JP7693489B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、負荷が接続される三相交流電源の各電源ラインにその負荷とは並列の関係に接続される電力変換装置に関する。

電気機器等の負荷が接続される三相交流電源の各電源ラインにその負荷とは並列の関係に接続され、その負荷に流れる電流に含まれる高調波成分を抑制するアクティブフィルタ等の電力変換装置が知られている。

特許第５８７１８３２号公報

三相交流電源の電圧に不平衡が生じた場合、各電源ラインと電力変換装置との間に流れる各相電流に不平衡が生じる。各電源ラインと電力変換装置との間に流れる各相電流に不平衡が生じると、電力変換装置における特定の相のスイッチ素子やコンデンサに電流が集中し、スイッチ素子の破壊やコンデンサの寿命低下を招く可能性がある。

本発明の実施形態の目的は、スイッチ素子の破壊やコンデンサの寿命低下を防ぐことができる信頼性にすぐれた電力変換装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、三相交流電源の各電源ラインに接続されそれぞれが複数の単位変換器を直列接続してなるマルチレベル変換器と、制御手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する第１検出手段と、前記各電源ラインから前記マルチレベル変換器への入力電流を検出する第２検出手段と、を備える。制御手段は、前記負荷に流れる電流の高調波成分を検出し、その高調波成分を抑制するために前記各電源ラインに流すべき補償電流を求め、その補償電流が得られるよう前記マルチレベル変換器の出力電圧を制御するとともに、前記各電源ラインと前記マルチレベル変換器との間に流れる電流の実効値が閾値に収まるよう前記補償電流の値を制御する。とくに、制御手段は、前記第１電流検出手段で検出される負荷電流の高調波成分を検出する高調波検出部と；前記高調波検出部で検出される前記高調波成分を抑制するために前記各電源ラインに流すべき補償電流を算出する補償電流算出部と；前記補償電流算出部で算出される前記補償電流にゲインを乗算するゲイン乗算部と：前記ゲイン乗算部の乗算がなされた前記補償電流を得るのに必要な前記マルチレベル変換器の出力電圧を制御する電圧制御部と；前記補償電流算出部で算出される前記補償電流または前記第２電流検出手段で検出される入力電流に基づいて、前記各電源ラインと前記マルチレベル変換器との間に流れる電流の各実効値を算出する実効値算出部と；前記実効値算出部で算出される各実効値と閾値とを比較し、その比較結果に応じて前記乗算部の前記ゲインを制御するゲイン制御部と；を含む。ゲイン制御部は、前記実効値算出部で算出される前記各実効値が前記閾値以下の場合は前記ゲインを“１”に設定し、前記実効値算出部で算出される前記各実効値のいずれかが前記閾値より大きい場合はその閾値と前記各実効値のうち最大値との比を前記ゲインとして設定する。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における電源電圧の零クロス点検出回路の構成を示す図。 図２における零クロス点検出信号を示す図。 一実施形態における制御部の要部の構成を示すブロック図。 一実施形態における線間電圧および負荷電流の波形を示す図。 一実施形態における入力電流の実効値の変化の例を示す図。 一実施形態における初期充電時の各コンデンサ電圧の変化の例を示す図。 一実施形態における制御部の制御を説明するためのフローチャート。

本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、三相交流電源１のＲ相，Ｓ相，Ｔ相電源ライン（第１，第２，第３電源ライン）Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔに負荷である例えば空気調和機２が接続されている。空気調和機２は、ブリッジ接続した複数のダイオードにより電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔを整流する整流回路３、この整流回路３の出力電圧が直流リアクトル４を介して印加される直流コンデンサ５、この直流コンデンサ５の電圧を所定周波数の交流電圧に変換し出力するインバータ６、このインバータ６の出力により動作する圧縮機モータ７などを含む。

この空気調和機２が接続されている電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに、本実施形態の電力変換装置１０が、空気調和機２とは並列の関係に接続されている。

