JP7662359B2

JP7662359B2 - Power Supplies

Info

Publication number: JP7662359B2
Application number: JP2021036710A
Authority: JP
Inventors: 規昭山田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2021-03-08
Filing date: 2021-03-08
Publication date: 2025-04-15
Anticipated expiration: 2041-03-08
Also published as: JP2022136888A

Description

本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.

特許文献１には、スイッチングトランジスタを間欠動作させるＤＣ－ＤＣコンバータが記載されている。 Patent document 1 describes a DC-DC converter that operates a switching transistor intermittently.

特開２０１９－６８６８４号公報JP 2019-68684 A

Andrea Merello、”アプリケーション・ノート：ＡＮ－１１２３”、［online］、インターナショナル・レクティファイアー・ジャパン、［令和２年１２月１０日検索］、インターネット（ＵＲＬ：https://www.infineon.com/dgdl/AN-1123J.pdf?fileId=5546d46256fb43b301574c5f2b487be7）Andrea Merello, "Application Note: AN-1123", [online], International Rectifier Japan, [Retrieved December 10, 2020], Internet (URL: https://www.infineon.com/dgdl/AN-1123J.pdf?fileId=5546d46256fb43b301574c5f2b487be7)

電流共振コンバータ（ＬＬＣコンバータ）は、スイッチング周波数を変化させること（以下、「周波数変調」と称する）により、出力電流を変化させることができる。即ち、ＬＬＣコンバータは、スイッチング周波数を高くすると、出力電流を少なくすることができ、スイッチング周波数を低くすると、出力電流を多くすることができる。 A current resonant converter (LLC converter) can change the output current by changing the switching frequency (hereafter referred to as "frequency modulation"). That is, an LLC converter can reduce the output current by increasing the switching frequency, and can increase the output current by decreasing the switching frequency.

但し、特に出力電圧が低い領域において、周波数変調のみで制御するＬＬＣコンバータは、出力電流に下限がある。しかしながら、出力電流を更に少なくすることが望ましい。 However, LLC converters that are controlled only by frequency modulation have a lower limit on the output current, especially in the low output voltage range. However, it is desirable to reduce the output current even further.

本発明は、出力電流を少なくすることが可能な電源装置を提供することを目的とする。 The present invention aims to provide a power supply device that can reduce the output current.

本発明の一態様の電源装置は、
入力電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ－ＤＣコンバータの第１の出力電流－出力電圧特性よりも高電力側では、前記ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング制御信号のスイッチング周波数を変化させる第１モードによって前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、前記第１の出力電流－出力電圧特性よりも低電力側では、前記スイッチング制御信号のスイッチング周波数を固定しパルス幅を変化させる、又は、パルス幅を固定しスイッチング周波数を変化させる、第２モードによって前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する制御装置と、
を備える、
ことを特徴とする。 A power supply device according to one aspect of the present invention comprises:
A DC-DC converter that converts an input voltage and outputs the converted voltage;
a control device that controls the DC-DC converter in a first mode in which a switching frequency of a switching control signal of the DC-DC converter is changed on the higher power side of a first output current-output voltage characteristic of the DC-DC converter, and controls the DC-DC converter in a second mode in which the switching frequency of the switching control signal is fixed and the pulse width is changed, or the pulse width is fixed and the switching frequency is changed, on the lower power side of the first output current-output voltage characteristic;
Equipped with
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記制御装置は、
前記第１の出力電流－出力電圧特性よりも低電力側において、操作量が予め定められた第１閾値未満且つ前記第１閾値よりも小さい予め定められた第２閾値以上の場合には、前記スイッチング制御信号のスイッチング周波数を固定してパルス幅を変化させる制御を行い、操作量が前記第２閾値未満の場合には、パルス幅を固定してスイッチング周波数を変化させる制御を行う、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The control device includes:
When an operation amount is less than a predetermined first threshold and is equal to or greater than a predetermined second threshold smaller than the first threshold on a lower power side than the first output current-output voltage characteristic, a control is performed to fix a switching frequency of the switching control signal and change a pulse width, and when an operation amount is less than the second threshold, a control is performed to fix the pulse width and change the switching frequency.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記制御装置は、
前記第１モードと前記第２モードとの間の切り替えの際には、前記第１の出力電流－出力電圧特性よりも高電力側の第２の出力電流－出力電圧特性まで、前記第２モードによって前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The control device includes:
When switching between the first mode and the second mode, the DC-DC converter is controlled in the second mode up to a second output current-output voltage characteristic that is on a higher power side than the first output current-output voltage characteristic.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記制御装置は、
前記第１モードから前記第２モードへの切り替えの際には、前記第１の出力電流－出力電圧特性まで前記第１モードによって前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、前記スイッチング制御信号のスイッチング周波数が前記第１モードの周波数変調における周波数上限であることが一定時間継続したら、前記第２モードの出力電圧別に予め定められている操作量によって前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The control device includes:
When switching from the first mode to the second mode, the DC-DC converter is controlled in the first mode up to the first output current-output voltage characteristic, and when a switching frequency of the switching control signal continues to be an upper frequency limit in the frequency modulation of the first mode for a certain period of time, the DC-DC converter is controlled by a manipulation amount that is predetermined for each output voltage of the second mode.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記第２の出力電流－出力電圧特性になるように、前記第２モードの出力電圧別に、操作量の上限値である操作量上限値が予め定められており、前記第２の出力電流－出力電圧特性になるように、前記第２モードの出力電圧別に、出力電流の上限値である出力電流上限値が予め定められており、
前記制御装置は、
前記第２モードから前記第１モードへの切り替えの際には、操作量が前記操作量上限値であることが一定時間継続したら、又は、出力電流値が前記出力電流上限値であることが一定時間継続したら、前記第１モードの周波数変調の周波数上限又はその付近で前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
an operation amount upper limit value, which is an upper limit value of an operation amount, is determined in advance for each output voltage of the second mode so as to obtain the second output current-output voltage characteristic; and an output current upper limit value, which is an upper limit value of an output current, is determined in advance for each output voltage of the second mode so as to obtain the second output current-output voltage characteristic;
The control device includes:
When switching from the second mode to the first mode, if the manipulated variable continues to be the manipulated variable upper limit value for a certain period of time, or if the output current value continues to be the output current upper limit value for a certain period of time, the DC-DC converter is controlled at or near the upper limit of the frequency of the frequency modulation in the first mode.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記制御装置は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの内のハイサイドのスイッチング素子及びローサイドのスイッチング素子に前記スイッチング制御信号を出力する駆動回路を含み、
前記駆動回路の内の前記ハイサイドのスイッチング素子に前記スイッチング制御信号を出力する回路の電源回路は、前記ローサイドのスイッチング素子のスイッチング動作に依存しない電源回路である、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
the control device includes a drive circuit that outputs the switching control signal to a high-side switching element and a low-side switching element in the DC-DC converter;
a power supply circuit of a circuit that outputs the switching control signal to the high-side switching element in the drive circuit is a power supply circuit that does not depend on a switching operation of the low-side switching element.
It is characterized by:

本発明の一態様の電源装置は、出力電流を少なくすることができるという効果を奏する。 The power supply device of one aspect of the present invention has the effect of reducing the output current.

図１は、第１の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a power supply device according to a first embodiment. 図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流－出力電圧特性の一例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an example of the output current-output voltage characteristics of a DC-DC converter. 図３は、第１の実施の形態の電源装置の動作モードを示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating operation modes of the power supply device according to the first embodiment. 図４は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to the second embodiment. 図５は、第３の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to the third embodiment. 図６は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to the fourth embodiment.

以下に、本発明の電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。 Below, an embodiment of the power supply device of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to this embodiment.

＜第１の実施の形態＞
（全体構成）
図１は、第１の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１は、入力電圧Ｖｉｎの供給を直流電源２から受けて、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを負荷３に出力する。 First Embodiment
(Overall composition)
1 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a first embodiment. The power supply device 1 receives an input voltage Vin from a DC power supply 2 and outputs a DC output voltage Vout to a load 3.

電源装置１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４と、電流センサ５と、電圧センサ６と、制御装置７と、を含む。 The power supply device 1 includes a DC-DC converter 4, a current sensor 5, a voltage sensor 6, and a control device 7.

ＤＣ－ＤＣコンバータ４は、トランス駆動回路１１と、トランス１２と、整流回路１３と、コンデンサ１４と、を含む。 The DC-DC converter 4 includes a transformer drive circuit 11, a transformer 12, a rectifier circuit 13, and a capacitor 14.

ＤＣ－ＤＣコンバータ４は、ハーフブリッジ型の電流共振コンバータ（ＬＬＣコンバータ）とするが、本開示はこれに限定されない。 The DC-DC converter 4 is a half-bridge current resonant converter (LLC converter), but the present disclosure is not limited to this.

トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａ及び１１ｂと、コンデンサ１１ｃ及び１１ｄと、を含む。第１の実施の形態では、トランス駆動回路１１は、ハーフブリッジ回路である。 The transformer driving circuit 11 includes transistors 11a and 11b and capacitors 11c and 11d. In the first embodiment, the transformer driving circuit 11 is a half-bridge circuit.

