JP7722110B2 - Motor control device - Google Patents
Motor control deviceInfo
- Publication number
- JP7722110B2 JP7722110B2 JP2021162345A JP2021162345A JP7722110B2 JP 7722110 B2 JP7722110 B2 JP 7722110B2 JP 2021162345 A JP2021162345 A JP 2021162345A JP 2021162345 A JP2021162345 A JP 2021162345A JP 7722110 B2 JP7722110 B2 JP 7722110B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- command value
- current command
- speed
- axis
- motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
本開示は、モータ制御装置に関する。 This disclosure relates to a motor control device.
ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）の制御の一つとして、モータの回転に伴って発生する誘起電圧を用いてモータのロータ位置の推定（以下では「位置推定」と呼ぶことがある）を行う位置センサレス制御が知られている。位置センサレス制御では、モータの停止状態や、モータの誘起電圧が小さい極低回転状態において位置推定の誤差が大きくなる。 One known method of controlling a PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motor) is position sensorless control, which estimates the motor's rotor position (hereinafter sometimes referred to as "position estimation") using the induced voltage generated as the motor rotates. With position sensorless control, errors in position estimation become significant when the motor is stopped or when the motor is rotating at extremely low speeds, where the induced voltage is small.
これに対し、位置センサレス制御モードとは異なる運転モードとして、速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータを同期させる「同期運転モード」を設け、同期運転モードにおいて軸誤差が０近傍になるように電流ベクトルの位相（以下では「電流位相」と呼ぶことがある）を調整した上で、運転モードを同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行させる技術がある。 In response to this, there is a technology that provides a "synchronous operation mode" that is different from the position sensorless control mode, in which the motor is synchronized with the rotational phase of the control system coordinate axis based on the speed command value, and then adjusts the phase of the current vector (hereinafter sometimes referred to as "current phase") so that the axis error is close to zero in the synchronous operation mode, and then transitions the operation mode from the synchronous operation mode to the position sensorless control mode.
同期運転モードにおいて電流位相のみが調整された状態で運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードに切り替わる上記技術は、ｑ軸電流のみがトルクに寄与しｄ軸電流がトルクに寄与しない（換言すれば、ｄ軸電流によるリラクタンストルクを発生させない）ＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）には適用可能である。これは、ｄ軸電流が０に調整される位置センサレス制御に切り替わる際に、切り替わる直前のｑ軸電流値を初期値として設定しても、ＳＰＭＳＭにはトルクの変動が生じないため、モータの制御が不安定化しないからである。 The above technology, in which the operation mode is switched from synchronous operation mode to position sensorless control mode with only the current phase adjusted in synchronous operation mode, can be applied to SPMSMs (Surface Permanent Magnet Synchronous Motors), in which only the q-axis current contributes to torque and the d-axis current does not contribute to torque (in other words, the d-axis current does not generate reluctance torque). This is because, when switching to position sensorless control, in which the d-axis current is adjusted to zero, even if the q-axis current value immediately before the switch is set as the initial value, no torque fluctuations occur in the SPMSM, and motor control does not become unstable.
しかし、リラクタンストルクを発生させるＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）では、ｄ－ｑ座標の第一象限で定トルク曲線が大きく湾曲する（換言すれば、ｄ軸電流がトルクに寄与する）。このため、ＩＰＭＳＭに上記技術が適用されて同期運転モードにおいて電流位相のみが調整された状態で位置センサレス制御モードに切り替わると、ｑ軸電流の初期値として大きな値が設定されてしまう。この結果、トルク増加が引き起こされて急加速回転につながる。 However, in an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor), which generates reluctance torque, the constant torque curve curves significantly in the first quadrant of the d-q coordinate system (in other words, the d-axis current contributes to torque). For this reason, when the above technology is applied to an IPMSM and the system switches to position sensorless control mode while only the current phase is adjusted in synchronous operation mode, a large value is set as the initial value for the q-axis current. This results in an increase in torque, leading to sudden acceleration of rotation.
さらに、インダクタンスの磁気飽和特性の変化が大きいモータの場合には、電流振幅が大きい過励磁状態（つまり、大きな正のｄ軸電流が流れている状態）では、位置センサレス制御への移行時のｑ軸電流の初期値が適正なｑ軸電流から大きく乖離するため、モータの制御が不安定化してしまう。 Furthermore, in the case of a motor with large changes in the magnetic saturation characteristics of the inductance, in an over-excitation state with large current amplitude (i.e., a state in which a large positive d-axis current is flowing), the initial value of the q-axis current when transitioning to position sensorless control will deviate significantly from the appropriate q-axis current, causing unstable motor control.
そこで、本開示は、モータの種類によらずモータの安定した起動が可能な技術を提案する。 This disclosure therefore proposes technology that enables stable motor startup regardless of motor type.