電力変換装置１０は、初期充電回路Ａ、バッファリアクトル１１ｒ，１１ｓ，１１ｔ、この初期充電回路Ａおよびバッファリアクトル１１ｒ，１１ｓ，１１ｔを介して電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに一端が接続され他端が相互接続（スター結線）されたクラスタ（第１，第２，第３クラスタ）１２ｒ，１２ｓ，１２ｔ、電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔにおける初期充電回路Ａの接続位置より空気調和機２側の位置に配置され電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔおよび空気調和機２に流れる電流（負荷電流という）Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを検出する検出部（第１検出手段）１３、初期充電回路Ａとバッファリアクトル１１ｒ，１１ｓ，１１ｔとの間の通電路に配置され電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔとクラスタ１２ｒ，１２ｓ，１２ｔとの間に流れる電流Ｉrm，Ｉsm，Ｉtmを検出する検出部（第２検出手段）１４、電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに接続され線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrの零クロス点を検出する検出部１５、これら検出部１３，１４，１５の検出結果に応じてクラスタ１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを制御する制御部１６を含む。なお、これらのクラスタ１２ｒ，１２ｓ，１２ｔによってマルチレベル変換機１２が形成されている。すなわち、制御部１６は、マルチレベル変換機１２を制御する。

初期充電回路Ａは、電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔとバッファリアクトル１１ｒ，１１ｓ，１１ｔとの間の通電路に挿入された抵抗器Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔ、およびこれら抵抗器Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔに並列接続された開閉器Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔを含む。開閉器Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔは、制御部１６によって開閉が制御されるリレー接点または半導体スイッチであり、三相交流電源１の電源投入時はそれまでのオフ状態を継続することで抵抗器Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔを介したコンデンサ充電用の通電路を形成し、電源投入から所定時間が経過したところでターンオンすることにより抵抗器Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔに対するバイパス通電路を形成する。所定時間とは、クラスタ１２ｒ，１２ｓ，１２ｔにおける各単位変換器２０ｒ～２０ｔのコンデンサ２５が十分に充電されるのに要する時間である。なお、抵抗器Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔを複数の正特性サーミスタに置き換える構成としてもよい。

電源ラインＬｒに接続されたクラスタ１２ｒは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（セル）２０ｒを直列接続（カスケード接続）してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、各単位変換器２０ｒの出力電圧（セル出力電圧）を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖrmを生成し出力する。

各単位変換器２０ｒは、一対の出力端子、それぞれ寄生ダイオードＤを有するスイッチ素子２１，２２，２３，２４、これらスイッチ素子２１～２４を介して上記出力端子に接続されたコンデンサ（直流コンデンサ）２５、このコンデンサ２５の電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検出して制御部１６に知らせる電圧検出部２６などを含み、スイッチ素子２１～２４のオン，オフ（開閉）による複数の通電路の選択的な形成により複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧を生成し出力する。スイッチ素子２１～２４は、半導体スイッチ素子であり例えばMOSFETやIGBTが用いられる。

電源ラインＬｓに接続されたクラスタ１２ｓは、それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器２０ｓを直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、各単位変換器２０ｓの出力電圧（セル出力電圧）を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖsmを生成し出力する。各単位変換器２０ｓの構成は、各単位変換器２０ｒの構成と同じである。

電源ラインＬｔに接続されたクラスタ１２ｔは、それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器２０ｔを直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、各単位変換器２０ｔの出力電圧（セル出力電圧）を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖtmを生成し出力する。各単位変換器２０ｔの構成は、各単位変換器２０ｒの構成と同じである。

検出部１５は、線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrの零クロス点を検出するもので、図２に示す構成の零クロス点検出回路を３相分有している。この３つの零クロス点検出回路の構成は同じであり、線間電圧Ｅrsの零クロス点検出回路の構成を代表として図２に示している。

線間電圧Ｅrsの零クロス点検出回路は、電源ラインＬｒ，Ｌｓの線間電圧Ｅrsをダイオード３１および抵抗器３２を介してフォトカプラ３３のフォトダイオード３３ａに加え、一定の直流電圧Ｖを抵抗器３４を介してフォトカプラ３３のフォトトランジスタ３３ｂのコレクタ・エミッタ間に加え、フォトトランジスタ３３ｂのコレクタ・エミッタ間に生じる電圧Ｖroを零クロス点検出信号として出力する。すなわち、線間電圧Ｅrsの変化に応じてフォトダイオード３３ａが発光と消光を繰り返し、その発光と消光に応じたフォトトランジスタ３３ｂのオン，オフにより、図３に示すように線間電圧Ｅrsの零クロス点ごとに電圧が高レベルと低レベルに変化する波形の零クロス点検出信号Ｖroを出力する。Ｖroが高レベルから低レベルに変化する時点、低レベルから高レベルに変化する時点が零クロス点である。同様に、線間電圧Ｅstの零クロス点検出回路は零クロス点検出信号Ｖsoを出力し、線間電圧Ｅtrの零クロス点検出回路は零クロス点検出信号Ｖtoを出力する。

