の位相誤差推定演算部８に相当するものである。

図１１における磁石モータ１からベクトル制御演算部７、低速域の位相誤差推定演算部９から周波数および位相の推定演算部１０は、図１と同一である。実施例１もしくは実施例２と同じ内容については説明を省略する。

図１２の中高速域の位相誤差推定演算部８ａにおいて、第１の有効電力演算部８ａ１は、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電流検出値i_dc、i_qcを用いて、第１の有効電力Ｐ_cを（数１６）に従い演算する。

第２の有効電力演算部８ａ２は、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電流検出値i_dc、i_qc、周波数推定値ω_dc、磁石モータ１の電気回路パラメータ（Ｒ^*、L_d ^*、L_ｑ ^*、K_e ^*）を用いて、第２の有効電力Ｐ_c ^{^}を（数１７）に従い演算する。

減算部８ａ３には、第１の有効電力Ｐ_cと第２の有効電力Ｐ_c ^{^}が入力され、その偏差であるΔＰ_cを演算する。有効電力の偏差ΔＰ_cが、有効電力の偏差の指令値８ａ４である「0」に追従するように、有効電力の偏差ΔＰ_cと有効電力の偏差の指令値との差分が、ＰＩ制御部８ａ５に入力される。

ＰＩ制御部８ａ５がＰ（比例）＋Ｉ（積分）制御により（数式１８）に従い、中高速域における位相誤差Δθの推定値Δθ_{c_H}を演算する。

ここに、K_pθ：位相誤差推定演算の比例ゲイン、K_iθ：位相誤差推定演算の積分ゲイン

本実施例によれば、実施例１の拡張誘起電圧方式による中高速域における位相誤差の推定演算に比べて、インダクタンスの設定値を使わないためインダクタンスの推定誤差の影響を受けないで中高速域における位相誤差の推定演算ができる。また、実施例１と同様な効果を有する。

図１３は、実施例４における電力変換装置と磁石モータとを有するシステム構成図である。

実施例３では、ｄ_c軸およびｑ_c軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と電流検出値i_dc、i_qcから第１の有効電力Ｐ_cを演算した。

本実施例では、三相交流の電圧指令の振幅値V₁ ^*と電流検出の振幅値i₁および位相θ_viの余弦信号を用いて、第１の有効電力演算部９ｂ１が、第１の有効電力Ｐ_cを演算する。実施例１から実施例３と同じ内容については説明を省略する。

図１４は、実施例３の中高速域における位相誤差の推定演算部８ｂを示す図である。図１４は、図２における中高速域の位相誤差推定演算部８に相当するものである。図１３における磁石モータ１からベクトル制御演算部７、低速域の位相誤差推定演算部９から座標変換部１１は図１と同一である。

図１４における第２の有効電力演算部８ｂ２、減算部８ｂ３、有効電力の偏差の指令値８ｂ４、ＰＩ制御部８ｂ５は、図１２の第２の有効電力演算部８ａ２、減算部８ａ３、有効電力の偏差の指令値８ａ４、ＰＩ制御部８ａ５と同一である。

図１４において、第１の有効電力演算部９ｂ１では三相交流の電圧指令の振幅値V₁ ^*を前述の（数式１２）、電流検出値の振幅値i₁を前述の（数式１３）により演算して求める、そして、電圧指令値と電流検出値の位相差θ_viを前述の（数式１４）より求める。そして、第１の有効電力演算部９ｂ１は、（数式１９）を用いて、三相交流の１相分の電圧振幅値V₁ ^*と電流振幅値i₁および、電圧指令値と電流検出値の位相差θ_viの余弦信号を用いて、第１の有効電力P_cを演算する。

本実施例によれば、実施例３と同様に実施例１に比べて、インダクタンスの推定誤差の影響を受けないで中高速域における位相誤差の推定演算ができる。

本実施例を用いても実施例１と同様に、高精度な制御特性を実現することができる。

図１５は、実施例５における電力変換装置と磁石モータとＩＯＴ（Internet of Things）コントローラとを有するシステム構成図である。

実施例１から実施例４は、電力変換器のコントローラ（マイクロコンピユータなど）に磁石モータ１の電気回路パラメータを設定する構成であるが、本実施例は、制御の状態量を上位のＩＯＴコントローラにフィードバックし、機械学習した電気回路パラメータを電力変換器のコントローラに再設定する方式である。

図１５における磁石モータ１から座標変換部１１は、図１の各機能ブロックと同一である。ＩＯＴコントローラ１２は機械学習を実行するＩＯＴコントローラである。実施例１から実施例４と同じ内容については説明を省略する。