本開示のモータ制御装置は、速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータを同期させる運転モードであって速度上昇区間と電流調整区間とを有する同期運転モードと、軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値に基づいて前記制御系座標軸の回転位相が生成される位置センサレス制御モードとを有する。また、本開示のモータ制御装置は、同期運転電流指令値生成器を有する。前記同期運転電流指令値生成器は、前記速度上昇区間において前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、目標指令値へｄ軸電流指令値を近づける一方で、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する。 The motor control device disclosed herein has a synchronous operation mode that synchronizes the motor with the rotational phase of a control system coordinate axis based on a speed command value and has a speed increase section and a current adjustment section, and a position sensorless control mode that generates the rotational phase of the control system coordinate axis based on a speed estimate obtained by feedback control of the axis error. The motor control device also has a synchronous operation current command value generator. The synchronous operation current command value generator increases the motor rotation speed to a predetermined rotation speed in the speed increase section, and then adjusts the q-axis current command value in the current adjustment section by bringing the d-axis current command value closer to the target command value while performing feedback control to bring the axis error closer to zero.
本開示によれば、モータの種類によらずモータの安定した起動が可能になる。 This disclosure enables stable motor startup regardless of motor type.
以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において、同一の部位には同一の符号を付し、重複する説明を省略することがある。 Examples of the present disclosure will be described below with reference to the drawings. In the following examples, identical parts will be designated by the same reference numerals, and duplicate explanations may be omitted.
［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００ａは、減算器１１，１８，１９と、速度制御器１２と、電流制御器２０と、加算器２１，２２と、ｄｑ／ｕｖｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）処理器２４と、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＩＰＭＳＭ及びＳＰＭＳＭ等のＰＭＳＭが挙げられ、開示の技術は、磁気突極性を有するモータにも、磁気突極性を有しないモータにも、モータの種類にかかわらず適用可能である。
[Example 1]
<Configuration of the motor control device>
FIG. 1 is a diagram illustrating an example configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure. In FIG. 1, a motor control device 100a includes subtractors 11, 18, and 19, a speed controller 12, a current controller 20, adders 21 and 22, a dq/uvw converter 23, a PWM (Pulse Width Modulation) processor 24, and an IPM (Intelligent Power Module) 25. The IPM 25 is connected to a motor M. Examples of the motor M include PMSMs such as IPMSMs and SPMSMs. The disclosed technology is applicable to motors with and without magnetic salience, regardless of the type of motor.
また、モータ制御装置１００ａは、電流検出器２８と、ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器３１ａと、位置推定器３２と、非干渉化制御器３６とを有する。 The motor control device 100a also has a current detector 28, a uvw/dq converter 29, an axis error calculator 30, a PLL (Phase Locked Loop) controller 31a, a position estimator 32, and a decoupling controller 36.
また、モータ制御装置１００ａは、電流指令値生成器１０と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３と、運転モード切替器４０とを有する。電流指令値生成器１０は、同期運転電流指令値生成器１３と、センサレス電流指令値生成器１４とを有する。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の各々は、Ａ接点とＢ接点とを有する。 The motor control device 100a also has a current command value generator 10, switches SW1, SW2, and SW3, and an operation mode switch 40. The current command value generator 10 has a synchronous operation current command value generator 13 and a sensorless current command value generator 14. Each of the switches SW1, SW2, and SW3 has an A contact and a B contact.
モータ制御装置１００ａの運転モードには、同期運転モードと、位置センサレス制御モードとがある。運転モード切替器４０は、モータ制御装置１００ａの運転モードを、同期運転モードと位置センサレス制御モードとの間で切り替える。運転モード切替器４０は、運転モードが同期運転モードであるときは、電流指令値生成器１０において同期運転電流指令値生成器１３を動作させる一方でセンサレス電流指令値生成器１４の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ｂに接続する。また、運転モード切替器４０は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、電流指令値生成器１０においてセンサレス電流指令値生成器１４を動作させる一方で同期運転電流指令値生成器１３の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ａに接続する。同期運転電流指令値生成器１３は、運転モードが同期運転モードにあるときの電流指令値を生成する。センサレス電流指令値生成器１４は、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときの電流指令値を生成する。 The motor control device 100a has two operating modes: a synchronous operation mode and a position sensorless control mode. The operation mode switch 40 switches the operation mode of the motor control device 100a between the synchronous operation mode and the position sensorless control mode. When the operation mode is the synchronous operation mode, the operation mode switch 40 operates the synchronous operation current command value generator 13 in the current command value generator 10 while halting operation of the sensorless current command value generator 14, and connects switches SW1, SW2, and SW3 to contact B. When the operation mode is the position sensorless control mode, the operation mode switch 40 operates the sensorless current command value generator 14 in the current command value generator 10 while halting operation of the synchronous operation current command value generator 13, and connects switches SW1, SW2, and SW3 to contact A. The synchronous operation current command value generator 13 generates a current command value when the operation mode is the synchronous operation mode. The sensorless current command value generator 14 generates a current command value when the operation mode is in position sensorless control mode.