制御部１６は、電源に流れる電流、すなわち後述する電流（Ir＋Irm）、（Is＋Ism）、（It＋Itm）、をできるだけ電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔと同期した正弦波に近づけるために、検出部１３で検出される負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの高調波成分を検出し、その高調波成分を抑制するために電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに流すべき補償電流（負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに足し合わせるべき補償電流）を算出し、その補償電流を得るのに必要なマルチレベル変換器の出力電圧（交流電圧）Ｖrm，Ｖsm，Ｖtmを算出し、その出力電圧Ｖrm，Ｖsm，Ｖtmが得られるようにマルチレベル変換器１２における各単位変換器２０ｒ～２０ｔのスイッチングを制御する。マルチレベル変換器１２から電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに交流電圧Ｖrm，Ｖsm，Ｖtmが供給されることにより、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波成分を抑制することができる。すなわち、電力変換装置１０はいわゆるアクティブフィルタとして動作する。

とくに、制御部１６は、電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔとマルチレベル変換器１２との間に流れる電流Ｉrm，Ｉsm，Itmの実効値が閾値(所定の上限値)に収まるよう、上記補償電流の値を制御（フィードバック制御）する。以下、電流Ｉrm，Ｉsm，Itmのことをマルチレベル変換器１２への入力電流という。

制御部１６は、これらの制御を実行する具体的な手段として、図４に示す高調波検出部４１、補償電流算出部４２、ゲイン乗算部４３、電圧制御部４４、座標変換部４５、実効値算出部４６、ゲイン制御部４７を含む。
高調波検出部４１は、検出部１３で検出される負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの高調波成分Ｉrh，Ｉsh，Ｉthを検出する。補償電流算出部４２は、高調波検出部４１で検出される高調波成分Ｉrh，Ｉsh，Ｉthを抑制するために電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに流すべき補償電流（負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに足し合わせるべき補償電流）の回転座標軸上の指令値（補償電流指令値という）Ｉｄ，Ｉｑを算出する。ゲイン乗算部４３は、補償電流算出部４２で算出される補償電流指令値Ｉｄ，ＩｑにゲインＫをそれぞれ乗算し、その乗算結果を補償電流指令値Ｉdref，Ｉqrefとして出力する。電圧制御部４４は、ゲイン乗算部４３から出力される補償電流指令値Ｉdref，Ｉqrefに追従する入力電流Ｉrm，Ｉsm，Itmを生じさせるために必要なマルチレベル変換器１２の出力電圧（交流電圧）Ｖrm，Ｖsm，Ｖtmを算出する。

制御部１６は、この電圧制御部４４で算出される出力電圧Ｖrm，Ｖsm，Ｖtmがマルチレベル変換器１２で得られるよう、マルチレベル変換器１２における各単位変換器２０ｒ～２０ｔの出力電圧を制御する。

座標変換部４５は、補償電流算出部４２で算出される補償電流指令値Ｉｄ，Ｉｑを座標変換により静止座標軸上の入力電流指令値Ｉrm_ref，Ｉsm_ref，Itm_refに変換する。実効値算出部４６は、座標変換部４５で得られる入力電流指令値Ｉrm_ref，Ｉsm_ref，Itm_refに基づき、マルチレベル変換器１２への現時点の入力電流Ｉrm，Ｉsm，Itmの実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsを算出する。

ゲイン制御部４７は、実効値算出部４６で算出される実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsと予め定めている閾値Ｉｍとを比較し、その比較結果に応じて乗算部４３のゲインＫを制御する。具体的には、実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsが閾値Ｉｍ以下の場合、ゲインＫを“１”に設定する（Ｋ＝“１”）。実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsのいずれかが閾値Ｉｍより大きい場合、閾値Ｉｍと実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsのうち最大値との比（Ｉｍ／実効値の最大値）をゲインＫ（＝“１”未満）として設定する。