本実施例では、電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と電流検出値i_dc、i_qc、位相誤差の推定値Δθ_cを、上位のＩＯＴコントローラ１２にフィードバックし、電流検出波形などから機械学習する。機械学習した電気回路パラメータ（Ｒ^*、L_d ^*、L_q ^*、K_e ^*）を、制御部である電力変換器２のコントローラに再設定する。

本実施例によれば、運転状況の機械学習により上位のＩＯＴコントローラ１２から電気回路パラメータを再設定できる。

本実施例においても、実施例１と同様に、より安定で高精度な制御特性を実現することができる。

図１６は、実施例６における電力変換装置と磁石モータとパーソナル・コンピュータ、タブレット、スマートフォンなどの装置を有するシステム構成図である。

本実施例は、磁石モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図において、構成要素の磁石モータ１、座標変換部５から座標変換部１１は、図１と同一物である。実施例１から実施例５と同じ内容については説明を省略する。

図１６の構成要素である磁石モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。電力変換装置２０には、図１の座標変換部５、速度制御演算部６、ベクトル制御演算部７、中高速域の位相誤差推定演算部８、低速域の位相誤差推定演算部９、周波数および位相の推定演算部１０、座標変換部１１がソフトウェア２０ａとして実装されている。また、図１の電力変換器２、直流電源３、電流検出器４がハードウェアとして電力変換装置２０に実装されている。

またデジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの「低速域/中高速域の切替周波数２６であるω_chg」、「低速域の位相誤差の制御応答２７であるω_c」を設定・変更することができる。

図４に示す周波数および位相の推定演算部１０に、低速域/中高速域の切替周波数２６であるω_chgをパーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置から入力するようにする。そして、周波数および位相の推定演算部１０は、周波数および位相の推定演算部１０に入力される周波数指令値ω_r ^*と低速域/中高速域の切替周波数２６であるω_chgとを比較する比較部を備える構成にする。

周波数指令値ω_r ^*が低速域/中高速域の切替周波数ω_chg２６以下であれば、切替部１０１は、その出力を低速域としてΔθ_c =Δθ_{c_L}に切替える。また周波数指令値ω_r ^*が低速域/中高速域の切替周波数ω_chg２６より高ければ、切替部１０１は中高速域としてΔθ_c =Δθ_{c_H}が位相誤差の推定値Δθ_cとして出力されるように切替える。

低速域の位相誤差の制御応答２７であるω_cを、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置から、図３の低速域の位相誤差推定演算部９に入力させる。そのような構成にして、ＰＩ制御部９５のゲインである（数式９）のKp_pll（PLL制御の比例ゲイン）、Ki_pll（PLL制御の積分ゲイン）を、低速域の位相誤差の制御応答ω_cに基づいて制御するようにできる。

また「低速域/中高速域の切替周波数２６であるω_chg」、「低速域の位相誤差の制御応答２７であるω_c」は、プログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、ＩＯＴコントローラなどのフィールドバス上に設定してもよい。

さらに、電力変換装置の構成は、実施例１に限らず、実施例２から実施例５の構成を用いても良い。

本実施例を磁石モータ駆動システムに適用すれば、位置センサレスベクトル制御において高精度な制御特性を実現することができる。

実施例６によれば、低速域/中高速域の切替周波数２６などの設定値を電力変換装置の外部から設定変更できる。また、本実施例においても、実施例１と同様に、より安定で高精度な制御特性を実現することができる。

実施例１から実施例５においては、第１の無効電力Ｑ_cである（数式６）と第２の無効電力Ｑ_c ^{^}である(数式７)には電流検出値i_dc、i_qcを用いたが、電流指令値i_d ^*、i_q ^*を用いてもよい。また第１の有効電力Ｐ_cである（数式１６）と第２の無効電力Ｐ_c ^{^}である(数式１７)には電流検出値i_dc、i_qcを用いたが、電流指令値i_d ^*、i_q ^*を用いてもよい。

さらに、実施例１から実施例５においては、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから電圧修正値Δv_dc、Δv_qcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する（数式４）に示す演算を行った。それに限らず、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcからベクトル制御演算に使用する（数式２０）に示す中間的な電流指令値i_d ^**、i_q ^**を作成し、周波数推定値ω_dcおよび磁石モータ１の電気回路パラメータを用いて（数式２１）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここに、K_pd1：ｄ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_id1：ｄ_c軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq1：ｑ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq1：ｑ_c軸の電流制御の積分ゲイン、T_d：ｄ軸の電気時定数(L_d/R)、T_q：ｑ軸の電気時定数(L_q/R)