なお、本開示では、各トランジスタがＭＯＳＦＥＴであることとしたが、これに限定されない。各トランジスタは、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイス、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などでも良い。 In this disclosure, each transistor is described as a MOSFET, but is not limited to this. Each transistor may be a silicon power device, a GaN power device, a SiC power device, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), etc.

各トランジスタは、寄生ダイオード（ボディダイオード）を有する。寄生ダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴのバックゲートとソース及びドレインとの間のｐｎ接合である。寄生ダイオードは、トランジスタのオフ時の過渡的な逆起電力を逃すためのフリーホイールダイオードとして利用可能である。寄生ダイオードに加えて、各トランジスタのドレインとソース間にダイオード素子を付加しても良い。 Each transistor has a parasitic diode (body diode). A parasitic diode is a pn junction between the back gate and the source and drain of a MOSFET. The parasitic diode can be used as a freewheeling diode to release the transient back electromotive force when the transistor is turned off. In addition to the parasitic diode, a diode element may be added between the drain and source of each transistor.

トランジスタ１１ａ及び１１ｂの各々は、制御装置７によってオン状態又はオフ状態に制御される。 Each of the transistors 11a and 11b is controlled to be in an on or off state by the control device 7.

トランジスタ１１ａのソースは、トランジスタ１１ｂのドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１１ａのドレインは、コンデンサ１１ｃの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。コンデンサ１１ｃの他端（低電位側端）は、コンデンサ１１ｄの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランジスタ１１ｂのソースは、コンデンサ１１ｄの他端（低電位側端）に電気的に接続されている。 The source of transistor 11a is electrically connected to the drain of transistor 11b. The drain of transistor 11a is electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 11c. The other end (low potential end) of capacitor 11c is electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 11d. The source of transistor 11b is electrically connected to the other end (low potential end) of capacitor 11d.

トランジスタ１１ａのドレインとコンデンサ１１ｃの一端との接続点が、トランス駆動回路１１の一方の入力端子である。トランジスタ１１ｂのソースとコンデンサ１１ｄの他端との接続点が、トランス駆動回路１１の他方の入力端子である。 The connection point between the drain of transistor 11a and one end of capacitor 11c is one input terminal of the transformer drive circuit 11. The connection point between the source of transistor 11b and the other end of capacitor 11d is the other input terminal of the transformer drive circuit 11.

トランス駆動回路１１の一方の入力端子は、直流電源２の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランス駆動回路１１の他方の入力端子は、直流電源２の他端（低電位側端）に電気的に接続されている。 One input terminal of the transformer driving circuit 11 is electrically connected to one end (high potential end) of the DC power supply 2. The other input terminal of the transformer driving circuit 11 is electrically connected to the other end (low potential end) of the DC power supply 2.

トランス駆動回路１１の２つの入力端子には、直流電源２から入力電圧Ｖｉｎが入力される。 The input voltage Vin is input from the DC power supply 2 to the two input terminals of the transformer drive circuit 11.

コンデンサ１１ｃの他端とコンデンサ１１ｄの一端との接続点が、トランス駆動回路１１の一方の出力端子である。トランジスタ１１ａのソースとトランジスタ１１ｂのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１の他方の出力端子である。 The connection point between the other end of capacitor 11c and one end of capacitor 11d is one output terminal of the transformer drive circuit 11. The connection point between the source of transistor 11a and the drain of transistor 11b is the other output terminal of the transformer drive circuit 11.

トランス１２は、１次巻線１２ａと、２次巻線１２ｂと、コア１２ｃと、を含む。１次巻線１２ａ及び２次巻線１２ｂは、コア１２ｃに巻回されている。 The transformer 12 includes a primary winding 12a, a secondary winding 12b, and a core 12c. The primary winding 12a and the secondary winding 12b are wound around the core 12c.

ＤＣ－ＤＣコンバータ４は、トランス駆動回路１１とトランス１２との間に、インダクタンス１２ｅを含む。インダクタンス１２ｅは、トランス１２に含まれても良い。 The DC-DC converter 4 includes an inductance 12e between the transformer drive circuit 11 and the transformer 12. The inductance 12e may be included in the transformer 12.

１次巻線１２ａは、励磁インダクタンス１２ｄを含む。１次巻線１２ａの一端は、トランス駆動回路１１の一方の出力端子に電気的に接続されている。１次巻線１２ａの他端は、トランス駆動回路１１の他方の出力端子に電気的に接続されている。なお、励磁インダクタンス１２ｄでは不足の場合は、インダクタンスを有する素子を更に付加しても良い。 The primary winding 12a includes an excitation inductance 12d. One end of the primary winding 12a is electrically connected to one output terminal of the transformer drive circuit 11. The other end of the primary winding 12a is electrically connected to the other output terminal of the transformer drive circuit 11. If the excitation inductance 12d is insufficient, an element having an inductance may be further added.

トランス駆動回路１１は、正方向の直流電圧、負方向の直流電圧、又は、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。共振電圧は、トランジスタ１１ａ及び１１ｂの容量成分と、インダクタンス成分（インダクタンス１２ｅ及び励磁インダクタンス１２ｄ）とによるＬＣ共振で生じる電圧である。 The transformer drive circuit 11 outputs a positive DC voltage, a negative DC voltage, or a resonant voltage to the primary winding 12a of the transformer 12. The resonant voltage is a voltage generated by LC resonance between the capacitance components of the transistors 11a and 11b and the inductance components (inductance 12e and excitation inductance 12d).

例えば、トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａがオフ状態、且つ、トランジスタ１１ｂがオン状態の場合、正方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistor 11a is in the off state and transistor 11b is in the on state, the transformer driving circuit 11 outputs a positive DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａがオン状態、且つ、トランジスタ１１ｂがオフ状態の場合、負方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistor 11a is on and transistor 11b is off, the transformer drive circuit 11 outputs a negative DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａがオフ状態、且つ、トランジスタ１１ｂがオフ状態の場合、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistor 11a is in the off state and transistor 11b is in the off state, transformer drive circuit 11 outputs a resonant voltage to primary winding 12a of transformer 12.

整流回路１３は、ダイオード１３ａ及び１３ｂを含む。ダイオード１３ａのアノードは、トランス１２の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。ダイオード１３ｂのアノードは、トランス１２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 The rectifier circuit 13 includes diodes 13a and 13b. The anode of the diode 13a is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the transformer 12. The anode of the diode 13b is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the transformer 12.

ダイオード１３ａのカソード及びダイオード１３ｂのカソードは、コンデンサ１４の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。コンデンサ１４の他端（低電位側端）は、トランス１２の２次巻線１２ｂの中点に電気的に接続されている。 The cathode of diode 13a and the cathode of diode 13b are electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 14. The other end (low potential end) of capacitor 14 is electrically connected to the midpoint of secondary winding 12b of transformer 12.

整流回路１３は、トランス１２の２次巻線１２ｂに励磁される電圧を整流して、コンデンサ１４に出力する。コンデンサ１４は、整流回路１３で整流された電圧を平滑化する。整流回路１３は、同期整流スイッチング素子で構成されても良い。 The rectifier circuit 13 rectifies the voltage excited in the secondary winding 12b of the transformer 12 and outputs it to the capacitor 14. The capacitor 14 smoothes the voltage rectified by the rectifier circuit 13. The rectifier circuit 13 may be composed of a synchronous rectifier switching element.

コンデンサ１４の一端は、負荷３の一端（例えば、リチウムイオン電池の正極）に電気的に接続されている。コンデンサ１４の他端は、負荷３の他端（例えば、リチウムイオン電池の負極）に電気的に接続されている。負荷３には、コンデンサ１４で平滑化された直流電圧が入力される。 One end of the capacitor 14 is electrically connected to one end of the load 3 (e.g., the positive electrode of a lithium ion battery). The other end of the capacitor 14 is electrically connected to the other end of the load 3 (e.g., the negative electrode of a lithium ion battery). A DC voltage smoothed by the capacitor 14 is input to the load 3.

電流センサ５は、コンデンサ１４の他端と負荷３の他端との間に電気的に接続されている。電流センサ５は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４から負荷３に流れる出力電流Ｉｏｕｔを表す電流センサ信号Ｓ_１を制御装置７に出力する。 The current sensor 5 is electrically connected between the other end of the capacitor 14 and the other end of the load 3. The current sensor 5 outputs a current sensor signal _S1 representing an output current Iout flowing from the DC-DC converter 4 to the load 3 to the control device 7.

電圧センサ６は、コンデンサ１４の両端の間に電気的に接続されている。電圧センサ６は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４から負荷３に印加される出力電圧Ｖｏｕｔを表す電圧センサ信号Ｓ_２を制御装置７に出力する。 The voltage sensor 6 is electrically connected across the capacitor 14. The voltage sensor 6 outputs a voltage sensor signal _S2 representing the output voltage Vout applied to the load 3 from the DC-DC converter 4 to the control device 7.