軸誤差演算器３０は、ｄ軸電流検出値ｉｄと、ｑ軸電流検出値ｉｑと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄと、ｑ軸電圧指令値Ｖｑとに基づいて、制御系座標軸であるｄｃ－ｑｃ座標軸と、モータＭの回転子座標軸であるｄ－ｑ座標軸との差である軸誤差Δθを算出する。軸誤差演算器３０によって算出された軸誤差Δθは、ＰＬＬ制御器３１ａ及び同期運転電流指令値生成器１３に入力される。 The axis error calculator 30 calculates the axis error Δθ, which is the difference between the dc-qc coordinate axes, which are the control system coordinate axes, and the d-q coordinate axes, which are the rotor coordinate axes of the motor M, based on the d-axis current detection value id, the q-axis current detection value iq, the d-axis voltage command value Vd, and the q-axis voltage command value Vq. The axis error Δθ calculated by the axis error calculator 30 is input to the PLL controller 31a and the synchronous operation current command value generator 13.
位置推定器３２は、スイッチＳＷ３を介して入力される速度情報を積分することで、ｄｃ－ｑｃ座標軸の回転位相θｄｑを生成する。運転モードが同期運転モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ｂに接続されるため、モータ制御装置１００ａの外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００ａへ入力される電気角速度の指令値である速度指令値ω＊が速度情報として位置推定器３２に入力される。よって、同期運転モードでは、速度指令値ω＊に基づいて生成された回転位相θｄｑにモータＭが同期する。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ａに接続されるため、ＰＬＬ制御器３１ａから出力される電気角速度の推定値である速度推定値ωが速度情報として位置推定器３２に入力される。よって、位置センサレス制御モードでは、軸誤差Δθが帰還制御されることで得られる速度推定値ωに基づいて回転位相θｄｑが生成される。 The position estimator 32 generates the rotational phase θdq of the dc-qc coordinate axes by integrating the speed information input via the switch SW3. When the operation mode is synchronous operation mode, the switch SW3 is connected to contact B, and a speed command value ω * , which is a command value for the electrical angular velocity input to the motor control device 100a from outside the motor control device 100a (for example, from a higher-level controller), is input to the position estimator 32 as speed information. Therefore, in the synchronous operation mode, the motor M is synchronized with the rotational phase θdq generated based on the speed command value ω * . On the other hand, when the operation mode is position sensorless control mode, the switch SW3 is connected to contact A, and a speed estimate value ω, which is an estimate of the electrical angular velocity output from the PLL controller 31a, is input to the position estimator 32 as speed information. Therefore, in the position sensorless control mode, the rotational phase θdq is generated based on the speed estimate value ω obtained by feedback control of the axis error Δθ.
電流制御器２０は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの誤差であるｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出する。また、電流制御器２０は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの誤差であるｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。例えば、電流制御器２０は、式（１）に従ってｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出し、式（２）に従ってｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。式（１）において、Ｋｐ_ｄはｄ軸比例ゲイン、Ｋｉ_ｄはｄ軸積分ゲインであり、式（２）において、Ｋｐ_ｑはｑ軸比例ゲイン、Ｋｉ_ｑはｑ軸積分ゲインである。
非干渉化制御器３６は、速度指令値ω＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを補償するためのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａを算出する。また、非干渉化制御器３６は、速度指令値ω＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを補償するためのｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａを算出する。例えば、非干渉化制御器３６は、式（３）に従ってｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａを算出し、式（４）に従ってｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａを算出する。式（３）及び式（４）において、ＲはモータＭの巻線抵抗、ＬｄはモータＭのｄ軸インダクタンス、ＬｑはモータＭのｑ軸インダクタンス、ΨａはモータＭの電気子鎖交磁束である。
ここで、非干渉化制御器３６でのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａ及びｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａの算出に使用される電流をｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊とすることにより、急激な電流指令値の変化にもモータＭの制御を追従させることが可能となる。よって、後述する同期運転モードでの電流調整区間において、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊が瞬時に変化する状況下でも、モータＭの制御の安定性と応答性とを両立させることができる。 Here, by using the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq * as the currents used in calculating the d-axis decoupling voltage command value Vd_a and the q-axis decoupling voltage command value Vq_a in the decoupling controller 36, it becomes possible to control the motor M to follow even sudden changes in the current command values. Therefore, even in a situation where the d-axis current command value id * and the q - axis current command value iq * change instantaneously in the current adjustment section in the synchronous operation mode described below, it is possible to achieve both stable control of the motor M and responsiveness.
加算器２１は、式（５）に従って、ｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａをｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃに加算することにより、最終的なｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出する。また、加算器２２は、式（６）に従って、ｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａをｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃに加算することにより、最終的なｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。これにより、ｄ－ｑ座標軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが算出される。
ｄｑ／ｕｖｗ変換器２３は、加算器２１，２２から出力される２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、位置推定器３２から出力される回転位相θｄｑに基づいて、３相のＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗへ変換する。 The dq/uvw converter 23 converts the two-phase d-axis voltage command value Vd and q-axis voltage command value Vq output from the adders 21 and 22 into three-phase U-phase voltage command value Vu, V-phase voltage command value Vv, and W-phase voltage command value Vw based on the rotational phase θdq output from the position estimator 32.