電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔが不平衡状態にある場合の線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrおよび負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの例を図５に示し、それに伴う入力電流Ｉrm，Ｉsm，Ｉtmの実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsの変化の例を図６に示している。

すなわち、電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔが不平衡状態にあるとき、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔがアンバランスとなる。アンバランスとなった負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを補償する電流Ｉrm，Ｉsm，Ｉtmをマルチレベル変換器１２が出力するため、このままでは、特定相のクラスタに電流が多く集中することになり、例えば図６のように入力電流Ｉrmの実効値Ｉr_rmsが大きく上昇して閾値Ｉｍを超えてしまい、クラスタ１２ｒにおける各単位変換器２０ｒのスイッチ素子２１～２４の破壊やコンデンサ２５の寿命低下を招く可能性がある。

そこで、入力電流Ｉrmの実効値Ｉrm_rmsが閾値Ｉｍに達したところで、高調波抑制用の補償電流指令値Ｉｄ，Ｉｑに対するゲインＫを通常の“１”未満の値とすることで、入力電流Ｉrmの実効値Ｉrm_rmsを閾値Ｉｍ以下に抑制することができる。ここで、ゲインＫは、閾値Ｉｍと実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsのうち最大値との比（Ｉｍ／実効値の最大値）が設定されている。この結果、実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsのうち最大値を示している電流が閾値Iｍに収まるようになる。一方、最大値ではない実効値の電流は、このゲインＫの低下に伴いより低い値に制御されるが、各実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Itm_rmsは一律の比率（ゲインＫ）低下させられるため、高調波抑制用の補償電流は同じ比率で低減される。そして、これにより、クラスタ１２ｒにおける各単位変換器２０ｒのスイッチ素子２１～２４の破壊やコンデンサ２５の寿命低下を防ぐことができる。

なお、電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔが不平衡状態にある場合にクラスタ１２ｒ，１２ｓ，１２ｔの各コンデンサ２５を初期充電した際の各コンデンサ電圧Ｖｃの変化を図７に示している。Ｖcrはマルチレベル変換器１２ｒにおける各コンデンサ電圧Ｖcの平均値、Ｖcsはマルチレベル変換器１２ｓにおける各コンデンサ電圧Ｖcの平均値、Ｖctはマルチレベル変換器１２ｔにおける各コンデンサ電圧Ｖcの平均値である。この例では、コンデンサ電圧平均値Ｖcr，Ｖcsはほぼ同じ値で推移し、コンデンサ電圧平均値Ｖctはコンデンサ電圧平均値Ｖcr，Ｖcsより低い値で推移している。つまり、コンデンサ電圧平均値Ｖcr，Ｖcs，Ｖctがアンバランスとなる。

制御部１６は、検出部１５で得られる零クロス点信号Ｖro，Ｖso，Ｖto、クラスタ１２ｒにおける各単位変換器２０ｒの各電圧検出部２６で検出される各コンデンサ電圧Ｖｃの平均値Ｖcr、クラスタ１２ｓにおける各単位変換器２０ｓの各電圧検出部２６で検出される各コンデンサ電圧Ｖｃの平均値Ｖcs、クラスタ１２ｔにおける各単位変換器２０ｔの各電圧検出部２６で検出される各コンデンサ電圧Ｖｃの平均値Ｖcｔ、クラスタ１２ｒにおける各単位変換器２０ｒの個数Ｎ、クラスタ１２ｓにおける各単位変換器２０ｓの個数Ｎ、クラスタ１２ｔにおける各単位変換器２０ｔの個数Ｎを用いる下式の演算により、線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrを求める。√2は“２”の平方根である。

Ｅrs＝（Ｖcr－Ｖcs）×Ｎ／√2
Ｅst＝（Ｖcs－Ｖct）×Ｎ／√2
Ｅtr＝（Ｖct－Ｖcr）×Ｎ／√2
そして、制御部１６は、求めた線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrを用いる下式の演算により、不平衡率を求める。
不平衡率＝（線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrと平均電圧Ｅaveとの差の最大値）／（平均電圧Ｅave）×100％
ここで、平均電圧Ｅaveは、線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrの平均値のことで、（Ｅrs＋Ｅst＋Ｅtr）／３として求める。この平均電圧Ｅaveと線間電圧Ｅrs，Ｅst，Ｅtrとの差（絶対値）Ｅave－Ｅrｓ，Ｅave－Ｅst，Ｅave－Ｅstのうち最も大きい値を、平均電圧Ｅaveで除算して得られる値の百分率で表現したものが不平衡率である。