制御装置７は、電流センサ信号Ｓ_１で表される出力電流値が電流、電力、電圧指示部８から入力される電流、電力、電圧指示値信号Ｓ_３で表される電流、電力、電圧指示値になるように、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を制御する。 The control device 7 controls the DC-DC converter 4 so that the output current value represented by the current sensor signal _S1 becomes equal to the current, power, and voltage indication values represented by the current, power, and voltage indication value signal _S3 input from the current, power, and voltage indication unit 8.

制御装置７は、減算器７ａと、電流制御器７ｂと、スイッチング制御部７ｃと、駆動回路７ｄと、目標電流値出力部７ｅと、を含む。駆動回路７ｄは、第１駆動回路７ｄ１と、第２駆動回路７ｄ２と、を含む。 The control device 7 includes a subtractor 7a, a current controller 7b, a switching control unit 7c, a drive circuit 7d, and a target current value output unit 7e. The drive circuit 7d includes a first drive circuit 7d1 and a second drive circuit 7d2.

目標電流値出力部７ｅは、電圧センサ信号Ｓ_２で表される電圧が電流、電力、電圧指示値信号Ｓ_３で表される目標電圧より高ければ、目標電流を下げる。目標電流値出力部７ｅは、電圧センサ信号Ｓ_２で表される電圧が電流、電力、電圧指示値信号Ｓ_３で表される電圧より低ければ、目標電流を上げる。目標電流値出力部７ｅは、目標電流を表す目標電流信号Ｓ_９を、減算器７ａに出力する。 The target current value output unit 7e lowers the target current if the voltage represented by the voltage sensor signal _S2 is higher than the target voltage represented by the current, power, and voltage instruction value signal _S3 . The target current value output unit 7e raises the target current if the voltage represented by the voltage sensor signal _S2 is lower than the voltage represented by the current, power, and voltage instruction value signal _S3 . The target current value output unit 7e outputs a target current signal _S9 representing the target current to the subtractor 7a.

減算器７ａは、目標電流値出力部７ｅから入力される目標電流信号Ｓ_９から、電流センサ信号Ｓ_１を減算することにより、電流偏差信号Ｓ_４を、電流制御器７ｂに出力する。 The subtractor 7a subtracts the current sensor signal _S1 from the target current signal _S9 input from the target current value output section 7e, and outputs a current deviation signal _S4 to the current controller 7b.

電流制御器７ｂは、電流偏差信号Ｓ_４に制御演算を実行することにより、操作量Ｓ_５を、スイッチング制御部７ｃに出力する。電流制御器７ｂが実行する制御演算は、ＰＩＤ（比例積分微分）制御演算、ＰＩ制御演算、ＰＤ制御演算等が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The current controller 7b executes a control calculation on the current deviation signal S ₄ to output an operation amount S ₅ to the switching control unit 7c. Examples of the control calculation executed by the current controller 7b include a PID (proportional integral differential) control calculation, a PI control calculation, and a PD control calculation, but the present disclosure is not limited thereto.

操作量Ｓ_５は、負荷が重いほど大きな値となり、負荷が軽いほど小さな値となる。 The operation amount _S5 takes a larger value as the load becomes heavier, and takes a smaller value as the load becomes lighter.

スイッチング制御部７ｃは、電流センサ信号Ｓ_１、電圧センサ信号Ｓ_２、及び、操作量Ｓ_５に基づいて、スイッチング周波数及びパルス幅を決定する。スイッチング制御部７ｃは、スイッチング周波数及びパルス幅を表す制御信号Ｓ_６を、駆動回路７ｄに出力する。 The switching control unit 7c determines a switching frequency and a pulse width based on the current sensor signal _S1 , the voltage sensor signal _S2 , and the manipulated variable _S5 . The switching control unit 7c outputs a control signal _S6 representing the switching frequency and the pulse width to the drive circuit 7d.

第１駆動回路７ｄ１は、制御信号Ｓ_６に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ_７を、トランジスタ１１ａのゲートに出力する。第２駆動回路７ｄ２は、制御信号Ｓ_６に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ_８を、トランジスタ１１ｂのゲートに出力する。 The first drive circuit 7d1 outputs a switching control signal _S7 to the gate of the transistor 11a based on the control signal _S6 . The second drive circuit 7d2 outputs a switching control signal _S8 to the gate of the transistor 11b based on the control signal _S6 .

（制御動作）
図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流－出力電圧特性の一例を示す図である。図２において、横軸は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力電流を表し、縦軸は、出力電圧を表す。線１００は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の仕様上の最大出力（定格出力）のｍａｘ値を表す。線１０１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の仕様上の最大出力のｍｉｎ値を表す。線１０２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の最大出力の実測値を表す。 (Control Action)
Fig. 2 is a diagram showing an example of the output current-output voltage characteristics of a DC-DC converter. In Fig. 2, the horizontal axis represents the output current of the DC-DC converter 4, and the vertical axis represents the output voltage. Line 100 represents the max value of the maximum output (rated output) in the specifications of the DC-DC converter 4. Line 101 represents the min value of the maximum output in the specifications of the DC-DC converter 4. Line 102 represents the actual measured value of the maximum output of the DC-DC converter 4.

線１０３は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４が、ＬＬＣコンバータの一般的な制御と同じ周波数変調で出力することが可能な出力電流の下限を示す線である。線１０３は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を構成する素子の素子値、スイッチング周波数の上限値によって定まる。 Line 103 indicates the lower limit of the output current that the DC-DC converter 4 can output with the same frequency modulation as the general control of an LLC converter. Line 103 is determined by the element values of the elements that make up the DC-DC converter 4 and the upper limit of the switching frequency.

線１０３で示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ４は、出力電圧が高い場合は、出力電流を非常に小さくすることができる。しかし、ＤＣ－ＤＣコンバータ４は、出力電圧が低い場合は、出力電流を小さくすることができない。 As shown by line 103, the DC-DC converter 4 can make the output current very small when the output voltage is high. However, the DC-DC converter 4 cannot make the output current small when the output voltage is low.

線１０３で表される電源装置１の特性が、本開示の「第１の出力電流－出力電圧特性」の一例に相当する。 The characteristic of power supply device 1 represented by line 103 corresponds to an example of the "first output current-output voltage characteristic" of this disclosure.

図３は、第１の実施の形態の電源装置の動作モードを示す図である。 Figure 3 shows the operating modes of the power supply device of the first embodiment.

表１１０に示すように、電源装置１は、第１モード（重負荷モード）と、第２モード（軽負荷モード）と、を有する。 As shown in Table 110, the power supply device 1 has a first mode (heavy load mode) and a second mode (light load mode).

第１モードは、ＬＬＣコンバータの一般的な制御と同じ周波数変調モードである。第２モードは、電源装置１に特有なモードであり、周波数固定パルス幅変調制御と、パルス幅固定周波数変調制御と、を含む。 The first mode is a frequency modulation mode that is the same as the general control of an LLC converter. The second mode is a mode specific to the power supply unit 1, and includes fixed-frequency pulse-width modulation control and fixed-pulse-width frequency modulation control.

スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５が予め定められた第１閾値Ｔｈ_１以上の場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を第１モードで動作させる。第１モードでは、スイッチング制御部７ｃは、デッドタイムを固定する。そして、スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５に応じて、スイッチング周波数を予め定められたｆ_３［ｋＨｚ（キロヘルツ）］から予め定められたｆ_４［ｋＨｚ］までの範囲で変動させる。ここで、ｆ_３＞ｆ_４である。 When the manipulated variable _S5 is equal to or greater than a predetermined first threshold _Th1 , the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the first mode. In the first mode, the switching control unit 7c fixes the dead time. Then, the switching control unit 7c varies the switching frequency in a range from a predetermined _f3 [kHz (kilohertz)] to a predetermined _f4 [kHz] according to the manipulated variable _S5 , where _f3 > _f4 .

スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５が第１閾値Ｔｈ_１未満の場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を第２モードで動作させる。 When the operation amount _S5 is less than the first threshold value _Th1 , the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the second mode.

更に、スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５が第１閾値Ｔｈ_１未満且つ予め定められた第２閾値Ｔｈ_２以上の場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を周波数固定パルス幅変調で制御する。ここで、Ｔｈ_２＜Ｔｈ_１である。 Furthermore, when the operation amount _S5 is less than the first threshold value _Th1 and is equal to or greater than a predetermined second threshold value _Th2 , the switching control unit 7c controls the DC-DC converter 4 by fixed frequency pulse width modulation, where _Th2 < _Th1 .

スイッチング制御部７ｃは、第２モードの周波数固定パルス幅変調制御では、スイッチング周波数を予め定められたｆ_２［ｋＨｚ］に固定する。そして、スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５に応じて、パルス幅を、予め定められた固定値のＡ［μｓ（マイクロ秒）］から、変動し得るＢ［μｓ］までの範囲で変動させる。ここで、ｆ_２＜ｆ_３であり、Ａ＜Ｂである。なお、Ｂ［μｓ］は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変動することとしても良い。 In the fixed frequency pulse width modulation control of the second mode, the switching control unit 7c fixes the switching frequency to a predetermined value _f2 [kHz]. Then, the switching control unit 7c varies the pulse width in _a range from a predetermined fixed value A [μs (microseconds)] to a variable value B [μs] according to the operation amount S5. Here, _f2 < _f3 and A<B. Note that B [μs] may vary according to the output voltage Vout.