ＰＷＭ処理器２４は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗと、ＰＷＭキャリア信号とに基づいて６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。 The PWM processor 24 generates six-phase PWM signals based on the U-phase voltage command value Vu, the V-phase voltage command value Vv, and the W-phase voltage command value Vw, as well as the PWM carrier signal, and outputs the generated six-phase PWM signals to the IPM 25.
ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ処理器２４から出力される６相のＰＷＭ信号に基づいて、直流電圧ＶｄｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流電圧を生成し、生成した３相それぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。 The IPM 25 generates three-phase AC voltages, U, V, and W, from the DC voltage Vdc based on the six-phase PWM signal output from the PWM processor 24, and applies each of the generated three-phase AC voltages to the U, V, and W phases of the motor M.
電流検出器２８は、１シャント方式でＩＰＭ２５の母線電流が検出される場合、ＰＷＭ処理器２４より出力される６相のＰＷＭ信号と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、Ｗ相電流値ｉｗを検出し、各相の相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｕｖｗ／ｄｑ変換器２９へ出力する。なお、電流検出器２８は、２ＣＴ方式で各相の相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出しても良い。 When the bus current of the IPM 25 is detected using the single-shunt method, the current detector 28 detects the U-phase current value iu, V-phase current value iv, and W-phase current value iw of the motor M from the six-phase PWM signal output from the PWM processor 24 and the detected bus current, and outputs the phase current values iu, iv, and iw of each phase to the uvw/dq converter 29. The current detector 28 may also detect the phase current values iu, iv, and iw of each phase using the 2CT method.
ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９は、位置推定器３２から出力される回転位相θｄｑに基づいて、３相のＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、Ｗ相電流値ｉｗを、２相のｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑへ変換する。 The uvw/dq converter 29 converts the three-phase U-phase current value iu, V-phase current value iv, and W-phase current value iw into two-phase d-axis current detection value id and q-axis current detection value iq based on the rotational phase θdq output from the position estimator 32.
ＰＬＬ制御器３１ａは、軸誤差Δθを比例積分制御することにより、軸誤差Δθが０となるような速度推定値ωを算出する。ＰＬＬ制御器３１によって算出された速度推定値ωがスイッチＳＷ３を介して位置推定器３２に入力されることで回転位相θｄｑが修正され、その結果、軸誤差Δθを０に近づけることができる。 The PLL controller 31a performs proportional-integral control of the axis error Δθ to calculate a speed estimate ω that will bring the axis error Δθ to zero. The speed estimate ω calculated by the PLL controller 31 is input to the position estimator 32 via switch SW3, which corrects the rotational phase θdq, thereby bringing the axis error Δθ closer to zero.
減算器１１は、速度指令値ω＊から速度推定値ωを減算することにより速度誤差Δωを算出する。 A subtractor 11 calculates a speed error Δω by subtracting the estimated speed value ω from the commanded speed value ω * .
速度制御器１２は、速度誤差Δωを比例積分制御することにより、速度誤差Δωを０に近づけるためのトルク指令値Ｔ＊を生成する。例えば、速度制御器１２は、式（７）に従って、トルク指令値Ｔ＊を生成する。式（７）において、Ｋｐ_ｓｃは速度制御器１２の比例ゲインであり、Ｋｉ_ｓｃは速度制御器１２の積分ゲインである。また、速度制御器１２は、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行する際には、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊に基づいてトルク指令値Ｔ＊の初期値を算出する。
センサレス電流指令値生成器１４は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、トルクが一定となる電流の軌跡である定トルク曲線に基づいてトルク指令値Ｔ＊をｄ－ｑ座標軸上の電流ベクトルに変換することにより、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を生成する。以下では、センサレスｄ軸電流指令値及びセンサレスｑ軸電流指令値を「センサレス電流指令値」と総称することがある。 When the operation mode is the position sensorless control mode, the sensorless current command value generator 14 generates a sensorless d-axis current command value id_sl * and a sensorless q-axis current command value iq_sl * by converting the torque command value T * into a current vector on the dq coordinate axes based on a constant torque curve, which is a current locus where the torque is constant. Hereinafter, the sensorless d-axis current command value and the sensorless q-axis current command value may be collectively referred to as the "sensorless current command value."