あるいは電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから、ベクトル制御演算に使用するｄ_c軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{d_p} ^*、ｄ_c軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{d_i} ^*、ｑ_c軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{q_p} ^*、ｑ_c軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{q_i} ^* を（数式２２）により作成し、周波数値推定値ω_dcおよび磁石モータ1の電気回路パラメータを用いた（数式２３）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここに、K_pd2：ｄ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_id2：ｄ_c軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq2：ｑ_c軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq2：ｑ_c軸の電流制御の積分ゲイン

またｄ_c軸の電流指令値i_d ^*およびｑ_c軸の電流検出値i_qcの一次遅れ信号i_qctd、周波数推定値ω_dcと、磁石モータ１の電気回路パラメータを用いて（数式２４）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

なお、実施例１から実施例６において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…磁石モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…速度制御演算部、７…ベクトル制御演算部、８…中高速域の位相誤差推定演算部、９…低速域の位相誤差推定演算部、１０…周波数・位相推定演算部、１１…座標変換部、２０…電力変換装置、２０ａ…電力変換装置のソフトウェア部、２０ｂ…電力変換装置のデジタル・オペレータ、２１…電圧検出器、２２…電流検出器、２３…エンコーダ、２４…ベクトル電流成分の計算部、２５…各部波形の観測部、２６…所定の低速域/中高速域の切替周波数、２７…所定の低速域の制御応答、２８…パーソナル・コンピュータ、２９…タブレット、３０…スマートフォン、i_d ^*…ｄ軸の電流指令値、i_q ^*…ｑ軸電流の指令値、ω_dc…周波数推定値、ω_r…磁石モータの周波数、v_dc ^*、 v_dc ^**、v_dc ^**、v_dc ^***、v_dc ^****、v_dc ^*****…ｄ軸の電圧指令値、v_qc ^*、 v_qc ^**、v_qc ^***、v_qc ^****、v_qc ^*****…ｑ軸の電圧指令値、Ｑ_C…第１の無効電力、Ｑ_C ^{^}…第２の無効電力、Ｐ_C…第１の有効電力、Ｐ_C ^{^}…第２の有効電力、Δθ_{c_L}…低速域の位相誤差の推定値、Δθ_{c_H}…中高速域の位相誤差の推定値、Δθ_c…位相誤差の推定値

Claims (6)

1. モータの出力周波数と出力電圧と出力電流を可変にする信号を前記モータに出力する電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御部を有し、
   前記制御部は、
   前記出力電圧および前記出力電流から第１の電力を演算し、前記出力電流、電気回路パラメータ、および周波数推定値から第２の電力を演算し、前記第１の電力が前記第２の電力に追従するように、低速域において、制御の位相と磁石モータの磁石の位相との偏差である第１の位相誤差推定値を演算し、中高速域において、制御の位相と磁石モータの磁石の位相との偏差である第２の位相誤差推定値を演算し、
   前記第１の位相誤差推定値もしくは、前記第２の位相誤差推定値が、位相誤差の指令値に追従するように、前記第１の位相誤差推定値もしくは、前記第２の位相誤差推定値と、前記位相誤差の指令値との偏差が、ＰＩ制御部に入力される電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第１の電力および前記第２の電力は、それぞれ第１の無効電力、第２の無効電力である電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記第１の電力と前記第２の電力の偏差を、零とするように比例制御と積分制御により、前記第１の位相誤差推定値を演算する電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記モータの回転速度が低速域であれば、第１の無効電力と第２の無効電力を演算し、
   前記第１の無効電力と前記第２の無効電力の偏差を、零とするように比例制御と積分制御して前記第１の位相誤差推定値を演算し、
   前記モータの回転速度が中高域であれば、第１の有効電力と第２の有効電力を演算し、前記第１の有効電力と前記第２の有効電力の偏差を零とするように比例制御と積分制御して、前記第２の位相誤差推定値を演算する電力変換装置。
5. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記モータの回転速度が低速域であれば、第１の無効電力と第２の無効電力を演算し、
   前記第１の無効電力と前記第２の無効電力の偏差を零とするように比例制御と積分制御して前記第１の位相誤差推定値を演算し、
   前記モータの回転速度が中高域であれば、拡張誘起電圧方式により前記第２の位相誤差推定値を演算する電力変換装置。
6. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記出力電圧および前記出力電流、および前記第１の位相誤差推定値もしくは前記第２の位相誤差推定値を、
   上位装置であるＩＯＴコントローラにフィードバックして解析し、
   前記モータの電気回路パラメータを修正する電力変換装置。

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