一方、スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５が第２閾値Ｔｈ_２未満の場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４をパルス幅固定周波数変調で制御する。 On the other hand, when the manipulated variable _S5 is less than the second threshold value _Th2 , the switching control unit 7c controls the DC-DC converter 4 by pulse width fixed frequency modulation.

スイッチング制御部７ｃは、第２モードのパルス幅固定周波数変調制御では、パルス幅をＡ［μｓ］に固定する。そして、スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５に応じて、スイッチング周波数をｆ_１［ｋＨｚ］からｆ_２［ｋＨｚ］までの範囲で変動させる。ここで、ｆ_１＜ｆ_２である。 In the second mode of pulse width fixed frequency modulation control, the switching control unit 7c fixes the pulse width to A [μs]. The switching control unit 7c varies the switching frequency in the range from _f1 [kHz] to _f2 [kHz] in accordance with the manipulated variable _S5 , where _f1 < _f2 .

再び図２を参照すると、線１０４は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４が第２モードのパルス幅固定周波数変調制御で出力することが可能な出力電流の下限を示す線である。 Referring again to FIG. 2, line 104 is a line indicating the lower limit of the output current that the DC-DC converter 4 can output in the second mode of pulse width fixed frequency modulation control.

基本的には（例えば、定常動作時には）、スイッチング制御部７ｃは、線１０３よりも高出力側（図２中右側）では、第１モードでＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させ、線１０３よりも低出力側（図２中左側）では、第２モードでＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させる。 Basically (for example, during steady-state operation), the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the first mode on the higher output side of line 103 (right side in Figure 2), and operates the DC-DC converter 4 in the second mode on the lower output side of line 103 (left side in Figure 2).

但し、スイッチング制御部７ｃは、第１モードと第２モードとの切り替えの際に、線１０３よりも高出力側の線１０５まで、第２モードでＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させるようにした。その理由は、第１モードと第２モードとが頻繁に切り替わらないようにするためである。 However, when switching between the first and second modes, the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the second mode up to line 105, which is the higher output side than line 103. This is to prevent frequent switching between the first and second modes.

線１０５で表される電源装置１の特性が、本開示の「第２の出力電流－出力電圧特性」の一例に相当する。 The characteristic of power supply device 1 represented by line 105 corresponds to an example of the "second output current-output voltage characteristic" of this disclosure.

スイッチング制御部７ｃは、第１モードから第２モードへの切り替えの際には、線１０３まで、第１モードでＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させる。そして、スイッチング制御部７ｃは、線１０３から一定範囲内での動作が一定時間継続したら、線１０３上になるように、出力電圧Ｖｏｕｔ別に予め定められた操作量によって、第２モードでＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させる。 When switching from the first mode to the second mode, the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the first mode up to line 103. Then, when operation within a certain range from line 103 continues for a certain period of time, the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the second mode with a manipulation amount predetermined for each output voltage Vout so that the converter is on line 103.

例えば、スイッチング制御部７ｃは、スイッチング周波数が第１モードの周波数変調における周波数上限であることが一定時間継続したら、第２モードの出力電圧Ｖｏｕｔ別に予め定められた操作量によってＤＣ－ＤＣコンバータ４を制御する。 For example, when the switching frequency remains at the upper frequency limit in the first mode of frequency modulation for a certain period of time, the switching control unit 7c controls the DC-DC converter 4 with a control amount that is predetermined for the output voltage Vout in the second mode.

これにより、１ｍｓ（ミリ秒）から３ｍｓ程度の時間は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力電流が乱れることになるが、この出力電流の乱れは、直ぐに収束する。 As a result, the output current of the DC-DC converter 4 will be disturbed for a period of approximately 1 ms (millisecond) to 3 ms, but this disturbance in the output current will quickly converge.

また、スイッチング制御部７ｃは、第２モードから第１モードへの切り替えの際には、線１０５まで、第２モードでＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させる。そして、スイッチング制御部７ｃは、線１０５から一定範囲内での動作が一定時間継続したら、線１０３上で、第１モードでＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させる。 When switching from the second mode to the first mode, the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the second mode up to line 105. Then, when operation within a certain range from line 105 continues for a certain period of time, the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 in the first mode on line 103.

例えば、線１０５の出力電流－出力電圧特性になるように、第２モードの出力電圧Ｖｏｕｔ別に、操作量Ｓ_５の上限値である操作量上限値が予め定められる。また、線１０５の出力電流－出力電圧特性になるように、第２モードの出力電圧Ｖｏｕｔ別に、出力電流Ｉｏｕｔの上限値である出力電流上限値が予め定められる。そして、スイッチング制御部７ｃは、操作量Ｓ_５が操作量上限値であることが一定時間継続したら、又は、出力電流Ｉｏｕｔが出力電流上限値であることが一定時間継続したら、第１モードの周波数変調における周波数上限又はその付近でＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させる。周波数上限の付近とは、周波数上限から１ｋＨｚから１０ｋＨｚ程度の範囲が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 For example, a manipulated variable upper limit value, which is an upper limit value of the manipulated variable _S5 , is determined in advance for each output voltage Vout in the second mode so as to obtain the output current-output voltage characteristic of the line 105. Also, an output current upper limit value, which is an upper limit value of the output current Iout, is determined in advance for each output voltage Vout in the second mode so as to obtain the output current-output voltage characteristic of the line 105. Then, when the manipulated variable _S5 continues to be the manipulated variable upper limit value for a certain period of time, or when the output current Iout continues to be the output current upper limit value for a certain period of time, the switching control unit 7c operates the DC-DC converter 4 at or near the upper frequency limit in the frequency modulation in the first mode. The vicinity of the upper frequency limit is exemplified by a range of about 1 kHz to 10 kHz from the upper frequency limit, but the present disclosure is not limited thereto.

これにより、１ｍｓから３ｍｓ程度の時間は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力電流が乱れることになるが、この出力電流の乱れは、直ぐに収束する。 As a result, the output current of the DC-DC converter 4 will be disturbed for approximately 1 ms to 3 ms, but this disturbance in the output current will quickly converge.

以上を整理すると、線１０３から高出力側（図２中右側）の範囲が、ＤＣ－ＤＣコンバータ４が第１モードで動作する動作範囲１０６となる。また、線１０４から線１０５までの範囲が、ＤＣ－ＤＣコンバータ４が第２モードで動作する動作範囲１０７となる。 To summarize the above, the range from line 103 to the high output side (right side in Figure 2) is the operating range 106 where the DC-DC converter 4 operates in the first mode. Also, the range from line 104 to line 105 is the operating range 107 where the DC-DC converter 4 operates in the second mode.

（効果）
ＬＬＣコンバータの一般的な周波数変調制御では、線１０３までしか、出力電流を下げることができなかった。一方、電源装置１は、第２モードで動作することにより、線１０４まで、出力電流を下げることが可能である。 (effect)
In general frequency modulation control of an LLC converter, the output current can only be reduced to line 103. On the other hand, the power supply device 1 can reduce the output current to line 104 by operating in the second mode.

（変形例）
なお、ハイサイドのトランジスタ１１ａのゲートにスイッチング制御信号Ｓ_７を出力する第１駆動回路７ｄ１の電源回路は、一般に、ブートストラップ回路（例えば、非特許文献１参照）が用いられる。 (Modification)
The power supply circuit of the first drive circuit 7d1 that outputs the switching control signal _S7 to the gate of the high-side transistor 11a generally uses a bootstrap circuit (see, for example, Non-Patent Document 1).

Ｎチャネル型のトランジスタは、ゲート－ソース間の電位差（電圧）によって、オンオフ制御される。ローサイドのトランジスタ１１ｂは、ソースが基準電位であるので、ゲートに印加されるスイッチング制御信号Ｓ_８の電位が高電位ではなくても、オンオフ制御可能である。しかし、ハイサイドのトランジスタ１１ａは、ソースが高電位であるので、ゲートに印加されるスイッチング制御信号Ｓ_７の電位が高電位でないと、オンオフ制御できない。従って、ハイサイドのトランジスタ１１ａのゲートに高い電位のスイッチング制御信号Ｓ_７を印加するために、第１駆動回路７ｄ１は高い電源電圧を必要とする。 An N-channel transistor is on/off controlled by the potential difference (voltage) between the gate and source. The low-side transistor 11b has a source at the reference potential, so it can be on/off controlled even if the potential of the switching control signal _S8 applied to its gate is not high. However, the high-side transistor 11a has a source at a high potential, so it cannot be on/off controlled unless the potential of the switching control signal _S7 applied to its gate is high. Therefore, in order to apply a high potential switching control signal _S7 to the gate of the high-side transistor 11a, the first drive circuit 7d1 requires a high power supply voltage.