ここで、モータＭがＳＰＭＳＭである場合とＩＰＭＳＭである場合とでセンサレス電流指令値の好ましい生成方法は異なるため、制御するモータの種類に応じたセンサレス電流指令値の生成方法をモータ制御装置１００ａに予め設定しておくのが好ましい。例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＳＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線上でのセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊を０としてセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を生成する一方で、モータＭがＩＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線とＭＴＰＡ曲線（最大トルク／電流制御曲線）との交点（以下では「二曲線交点」と呼ぶことがある）からセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を生成するのが好ましい。なお、モータＭがＳＰＭＳＭである場合とＩＰＭＳＭである場合の両方のセンサレス電流指令値の生成方法をモータ制御装置１００ａに設定しておき、モータＭの種類に応じていずれか一方を選択するようにしても良い。 Here, because the preferred method for generating the sensorless current command value differs depending on whether the motor M is an SPMSM or an IPMSM, it is preferable to preset in the motor control device 100a a method for generating the sensorless current command value according to the type of motor to be controlled. For example, when the motor M is an SPMSM, the sensorless current command value generator 14 preferably generates the sensorless q-axis current command value iq_sl * by setting the sensorless d-axis current command value id_sl * on the constant torque curve to 0, while when the motor M is an IPMSM, it is preferable to generate the sensorless d-axis current command value id_sl * and the sensorless q-axis current command value iq_sl * from the intersection (hereinafter sometimes referred to as the "two-curve intersection") between the constant torque curve and the MTPA curve (maximum torque/current control curve). Note that it is also possible to preset in the motor control device 100a both methods for generating the sensorless current command value when the motor M is an SPMSM and when the motor M is an IPMSM, and select one of them depending on the type of motor M.
例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＳＰＭＳＭである場合は、式（８）に示すモータトルク式におけるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊に０を代入することで、式（９）に示すセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を得ることができる。式（８）及び式（９）において、ＰｎはモータＭの極対数である。
また例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＩＰＭＳＭである場合は、式（８）に示すモータトルク式と、式（１０）とに従って、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を算出する。
まず、式（８）及び式（１０）からセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊を消去すると、センサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊に関する四次方程式である式（１１）が得られる。
式（１１）に示す四次方程式の実数解の一つが二曲線交点でのセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊となるため、センサレス電流指令値生成器１４は、式（１１）の解を導出することによりセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を算出する。四次方程式の解は、例えばニュートン法などを用いて導出することができる。センサレス電流指令値生成器１４は、式（１１）を用いてセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を算出した後に、式（１０）にセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を代入することでセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊を算出する。 Since one of the real solutions of the quartic equation shown in equation (11) is the sensorless q-axis current command value iq_sl * at the intersection of the two curves, the sensorless current command value generator 14 calculates the sensorless q-axis current command value iq_sl * by deriving the solution of equation (11). The solution of the quartic equation can be derived using, for example, Newton's method. After calculating the sensorless q-axis current command value iq_sl * using equation (11), the sensorless current command value generator 14 calculates the sensorless d-axis current command value id_sl * by substituting the sensorless q-axis current command value iq_sl * into equation (10).
運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は接点Ａに接続されるため、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊となる。 When the operation mode is the position sensorless control mode, the switches SW1 and SW2 are connected to the contacts A, and therefore the sensorless d-axis current command value id_sl * and the sensorless q-axis current command value iq_sl * generated by the sensorless current command value generator 14 become the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * input to the subtractors 18 and 19 and the decoupling controller 36.
一方で、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は接点Ｂに接続されるため、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ＊及び同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊となる。 On the other hand, when the operation mode is the synchronous operation mode, the switches SW1 and SW2 are connected to the contact B, and therefore the synchronous operation d-axis current command value id_sy * and the synchronous operation q-axis current command value iq_sy * generated by the synchronous operation current command value generator 13 become the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * input to the subtractors 18 and 19 and the decoupling controller 36.
減算器１８は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流検出値ｉｄを減算することによりｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを算出する。減算器１９は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算することによりｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆを算出する。 A subtractor 18 calculates a d-axis current error id_dif by subtracting the d-axis current detection value id from the d-axis current command value id * . A subtractor 19 calculates a q-axis current error iq_dif by subtracting the q-axis current detection value iq from the q-axis current command value iq * .