制御部１６は、図８のフローチャートに示すように、電源電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔの不平衡率を算出し（S1）、算出した不平衡率が設定値未満たとえば10％未満であるか否かを判定する（S2）。

不平衡率が10％未満の場合（S2のYES）、制御部１６は、入力電流Ｉrm，Ｉsm，Ｉtmの実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Ｉtm_rmsを上記ゲインＫの制御により閾値Ｉｍ以下に抑制できるとの判断の下に、高調波を抑制するためのマルチレベル変換器１２の作動を続ける（S3）。

不平衡率が10％以上の場合（S2のNO）、制御部１６は、入力電流Ｉrm，Ｉsm，Ｉtmの実効値Ｉrm_rms，Ｉsm_rms，Ｉtm_rmsを上述の閾値Ｉｍ以下に抑制することは難しいとの判断の下に、マルチレベル変換器１２を停止し、マルチレベル変換器１２を保護する。

上記実施形態では、クラスタ１２ｒ，１２ｓ，１２ｔのそれぞれの他端を相互接続（スター結線）する構成の電力変換装置について説明したが、クラスタ１２ｒ，１２ｓ，１２ｔを電源ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの相互間に接続するいわゆるデルタ結線の電力変換装置においても同様に実施可能である。

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態および変形例は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…三相交流電源、Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ…電源ライン、３…空気調和機（負荷）、１０…電力変換装置、１２…マルチレベル変換器、１２ｒ，１２ｓ，１２ｔ…クラスタ、１６…制御部、２０ｒ，２０ｓ，２０ｔ…単位変換器、２１～２４…スイッチ素子、２５…コンデンサ

Claims (2)

1. 負荷が接続される三相交流電源の各電源ラインにその負荷とは並列の関係に接続される電力変換装置であって、
   前記各電源ラインに接続され、それぞれが複数の単位変換器を直列接続してなるマルチレベル変換器と、
   前記負荷に流れる電流の高調波成分を検出し、その高調波成分を抑制するために前記各電源ラインに流すべき補償電流を求め、その補償電流が得られるよう前記マルチレベル変換器の出力電圧を制御するとともに、前記各電源ラインと前記マルチレベル変換器との間に流れる電流の実効値が閾値に収まるよう前記補償電流の値を制御する制御手段と、
   前記負荷に流れる負荷電流を検出する第１検出手段と、
   前記各電源ラインから前記マルチレベル変換器への入力電流を検出する第２検出手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記第１電流検出手段で検出される負荷電流の高調波成分を検出する高調波検出部と、
   前記高調波検出部で検出される前記高調波成分を抑制するために前記各電源ラインに流すべき補償電流を算出する補償電流算出部と、
   前記補償電流算出部で算出される前記補償電流にゲインを乗算するゲイン乗算部と、
   前記ゲイン乗算部の乗算がなされた前記補償電流を得るのに必要な前記マルチレベル変換器の出力電圧を制御する電圧制御部と、
   前記補償電流算出部で算出される前記補償電流または前記第２電流検出手段で検出される入力電流に基づいて、前記各電源ラインと前記マルチレベル変換器との間に流れる電流の各実効値を算出する実効値算出部と、
   前記実効値算出部で算出される各実効値と閾値とを比較し、その比較結果に応じて前記乗算部の前記ゲインを制御するゲイン制御部と、
   を含み、
   前記ゲイン制御部は、前記実効値算出部で算出される前記各実効値が前記閾値以下の場合は前記ゲインを“１”に設定し、前記実効値算出部で算出される前記各実効値のいずれかが前記閾値より大きい場合はその閾値と前記各実効値のうち最大値との比を前記ゲインとして設定する、
   電力変換装置。
2. 前記制御手段は、前記三相交流電源の電圧の不平衡率を算出し、算出した不平衡率が設定値未満の場合は前記マルチレベル変換器を作動し、前記算出した不平衡率が前記設定値以上の場合は前記マルチレベル変換器を停止する、
   請求項１に記載の電力変換装置。

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