上記した高い電源電圧をシンプル且つ低コストで実現するために、一般に、ブートストラップ回路が用いられる。 To achieve the high power supply voltages mentioned above simply and at low cost, a bootstrap circuit is generally used.

しかしながら、ブートストラップ回路は、ローサイドのトランジスタ１１ｂが或る程度のスイッチング周波数及びパルス幅で動作しないと、コンデンサが充分にチャージされず、充分な電圧を生じることができない。このことから、トランジスタ１１ｂのスイッチング周波数及びパルス幅には、下限がある。第２モードの下限である線１０４は、この下限によるものである。 However, in the bootstrap circuit, unless the low-side transistor 11b operates at a certain switching frequency and pulse width, the capacitor is not sufficiently charged and sufficient voltage cannot be generated. For this reason, there is a lower limit to the switching frequency and pulse width of transistor 11b. The lower limit of the second mode, line 104, is due to this lower limit.

なお、従来の周波数変調制御（本実施の形態の第１モードに相当）は、線１０３が下限であったので、第１駆動回路７ｄ１の電源回路がブートストラップ回路であるか否かが下限に関係することはなかった。一方、本実施の形態では、第２モードを備え、線１０４が下限になったので、第１駆動回路７ｄ１の電源回路がブートストラップ回路であるか否かが下限に関係することになる。 In addition, in conventional frequency modulation control (corresponding to the first mode of this embodiment), since line 103 was the lower limit, whether or not the power supply circuit of the first drive circuit 7d1 was a bootstrap circuit did not matter to the lower limit. On the other hand, in this embodiment, since the second mode is provided and line 104 is the lower limit, whether or not the power supply circuit of the first drive circuit 7d1 is a bootstrap circuit matters to the lower limit.

そこで、第１駆動回路７ｄ１の電源回路は、ブートストラップ回路ではなく、ローサイドのトランジスタ１１ｂのスイッチング動作に依存しない、独立した電源回路とすると好ましい。これにより、電源装置１は、トランジスタ１１ｂのスイッチング周波数及びパルス幅の下限が実質的に無くなるので、線１０４よりも更に出力電流を下げることが可能になる。 Therefore, it is preferable that the power supply circuit of the first drive circuit 7d1 is an independent power supply circuit that does not depend on the switching operation of the low-side transistor 11b, rather than a bootstrap circuit. This makes it possible for the power supply device 1 to reduce the output current even further than that of line 104, since there is essentially no lower limit to the switching frequency and pulse width of the transistor 11b.

＜第２の実施の形態＞
第２の実施の形態の構成要素のうち、第１の実施の形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 Second Embodiment
Among the components of the second embodiment, the same components as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.

第１の実施の形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ４をハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータとしたが、フルブリッジ型のＬＬＣコンバータであっても良い。 In the first embodiment, the DC-DC converter 4 is a half-bridge type LLC converter, but it may also be a full-bridge type LLC converter.

図４は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ａは、電源装置１（図１参照）と比較して、ＤＣ－ＤＣコンバータ４に代えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ａを含む。ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ａは、フルブリッジ型のＬＬＣコンバータである。 Figure 4 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to the second embodiment. Compared to power supply device 1 (see Figure 1), power supply device 1A includes a DC-DC converter 4A instead of the DC-DC converter 4. DC-DC converter 4A is a full-bridge type LLC converter.

ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ａは、ＤＣ－ＤＣコンバータ４（図１参照）と比較して、トランス駆動回路１１に代えて、トランス駆動回路１１Ａを含む。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ａは、整流回路１３に代えて、整流回路１３Ａを含む。 Compared to the DC-DC converter 4 (see FIG. 1), the DC-DC converter 4A includes a transformer drive circuit 11A instead of the transformer drive circuit 11. The DC-DC converter 4A also includes a rectifier circuit 13A instead of the rectifier circuit 13.

トランス駆動回路１１Ａは、トランス駆動回路１１（図１参照）と比較して、コンデンサ１１ｃ及び１１ｄに代えて、トランジスタ１１ｅ及び１１ｆを含む。 Compared to the transformer driving circuit 11 (see FIG. 1), the transformer driving circuit 11A includes transistors 11e and 11f instead of capacitors 11c and 11d.

トランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｅ及び１１ｆの各々は、制御装置７によってオン状態又はオフ状態に制御される。 Each of the transistors 11a, 11b, 11e, and 11f is controlled to be in an on or off state by the control device 7.

トランジスタ１１ａのソースは、トランジスタ１１ｂのドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１１ａのドレインは、トランジスタ１１ｅのドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１１ｅのソースは、トランジスタ１１ｆのドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１１ｂのソースは、トランジスタ１１ｆのソースに電気的に接続されている。 The source of transistor 11a is electrically connected to the drain of transistor 11b. The drain of transistor 11a is electrically connected to the drain of transistor 11e. The source of transistor 11e is electrically connected to the drain of transistor 11f. The source of transistor 11b is electrically connected to the source of transistor 11f.

トランジスタ１１ａのドレインとトランジスタ１１ｅのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの一方の入力端子である。トランジスタ１１ｂのソースとトランジスタ１１ｆのソースとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの他方の入力端子である。 The connection point between the drain of transistor 11a and the drain of transistor 11e is one input terminal of the transformer drive circuit 11A. The connection point between the source of transistor 11b and the source of transistor 11f is the other input terminal of the transformer drive circuit 11A.

トランス駆動回路１１Ａの一方の入力端子は、直流電源２の一方の出力端子に電気的に接続されている。トランス駆動回路１１Ａの他方の入力端子は、直流電源２の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One input terminal of the transformer drive circuit 11A is electrically connected to one output terminal of the DC power supply 2. The other input terminal of the transformer drive circuit 11A is electrically connected to the other output terminal of the DC power supply 2.

トランス駆動回路１１Ａの２つの入力端子には、直流電源２の入力電圧Ｖｉｎが入力される。 The input voltage Vin of the DC power supply 2 is input to the two input terminals of the transformer drive circuit 11A.

トランジスタ１１ｅのソースとトランジスタ１１ｆのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの一方の出力端子である。トランジスタ１１ａのソースとトランジスタ１１ｂのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの他方の出力端子である。 The connection point between the source of transistor 11e and the drain of transistor 11f is one output terminal of the transformer drive circuit 11A. The connection point between the source of transistor 11a and the drain of transistor 11b is the other output terminal of the transformer drive circuit 11A.

トランス１２の１次巻線１２ａの一端は、コンデンサ１２ｆを介して、トランス駆動回路１１Ａの一方の出力端子に電気的に接続されている。１次巻線１２ａの他端は、トランス駆動回路１１Ａの他方の出力端子に電気的に接続されている。 One end of the primary winding 12a of the transformer 12 is electrically connected to one output terminal of the transformer drive circuit 11A via a capacitor 12f. The other end of the primary winding 12a is electrically connected to the other output terminal of the transformer drive circuit 11A.

トランス駆動回路１１Ａは、正方向の直流電圧、負方向の直流電圧、又は、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 The transformer drive circuit 11A outputs a positive DC voltage, a negative DC voltage, or a resonant voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

例えば、トランス駆動回路１１Ａは、トランジスタ１１ｂ及び１１ｅがオン状態、且つ、トランジスタ１１ａ及び１１ｆがオフ状態の場合、正方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistors 11b and 11e are on and transistors 11a and 11f are off, the transformer drive circuit 11A outputs a positive DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１Ａは、トランジスタ１１ｂ及び１１ｅがオフ状態、且つ、トランジスタ１１ａ及び１１ｆがオン状態の場合、負方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistors 11b and 11e are in the off state and transistors 11a and 11f are in the on state, the transformer driving circuit 11A outputs a negative DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１Ａは、トランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｅ及び１１ｆがオフ状態の場合、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistors 11a, 11b, 11e, and 11f are in the off state, the transformer driving circuit 11A outputs a resonant voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

整流回路１３Ａは、ブリッジダイオードとするが、本開示はこれに限定されない。 The rectifier circuit 13A is a bridge diode, but the present disclosure is not limited to this.

整流回路１３Ａは、ダイオード１３ｃから１３ｆまでを含む。ダイオード１３ｃのアノードは、ダイオード１３ｄのカソードに電気的に接続されている。ダイオード１３ｅのアノードは、ダイオード１３ｆのカソードに電気的に接続されている。 Rectifier circuit 13A includes diodes 13c to 13f. The anode of diode 13c is electrically connected to the cathode of diode 13d. The anode of diode 13e is electrically connected to the cathode of diode 13f.

ダイオード１３ｃのカソード及びダイオード１３ｅのカソードは、コンデンサ１４の一端に電気的に接続されている。ダイオード１３ｄのアノード及びダイオード１３ｆのアノードは、コンデンサ１４の他端に電気的に接続されている。 The cathode of diode 13c and the cathode of diode 13e are electrically connected to one end of capacitor 14. The anode of diode 13d and the anode of diode 13f are electrically connected to the other end of capacitor 14.