＜モータ制御装置の動作＞
図２及び図３は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。図２には軽負荷時の動作例を示し、図３には過負荷時の動作例を示す。モータＭの起動時や低回転時では、モータＭの誘起電圧が小さいため、軸誤差演算器３０によって算出される軸誤差Δθに誤差が生じ、軸誤差Δθに生じる誤差の影響でモータＭの制御が不安定化する恐れがある。そこで、モータＭの回転数を位置センサレス制御が適用可能な回転数まで引き上げるために、位置センサレス制御を行う前に、位置決め、及び、同期運転を行う。つまり、モータ制御装置１００ａの運転モードは、図２及び図３に示すように、位置決めモードＭ１、同期運転モードＭ２、位置センサレス制御モードＭ３の順に移行する。運転モードが位置決めモードＭ１または同期運転モードＭ２であるときは、運転モード切替器４０は、電流指令値生成器１０において同期運転電流指令値生成器１３を動作させる一方でセンサレス電流指令値生成器１４の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ｂに接続する。センサレス電流指令値生成器１４の動作の停止に伴い、センサレス電流指令値生成器１４の入力側に位置する速度制御器１２及びＰＬＬ制御器３１ａの動作も停止される。また、運転モードが位置センサレス制御モードＭ３であるときは、運転モード切替器４０は、電流指令値生成器１０においてセンサレス電流指令値生成器１４を動作させる一方で同期運転電流指令値生成器１３の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ａに接続する。
<Operation of the motor control device>
2 and 3 are diagrams illustrating an example of operation of the motor control device according to the first embodiment of the present disclosure. FIG. 2 illustrates an example of operation under a light load, and FIG. 3 illustrates an example of operation under an overload. When the motor M is started or running at low speed, the induced voltage of the motor M is small, which can cause an error in the axis error Δθ calculated by the axis error calculator 30. This error in the axis error Δθ can potentially destabilize the control of the motor M. Therefore, to raise the rotation speed of the motor M to a level at which position sensorless control is applicable, positioning and synchronous operation are performed before position sensorless control is performed. In other words, the operation modes of the motor control device 100a transition from positioning mode M1 to synchronous operation mode M2 to position sensorless control mode M3, in that order, as shown in FIGS. 2 and 3 . When the operation mode is positioning mode M1 or synchronous operation mode M2, the operation mode switch 40 operates the synchronous operation current command value generator 13 in the current command value generator 10 while stopping the operation of the sensorless current command value generator 14, and connects the switches SW1, SW2, and SW3 to contact B. As the operation of the sensorless current command value generator 14 stops, the operations of the speed controller 12 and the PLL controller 31a located on the input side of the sensorless current command value generator 14 are also stopped. Furthermore, when the operation mode is position sensorless control mode M3, the operation mode switch 40 operates the sensorless current command value generator 14 in the current command value generator 10 while stopping the operation of the synchronous operation current command value generator 13, and connects the switches SW1, SW2, and SW3 to contact A.
また、同期運転モードＭ２は、図２及び図３に示すように、速度上昇区間I１と電流調整区間I２とを有し、同期運転モードＭ２では、制御区間が、速度上昇区間I１、電流調整区間I２の順に移行する。 Furthermore, as shown in Figures 2 and 3, synchronous operation mode M2 has a speed increase section I1 and a current adjustment section I2, and in synchronous operation mode M2, the control section transitions from speed increase section I1 to current adjustment section I2 in that order.
また、運転モードが位置決めモードＭ１または同期運転モードＭ２であるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が接点Ｂに接続されるため、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ＊及び同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊となる。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードＭ３であるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が接点Ａに接続されるため、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊となる。 Furthermore, when the operation mode is the positioning mode M1 or the synchronous operation mode M2, the switches SW1 and SW2 are connected to the contact B, and therefore the synchronous operation d-axis current command value id_sy * and the synchronous operation q-axis current command value iq_sy * generated by the synchronous operation current command value generator 13 become the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * input to the subtractors 18 and 19 and the decoupling controller 36. On the other hand, when the operation mode is the position sensorless control mode M3, the switches SW1 and SW2 are connected to the contact A, and therefore the sensorless d-axis current command value id_sl * and the sensorless q-axis current command value iq_sl * generated by the sensorless current command value generator 14 become the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * input to the subtractors 18 and 19 and the decoupling controller 36.
図２及び図３に示すように、位置決めモードＭ１では、速度指令値ω＊が０とされ、同期運転電流指令値生成器１３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を０から所定値ｉｄ_ｉｎｉまで増加させる一方で、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を０にする。ｄ軸電流指令値ｉｄ＊の増加中にモータＭのロータが動き始めて位置決めされる。例えば、最大負荷を駆動可能な電流値が所定値ｉｄ_ｉｎｉとして設定されることで、同期運転モードＭ２において過負荷時でもモータＭは脱調することなく起動できる。 2 and 3, in positioning mode M1, the speed command value ω * is set to 0, and the synchronous operation current command value generator 13 increases the d-axis current command value id * from 0 to a predetermined value id_ini, while setting the q-axis current command value iq * to 0. While the d-axis current command value id * is increasing, the rotor of the motor M starts to move and is positioned. For example, by setting a current value capable of driving the maximum load as the predetermined value id_ini, the motor M can be started in synchronous operation mode M2 without losing synchronization even under an overload.
また、図２及び図３に示すように、速度上昇区間Ｉ１では、同期運転電流指令値生成器１３がｄ軸電流指令値ｉｄ＊を所定値ｉｄ_ｉｎｉで一定に保つとともに、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を０で一定に保ったまま、速度指令値ω＊が０から所定回転数ω１まで線形増加される。これにより、速度上昇区間Ｉ１では、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊が一定に保たれた状態で、モータＭの回転数が、所定回転数ω１に対応する所定の回転数まで上昇する。なお、所定回転数ω１は、モータＭの誘起電圧が十分に検出できることが分かっている回転数に予め設定され、例えば１５ｒｐｓである。 2 and 3, in the speed increase section I1, the synchronous operation current command value generator 13 keeps the d-axis current command value id * constant at a predetermined value id_ini, and linearly increases the speed command value ω * from 0 to a predetermined rotational speed ω1 while keeping the q-axis current command value iq * constant at 0. As a result, in the speed increase section I1, the rotational speed of the motor M increases to a predetermined rotational speed corresponding to the predetermined rotational speed ω1 while the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * are kept constant. Note that the predetermined rotational speed ω1 is preset to a rotational speed at which it is known that the induced voltage of the motor M can be sufficiently detected, for example, 15 rps.