ダイオード１３ｃのアノードとダイオード１３ｄのカソードとの接続点が、整流回路１３Ａの一方の入力端子である。ダイオード１３ｅのアノードとダイオード１３ｆのカソードとの接続点が、整流回路１３Ａの他方の入力端子である。 The connection point between the anode of diode 13c and the cathode of diode 13d is one input terminal of rectifier circuit 13A. The connection point between the anode of diode 13e and the cathode of diode 13f is the other input terminal of rectifier circuit 13A.

整流回路１３Ａの一方の入力端子は、トランス１２の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。整流回路１３Ａの他方の入力端子は、トランス１２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the transformer 12. The other input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the transformer 12.

ダイオード１３ｃのカソードとダイオード１３ｅのカソードとの接続点が、整流回路１３Ａの一方の出力端子である。ダイオード１３ｄのアノードとダイオード１３ｆのアノードとの接続点が、整流回路１３Ａの他方の出力端子である。 The connection point between the cathode of diode 13c and the cathode of diode 13e is one output terminal of rectifier circuit 13A. The connection point between the anode of diode 13d and the anode of diode 13f is the other output terminal of rectifier circuit 13A.

整流回路１３Ａは、トランス１２の２次巻線１２ｂに励磁される電圧を全波整流して、コンデンサ１４に出力する。コンデンサ１４は、整流回路１３Ａで全波整流された電圧を平滑化する。 The rectifier circuit 13A full-wave rectifies the voltage excited in the secondary winding 12b of the transformer 12 and outputs it to the capacitor 14. The capacitor 14 smoothes the voltage that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 13A.

電源装置１Ａは、電源装置１と同様の効果を奏する。 Power supply device 1A has the same effects as power supply device 1.

＜第３の実施の形態＞
第３の実施の形態の構成要素のうち、第１又は第２の実施の形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 Third Embodiment
Among the components of the third embodiment, the same components as those of the first or second embodiment are given the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

図５は、第３の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ｂは、電源装置１Ａ（図４参照）と比較して、チョークコイル２２と、第１力率改善回路２３Ｂ－１と、第２力率改善回路２３Ｂ－２と、を含む。また、電源装置１Ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ａに代えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ｂを含む。 Figure 5 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a third embodiment. Compared to power supply device 1A (see Figure 4), power supply device 1B includes a choke coil 22, a first power factor correction circuit 23B-1, and a second power factor correction circuit 23B-2. Power supply device 1B also includes a DC-DC converter 4B instead of DC-DC converter 4A.

ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ａ（図４参照）と比較して、トランス駆動回路１１Ａに代えて、第１トランス駆動回路１１Ａ－１及び第２トランス駆動回路１１Ａ－２を含む。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ｂは、トランス１２に代えて、第１トランス１２－１及び第２トランス１２－２を含む。 Compared to the DC-DC converter 4A (see FIG. 4), the DC-DC converter 4B includes a first transformer drive circuit 11A-1 and a second transformer drive circuit 11A-2 instead of the transformer drive circuit 11A. The DC-DC converter 4B also includes a first transformer 12-1 and a second transformer 12-2 instead of the transformer 12.

第１力率改善回路２３Ｂ－１は、ダイオード２３ａ及び２３ｃと、トランジスタ２３ｂ及び２３ｄと、コンデンサ２３ｅと、を含む。 The first power factor correction circuit 23B-1 includes diodes 23a and 23c, transistors 23b and 23d, and a capacitor 23e.

ダイオード２３ａのアノードは、トランジスタ２３ｂのドレインに電気的に接続されている。ダイオード２３ｃのアノードは、トランジスタ２３ｄのドレインに電気的に接続されている。ダイオード２３ａのカソードは、ダイオード２３ｃのカソードに電気的に接続されている。トランジスタ２３ｂのソースは、トランジスタ２３ｄのソースに電気的に接続されている。 The anode of diode 23a is electrically connected to the drain of transistor 23b. The anode of diode 23c is electrically connected to the drain of transistor 23d. The cathode of diode 23a is electrically connected to the cathode of diode 23c. The source of transistor 23b is electrically connected to the source of transistor 23d.

トランジスタ２３ｂ及び２３ｄは、制御装置７により、オン状態又はオフ状態に制御される。 Transistors 23b and 23d are controlled to be in an on or off state by the control device 7.

ダイオード２３ａのカソード及びダイオード２３ｃのカソードは、コンデンサ２３ｅの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランジスタ２３ｂのソース及びトランジスタ２３ｄのソースは、コンデンサ２３ｅの他端（低電位側端）に電気的に接続されている。 The cathode of diode 23a and the cathode of diode 23c are electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 23e. The source of transistor 23b and the source of transistor 23d are electrically connected to the other end (low potential end) of capacitor 23e.

ダイオード２３ａのアノードとトランジスタ２３ｂのドレインとの接続点が、第１力率改善回路２３Ｂ－１の一方の入力端子である。ダイオード２３ｃのアノードとトランジスタ２３ｄのドレインとの接続点が、第１力率改善回路２３Ｂ－１の他方の入力端子である。コンデンサ２３ｅの両端が、第１力率改善回路２３Ｂ－１の出力端子である。 The connection point between the anode of diode 23a and the drain of transistor 23b is one input terminal of the first power factor correction circuit 23B-1. The connection point between the anode of diode 23c and the drain of transistor 23d is the other input terminal of the first power factor correction circuit 23B-1. Both ends of capacitor 23e are the output terminals of the first power factor correction circuit 23B-1.

第２力率改善回路２３Ｂ－２の回路構成は、第１力率改善回路２３Ｂ－１の回路構成と同じであるので、説明を省略する。 The circuit configuration of the second power factor correction circuit 23B-2 is the same as the circuit configuration of the first power factor correction circuit 23B-1, so the explanation is omitted.

第１力率改善回路２３Ｂ－１の一方の入力端子は、チョークコイル２２を介して、交流電源２１の一方の出力端子に電気的に接続されている。第１力率改善回路２３Ｂ－１の他方の入力端子は、第２力率改善回路２３Ｂ－２の一方の入力端子に電気的に接続されている。第２力率改善回路２３Ｂ－２の他方の入力端子は、交流電源２１の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One input terminal of the first power factor correction circuit 23B-1 is electrically connected to one output terminal of the AC power supply 21 via the choke coil 22. The other input terminal of the first power factor correction circuit 23B-1 is electrically connected to one input terminal of the second power factor correction circuit 23B-2. The other input terminal of the second power factor correction circuit 23B-2 is electrically connected to the other output terminal of the AC power supply 21.

つまり、第１力率改善回路２３Ｂ－１と第２力率改善回路２３Ｂ－２とは、直列接続（カスケード接続）されている。 In other words, the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2 are connected in series (cascade).

交流電源２１の電圧が正極性の場合、まず、第１力率改善回路２３Ｂ－１及び第２力率改善回路２３Ｂ－２のトランジスタ２３ｂ及び２３ｄがオン状態に制御される。これにより、電流が、交流電源２１→チョークコイル２２→第１力率改善回路２３Ｂ－１のトランジスタ２３ｂ→トランジスタ２３ｄ→第２力率改善回路２３Ｂ－２のトランジスタ２３ｂ→トランジスタ２３ｄ→交流電源２１の経路に流れる。これにより、チョークコイル２２にエネルギが蓄えられる。 When the voltage of the AC power supply 21 is positive, first, the transistors 23b and 23d of the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2 are controlled to be in the on state. As a result, a current flows from the AC power supply 21 to the choke coil 22 to the transistor 23b of the first power factor correction circuit 23B-1 to the transistor 23d to the transistor 23b of the second power factor correction circuit 23B-2 to the transistor 23d to the AC power supply 21. As a result, energy is stored in the choke coil 22.

次に、第１力率改善回路２３Ｂ－１及び第２力率改善回路２３Ｂ－２のトランジスタ２３ｂはオフ状態に制御され、トランジスタ２３ｄはオン状態に制御される。これにより、電流が、交流電源２１→チョークコイル２２→第１力率改善回路２３Ｂ－１のダイオード２３ａ→コンデンサ２３ｅ→トランジスタ２３ｄ→第２力率改善回路２３Ｂ－２のダイオード２３ａ→コンデンサ２３ｅ→トランジスタ２３ｄ→交流電源２１の経路に流れる。これにより、第１力率改善回路２３Ｂ－１及び第２力率改善回路２３Ｂ－２のコンデンサ２３ｅが蓄電される。 Next, the transistor 23b of the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2 is controlled to an off state, and the transistor 23d is controlled to an on state. As a result, a current flows from the AC power source 21 to the choke coil 22 to the diode 23a of the first power factor correction circuit 23B-1 to the capacitor 23e to the transistor 23d to the diode 23a of the second power factor correction circuit 23B-2 to the capacitor 23e to the transistor 23d to the AC power source 21. As a result, the capacitor 23e of the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2 is charged.

交流電源２１の電圧が負極性の場合、まず、第１力率改善回路２３Ｂ－１及び第２力率改善回路２３Ｂ－２のトランジスタ２３ｂ及び２３ｄがオン状態に制御される。これにより、電流が、交流電源２１→第２力率改善回路２３Ｂ－２のトランジスタ２３ｄ→トランジスタ２３ｂ→第１力率改善回路２３Ｂ－１のトランジスタ２３ｄ→トランジスタ２３ｂ→チョークコイル２２→交流電源２１の経路に流れる。これにより、チョークコイル２２にエネルギが蓄えられる。 When the voltage of the AC power supply 21 is negative, first, the transistors 23b and 23d of the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2 are controlled to be in the on state. As a result, a current flows from the AC power supply 21 to the transistor 23d of the second power factor correction circuit 23B-2 to the transistor 23b to the transistor 23d of the first power factor correction circuit 23B-1 to the transistor 23b to the choke coil 22 to the AC power supply 21. As a result, energy is stored in the choke coil 22.

次に、第１力率改善回路２３Ｂ－１及び第２力率改善回路２３Ｂ－２のトランジスタ２３ｄはオフ状態に制御され、トランジスタ２３ｂはオン状態に制御される。これにより、電流が、交流電源２１→第２力率改善回路２３Ｂ－２のダイオード２３ｃ→コンデンサ２３ｅ→トランジスタ２３ｂ→第１力率改善回路２３Ｂ－１のダイオード２３ｃ→コンデンサ２３ｅ→トランジスタ２３ｂ→チョークコイル２２→交流電源２１の経路に流れる。これにより、第１力率改善回路２３Ｂ－１及び第２力率改善回路２３Ｂ－２のコンデンサ２３ｅが蓄電される。 Next, the transistor 23d of the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2 is controlled to the off state, and the transistor 23b is controlled to the on state. As a result, a current flows from the AC power source 21 to the diode 23c of the second power factor correction circuit 23B-2 to the capacitor 23e to the transistor 23b to the diode 23c of the first power factor correction circuit 23B-1 to the capacitor 23e to the transistor 23b to the choke coil 22 to the AC power source 21. As a result, the capacitor 23e of the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2 is charged.

第１トランス駆動回路１１Ａ－１及び第２トランス駆動回路１１Ａ－２の各々の回路構成は、トランス駆動回路１１Ａ（図４参照）の回路構成と同じであるので、説明を省略する。 The circuit configurations of the first transformer driving circuit 11A-1 and the second transformer driving circuit 11A-2 are the same as the circuit configuration of the transformer driving circuit 11A (see FIG. 4), so the description is omitted.

第１トランス駆動回路１１Ａ－１の２つの入力端子には、第１力率改善回路２３Ｂ－１内のコンデンサ２３ｅの電圧が入力される。第２トランス駆動回路１１Ａ－２の２つの入力端子には、第２力率改善回路２３Ｂ－２内のコンデンサ２３ｅの電圧が入力される。 The voltage of the capacitor 23e in the first power factor correction circuit 23B-1 is input to the two input terminals of the first transformer driving circuit 11A-1. The voltage of the capacitor 23e in the second power factor correction circuit 23B-2 is input to the two input terminals of the second transformer driving circuit 11A-2.

第１トランス１２－１の１次巻線１２ａの一端は、コンデンサ１２ｆを介して、第１トランス駆動回路１１Ａ－１の一方の出力端子に電気的に接続されている。第１トランス１２－１の１次巻線１２ａの他端は、第１トランス駆動回路１１Ａ－１の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One end of the primary winding 12a of the first transformer 12-1 is electrically connected to one output terminal of the first transformer drive circuit 11A-1 via a capacitor 12f. The other end of the primary winding 12a of the first transformer 12-1 is electrically connected to the other output terminal of the first transformer drive circuit 11A-1.

第２トランス１２－２の１次巻線１２ａの一端は、コンデンサ１２ｆを介して、第２トランス駆動回路１１Ａ－２の一方の出力端子に電気的に接続されている。第２トランス１２－２の１次巻線１２ａの他端は、第２トランス駆動回路１１Ａ－２の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One end of the primary winding 12a of the second transformer 12-2 is electrically connected to one output terminal of the second transformer drive circuit 11A-2 via a capacitor 12f. The other end of the primary winding 12a of the second transformer 12-2 is electrically connected to the other output terminal of the second transformer drive circuit 11A-2.

第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂの他端と、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂの一端と、は電気的に接続されている。つまり、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂと、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂと、は直列接続されている。 The other end of the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 and one end of the secondary winding 12b of the second transformer 12-2 are electrically connected. In other words, the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 and the secondary winding 12b of the second transformer 12-2 are connected in series.

整流回路１３Ａの一方の入力端子は、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。整流回路１３Ａの他方の入力端子は、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the first transformer 12-1. The other input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the second transformer 12-2.

整流回路１３Ａは、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂ及び第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂに励磁される電圧を全波整流して、コンデンサ１４に出力する。 The rectifier circuit 13A full-wave rectifies the voltage excited in the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 and the secondary winding 12b of the second transformer 12-2, and outputs the result to the capacitor 14.

電源装置１Ｂは、電源装置１及び１Ａと同様の効果を奏する。 Power supply device 1B has the same effects as power supply devices 1 and 1A.

＜第４の実施の形態＞
第４の実施の形態の構成要素のうち、第１、第２又は第３の実施の形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 <Fourth embodiment>
Among the components of the fourth embodiment, the same components as those of the first, second or third embodiment are given the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

図６は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ｃは、電源装置１Ｂ（図５参照）と比較して、全波整流回路２４を含む。また、電源装置１Ｃは、第１力率改善回路２３Ｂ－１及び第２力率改善回路２３Ｂ－２に代えて、第１力率改善回路２３Ｃ－１及び第２力率改善回路２３Ｃ－２を含む。また、電源装置１Ｃは、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ｂに代えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ４Ｃを含む。 Figure 6 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a fourth embodiment. Compared to power supply device 1B (see Figure 5), power supply device 1C includes a full-wave rectifier circuit 24. Moreover, power supply device 1C includes a first power factor correction circuit 23C-1 and a second power factor correction circuit 23C-2 instead of the first power factor correction circuit 23B-1 and the second power factor correction circuit 23B-2. Moreover, power supply device 1C includes a DC-DC converter 4C instead of the DC-DC converter 4B.

全波整流回路２４は、ブリッジダイオードとするが、本開示はこれに限定されない。 The full-wave rectifier circuit 24 is a bridge diode, but the present disclosure is not limited to this.

全波整流回路２４は、ダイオード２４ａから２４ｄまでを含む。ダイオード２４ａのアノードは、ダイオード２４ｂのカソードに電気的に接続されている。ダイオード２４ａのカソードは、ダイオード２４ｃのカソードに電気的に接続されている。ダイオード２４ｂのアノードは、ダイオード２４ｄのアノードに電気的に接続されている。ダイオード２４ｃのアノードは、ダイオード２４ｄのカソードに電気的に接続されている。 The full-wave rectifier circuit 24 includes diodes 24a to 24d. The anode of diode 24a is electrically connected to the cathode of diode 24b. The cathode of diode 24a is electrically connected to the cathode of diode 24c. The anode of diode 24b is electrically connected to the anode of diode 24d. The anode of diode 24c is electrically connected to the cathode of diode 24d.

ダイオード２４ａのアノードとダイオード２４ｂのカソードとの接続点が、全波整流回路２４の一方の入力端子である。ダイオード２４ｃのアノードとダイオード２４ｄのカソードとの接続点が、全波整流回路２４の他方の入力端子である。全波整流回路２４の２つの入力端子は、交流電源２１に電気的に接続されている。 The connection point between the anode of diode 24a and the cathode of diode 24b is one input terminal of the full-wave rectifier circuit 24. The connection point between the anode of diode 24c and the cathode of diode 24d is the other input terminal of the full-wave rectifier circuit 24. The two input terminals of the full-wave rectifier circuit 24 are electrically connected to the AC power source 21.

ダイオード２４ａのカソードとダイオード２４ｃのカソードとの接続点が、全波整流回路２４の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオード２４ｂのアノードとダイオード２４ｄのアノードとの接続点が、全波整流回路２４の他方（低電位側）の出力端子である。 The connection point between the cathode of diode 24a and the cathode of diode 24c is one (high potential side) output terminal of full-wave rectifier circuit 24. The connection point between the anode of diode 24b and the anode of diode 24d is the other (low potential side) output terminal of full-wave rectifier circuit 24.

全波整流回路２４は、交流電源２１から入力される交流入力電圧を全波整流して出力する。 The full-wave rectifier circuit 24 full-wave rectifies the AC input voltage input from the AC power source 21 and outputs it.

第１力率改善回路２３Ｃ－１は、ダイオード２３ｆと、トランジスタ２３ｇと、コンデンサ２３ｈと、を含む。 The first power factor correction circuit 23C-1 includes a diode 23f, a transistor 23g, and a capacitor 23h.

ダイオード２３ｆのアノードは、トランジスタ２３ｇのドレインに電気的に接続されている。 The anode of diode 23f is electrically connected to the drain of transistor 23g.