次いで、電流調整区間Ｉ２では、速度指令値ω＊が所定回転数ω１で一定に保たれた状態で、同期運転電流指令値生成器１３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を調整する。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値としてｄ軸電流指令値ｉｄ＊の調整を開始する。また、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊の初期値を０としてｑ軸電流指令値ｉｑ＊の調整を開始する。電流調整区間Ｉ２でのｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊の調整により、電流調整区間Ｉ２では、ｄｃ－ｑｃ座標軸上での電流ベクトルが、位置センサレス制御モードＭ３時の電流ベクトルに近い状態まで調整される。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を、フィルタを用いて、または、線形減少させて、電流調整区間Ｉ２の最終点で目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄに収束させる。目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄは、０近傍の正の値を有し、位置センサレス制御モードＭ３時の電流ベクトルよりも多少過励磁（ｉｄ＊＞０）となる値に設定されるのが好ましい。 Next, in the current adjustment section I2, the synchronous operation current command value generator 13 adjusts the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * while the speed command value ω * is kept constant at a predetermined rotational speed ω1. In the current adjustment section I2, the synchronous operation current command value generator 13 starts adjusting the d-axis current command value id * using a predetermined value id_ini as an initial value. Also, in the current adjustment section I2, the synchronous operation current command value generator 13 starts adjusting the q-axis current command value iq * using an initial value of 0. By adjusting the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * in the current adjustment section I2, the current vector on the dc-qc coordinate axes is adjusted in the current adjustment section I2 to a state close to the current vector in the position sensorless control mode M3. In the current adjustment section I2, the synchronous operation current command value generator 13 uses a filter or linearly decreases the d-axis current command value id * to converge to the target command value id_sy_end at the end point of the current adjustment section I2. The target command value id_sy_end has a positive value close to 0 and is preferably set to a value that is slightly overexcited (id * > 0) compared to the current vector in the position sensorless control mode M3.
つまり、速度上昇区間Ｉ１では、同期運転電流指令値生成器１３は、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄよりも大きい値を有する所定値ｉｄ_ｉｎｉにｄ軸電流指令値ｉｄ＊を設定する。また、速度上昇区間Ｉ１に続く電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値としてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄまで徐々に減少させる。 That is, in the speed increase section I1, the synchronous operation current command value generator 13 sets the d-axis current command value id * to a predetermined value id_ini that is greater than the target command value id_sy_end. In the current adjustment section I2 following the speed increase section I1, the synchronous operation current command value generator 13 gradually decreases the d-axis current command value id * from the predetermined value id_ini to the target command value id_sy_end.
ここで、一般的に、モータＭが突極性を有しないＳＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線上でのｄ軸電流指令値ｉｄ＊を０として位置センサレス制御が行われ、モータＭが突極性を有するＩＰＭＳＭである場合は、二曲線交点に基づいて位置センサレス制御が行われる。一方で、同期運転モードＭ２では、ＰＬＬ制御器３１ａによって算出される速度推定値ωに基づく回転位相θｄｑの修正が為されないため、所望のトルクを得るための電流ベクトル振幅が最小となるｄ軸電流までｄ軸電流指令値ｉｄ＊を減少させると、同期運転電流指令値生成器１３が電流指令値を生成する際の応答速度によっては、負荷トルクが出力トルクを上回り、モータＭが脱調する懸念がある。このため、上記のように、電流調整区間Ｉ２の最終点でのｄ軸電流指令値ｉｄ＊を多少過励磁に収束させることが好ましい。 Generally, when the motor M is an SPMSM without saliency, position sensorless control is performed with the d-axis current command value id * on the constant torque curve set to 0. When the motor M is an IPMSM with saliency, position sensorless control is performed based on the intersection of the two curves. Meanwhile, in the synchronous operation mode M2, the rotational phase θdq is not corrected based on the estimated speed value ω calculated by the PLL controller 31a. Therefore, if the d-axis current command value id * is reduced to the d-axis current at which the current vector amplitude required to obtain the desired torque is minimized, depending on the response speed of the synchronous operation current command value generator 13 when generating the current command value, the load torque may exceed the output torque, potentially causing the motor M to lose synchronization. For this reason, as described above, it is preferable to converge the d-axis current command value id * at the end point of the current adjustment interval I2 to a slight overexcitation.