トランジスタ２３ｇは、制御装置７により、オン状態又はオフ状態に制御される。 Transistor 23g is controlled to be in an on or off state by control device 7.

ダイオード２３ｆのカソードは、コンデンサ２３ｈの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランジスタ２３ｇのソースは、コンデンサ２３ｈの他端（低電位側端）に電気的に接続されている。 The cathode of diode 23f is electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 23h. The source of transistor 23g is electrically connected to the other end (low potential end) of capacitor 23h.

ダイオード２３ｆのアノードとトランジスタ２３ｇのドレインとの接続点が、第１力率改善回路２３Ｃ－１の一方の入力端子である。トランジスタ２３ｇのソースとコンデンサ２３ｈの他端との接続点が、第１力率改善回路２３Ｃ－１の他方の入力端子である。コンデンサ２３ｈの両端が、第１力率改善回路２３Ｃ－１の出力端子である。 The connection point between the anode of diode 23f and the drain of transistor 23g is one input terminal of the first power factor correction circuit 23C-1. The connection point between the source of transistor 23g and the other end of capacitor 23h is the other input terminal of the first power factor correction circuit 23C-1. Both ends of capacitor 23h are output terminals of the first power factor correction circuit 23C-1.

第２力率改善回路２３Ｃ－２の回路構成は、第１力率改善回路２３Ｃ－１の回路構成と同じであるので、説明を省略する。 The circuit configuration of the second power factor correction circuit 23C-2 is the same as the circuit configuration of the first power factor correction circuit 23C-1, so the explanation is omitted.

第１力率改善回路２３Ｃ－１の一方の入力端子は、チョークコイル２２－１を介して、交流電源２１の一方の出力端子に電気的に接続されている。第１力率改善回路２３Ｃ－１の他方の入力端子は、第２力率改善回路２３Ｃ－２の一方の入力端子に電気的に接続されている。第２力率改善回路２３Ｃ－２の他方の入力端子は、チョークコイル２２－２を介して、交流電源２１の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One input terminal of the first power factor correction circuit 23C-1 is electrically connected to one output terminal of the AC power supply 21 via the choke coil 22-1. The other input terminal of the first power factor correction circuit 23C-1 is electrically connected to one input terminal of the second power factor correction circuit 23C-2. The other input terminal of the second power factor correction circuit 23C-2 is electrically connected to the other output terminal of the AC power supply 21 via the choke coil 22-2.

つまり、第１力率改善回路２３Ｃ－１と第２力率改善回路２３Ｃ－２とは、直列接続（カスケード接続）されている。 In other words, the first power factor correction circuit 23C-1 and the second power factor correction circuit 23C-2 are connected in series (cascade).

なお、電源装置１Ｃが、２個のチョークコイル２２－１及び２２－２を含むこととしたが、本開示はこれに限定されない。チョークコイルはどちらか１個でも良い。 Note that while the power supply device 1C is described as including two choke coils 22-1 and 22-2, the present disclosure is not limited to this. Only one choke coil may be used.

第１トランス駆動回路１１Ａ－１の２つの入力端子には、第１力率改善回路２３Ｃ－１内のコンデンサ２３ｈの電圧が入力される。第２トランス駆動回路１１Ａ－２の２つの入力端子には、第２力率改善回路２３Ｃ－２内のコンデンサ２３ｈの電圧が入力される。 The voltage of the capacitor 23h in the first power factor correction circuit 23C-1 is input to the two input terminals of the first transformer driving circuit 11A-1. The voltage of the capacitor 23h in the second power factor correction circuit 23C-2 is input to the two input terminals of the second transformer driving circuit 11A-2.

整流回路１３Ａの一方の入力端子は、チョークコイル２５－１を介して、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。整流回路１３Ａの他方の入力端子は、チョークコイル２５－２を介して、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 via a choke coil 25-1. The other input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the second transformer 12-2 via a choke coil 25-2.

コンデンサ１４の一端は、チョークコイル２６を介して、負荷３の一端に電気的に接続されている。コンデンサ１４の他端は、負荷３の他端に電気的に接続されている。 One end of the capacitor 14 is electrically connected to one end of the load 3 via the choke coil 26. The other end of the capacitor 14 is electrically connected to the other end of the load 3.

電源装置１Ｃは、電源装置１、１Ａ及び１Ｂと同様の効果を奏する。 Power supply device 1C has the same effects as power supply devices 1, 1A, and 1B.

本発明のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These embodiments can be embodied in various other forms, and various omissions, substitutions, and modifications can be made without departing from the gist of the invention. These embodiments and their modifications are within the scope of the invention and its equivalents as set forth in the claims, as well as the scope and gist of the invention.

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ電源装置
２直流電源
３負荷
４、４Ａ、４Ｂ、４ＣＤＣ－ＤＣコンバータ
５電流センサ
６電圧センサ
７制御装置
７ａ減算器
７ｂ電流制御器
７ｃスイッチング制御部
７ｄ駆動回路
７ｄ１第１駆動回路
７ｄ２第２駆動回路
８電流、電力、電圧指示部
１１、１１Ａトランス駆動回路
１１Ａ－１第１トランス駆動回路
１１Ａ－２第２トランス駆動回路
１２トランス
１２－１第１トランス
１２－２第２トランス
１３、１３Ａ整流回路
１４コンデンサ
２１交流電源
２２、２２－１、２２－２、２５－１、２５－２、２６チョークコイル
２３Ｂ－１第１力率改善回路
２３Ｂ－２第２力率改善回路
２３Ｃ－１第１力率改善回路
２３Ｃ－２第２力率改善回路
２４全波整流回路 REFERENCE SIGNS LIST 1, 1A, 1B, 1C Power supply device 2 DC power supply 3 Load 4, 4A, 4B, 4C DC-DC converter 5 Current sensor 6 Voltage sensor 7 Control device 7a Subtractor 7b Current controller 7c Switching control section 7d Drive circuit 7d1 First drive circuit 7d2 Second drive circuit 8 Current, power, voltage indicator 11, 11A Transformer drive circuit 11A-1 First transformer drive circuit 11A-2 Second transformer drive circuit 12 Transformer 12-1 First transformer 12-2 Second transformer 13, 13A Rectifier circuit 14 Capacitor 21 AC power supply 22, 22-1, 22-2, 25-1, 25-2, 26 Choke coil 23B-1 First power factor correction circuit 23B-2 Second power factor correction circuit 23C-1 First power factor correction circuit 23C-2 Second power factor correction circuit 24 Full wave rectifier circuit

Claims

A power supply device having a heavy load mode, a first light load mode in which a load is lighter than that in the heavy load mode, and a second light load mode in which a load is lighter than that in the first light load mode,
A DC-DC converter that converts an input voltage and outputs the converted voltage;
a control device that controls the DC-DC converter by changing a switching frequency of a switching control signal of the DC-DC converter when an operation amount of the DC-DC converter is larger than a first threshold value that separates the heavy load mode and the first light load mode, by fixing the switching frequency and changing a pulse width of the switching control signal when the operation amount of the DC-DC converter is smaller than the first threshold value and larger than a second threshold value that separates the first light load mode and the second light load mode, and by fixing the pulse width and changing the switching frequency when the operation amount of the DC-DC converter is smaller than the second threshold value ;
Equipped with
A power supply device comprising:

The control device includes:
When switching between the heavy load mode and the first light load mode, the DC-DC converter is controlled in the first light load mode up to a second output current-output voltage characteristic on a higher power side than the first output current-output voltage characteristic separated by the first threshold value.
2. The power supply device according to claim 1 .

The control device includes:
When switching from the heavy load mode to the first light load mode, the DC-DC converter is controlled in the heavy load mode up to the first output current-output voltage characteristic, and when a switching frequency of the switching control signal continues to be an upper frequency limit in the frequency modulation of the heavy load mode for a certain period of time, the DC-DC converter is controlled by an operation amount that is predetermined for an output voltage of the first light load mode.
3. The power supply device according to claim 2 .

an operation amount upper limit value, which is an upper limit value of an operation amount, is determined in advance for each output voltage in the first light load mode so as to obtain the second output current-output voltage characteristic; and an output current upper limit value, which is an upper limit value of an output current, is determined in advance for each output voltage in the first light load mode so as to obtain the second output current-output voltage characteristic;
The control device includes:
When switching from the first light load mode to the heavy load mode, if the manipulated variable continues to be the manipulated variable upper limit value for a certain period of time, or if the output current continues to be the output current upper limit value for a certain period of time, the DC-DC converter is controlled at or near the upper limit of the frequency of the frequency modulation in the heavy load mode.
4. The power supply device according to claim 2 or 3 .

the control device includes a drive circuit that outputs the switching control signal to a high-side switching element and a low-side switching element in the DC-DC converter;
a power supply circuit of a circuit that outputs the switching control signal to the high-side switching element in the drive circuit is a power supply circuit that does not depend on a switching operation of the low-side switching element.
5. A power supply device according to claim 1, wherein the power supply device is a power supply unit.