また、電流調整区間Ｉ２の最終点における目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄを、モータＭの定格の電流ベクトル振幅や、モータＭが最大負荷を駆動する際の電流ベクトル振幅の１０％程度の値に設定することで、電流調整区間Ｉ２においてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を位置センサレス制御モードＭ３でのｄ軸電流指令値ｉｄ＊に適度に近づけつつ、多少過励磁に収束させることができるため、電流調整区間Ｉ２でのモータＭの脱調を防止できる。例えば、定格の電流ベクトル振幅が１０Ａ程度の場合には、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄは１Ａ程度に設定されるのが好ましい。 Furthermore, by setting the target command value id_sy_end at the end of the current adjustment section I2 to a value approximately 10% of the rated current vector amplitude of the motor M or the current vector amplitude when the motor M drives the maximum load, the d-axis current command value id * in the current adjustment section I2 can be brought appropriately close to the d-axis current command value id * in the position sensorless control mode M3 while converging to a slight overexcitation, thereby preventing loss of synchronization of the motor M in the current adjustment section I2. For example, if the rated current vector amplitude is approximately 10 A, it is preferable to set the target command value id_sy_end to approximately 1 A.
また、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθを積分または比例積分制御することよりｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθが正の場合はｑ軸電流指令値ｉｑ＊を増加させ、軸誤差Δθが負の場合はｑ軸電流指令値ｉｑ＊を減少させる。このようにして、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθを０に近づけるように帰還制御によりｑ軸電流指令値ｉｑ＊を調整する。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、例えば式（１２）に従ってｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。式（１２）において、Ｋｉ_ｉｑは積分ゲインである。
位置センサレス制御モードＭ３では、軸誤差Δθが正のときは、ＰＬＬ制御器３１ａが速度推定値ωを減少させることにより速度推定値ωが速度指令値ω＊を下回るため、速度制御器１２がトルク指令値Ｔ＊を増加させ、センサレス電流指令値生成器１４がｑ軸電流指令値ｉｑ＊を増加させる。一方で、同期運転モードＭ２では、速度指令値ω＊が位置推定器３２に直接入力されるため、同期運転電流指令値生成器１３が軸誤差Δθに基づいて、直接的にｑ軸電流指令値ｉｑ＊を調整する。そこで、電流調整区間Ｉ２の開始点でのｄ軸電流指令値ｉｄ＊の初期値である所定値ｉｄ_ｉｎｉの大きさ、モータＭのイナーシャ、モータＭの誘起電圧定数、または、モータＭが駆動する負荷の特性等に応じて積分ゲインＫｉ_ｉｑ（式（１２））が調整されることで、同期運転電流指令値生成器１３の所望の応答速度を得ることができる。 In the position sensorless control mode M3, when the axis error Δθ is positive, the PLL controller 31a reduces the speed estimate ω, causing the speed estimate ω to fall below the speed command value ω *. As a result, the speed controller 12 increases the torque command value T * , and the sensorless current command value generator 14 increases the q-axis current command value iq * . On the other hand, in the synchronous operation mode M2, the speed command value ω * is directly input to the position estimator 32, so the synchronous operation current command value generator 13 directly adjusts the q-axis current command value iq * based on the axis error Δθ. Therefore, the integral gain Ki_iq (Equation (12)) is adjusted in accordance with the magnitude of the predetermined value id_ini, which is the initial value of the d-axis current command value id * at the start point of the current adjustment interval I2, the inertia of the motor M, the induced voltage constant of the motor M, or the characteristics of the load driven by the motor M, thereby making it possible to obtain a desired response speed of the synchronous operation current command value generator 13.
電流調整区間Ｉ２から位置センサレス制御モードＭ３への移行の際、速度制御器１２は、位置センサレス制御モードＭ３の開始時点でのｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊（つまり、同期運転モードＭ２におけるｄ軸電流指令値ｉｄ＊の最終値、及び、同期運転モードＭ２におけるｑ軸電流指令値ｉｑ＊の最終値）に基づいて式（１３）に従ってトルク指令値Ｔ＊を算出し、式（１３）に従って算出したトルク指令値Ｔ＊を速度誤差Δωに対する比例積分制御の初期値（つまり、速度制御器１２が生成するトルク指令値Ｔ＊の初期値）として設定する。こうすることで、運転モードが同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３へ切り替わる際のトルク指令値Ｔ＊の不連続の発生を防止できるため、運転モードの切替によりモータＭに発生する切替ショックを低減できる。
また、式（１３）に従って算出されるトルク指令値Ｔ＊が速度誤差Δωに対する比例積分制御の初期値として位置センサレス制御が開始されるため、位置センサレス制御モードＭ３では、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊は、図２及び図３に示すように、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄよりも小さい値に調整される。例えば、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄが０近傍の正の値を有する場合において、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊は、０以下の値に調整される。 Furthermore, since position sensorless control is started with the torque command value T * calculated according to equation (13) as the initial value for proportional-plus-integral control of the speed error Δω, in position sensorless control mode M3, the sensorless d-axis current command value id_sl * generated by the sensorless current command value generator 14 is adjusted to a value smaller than the target command value id_sy_end, as shown in Figures 2 and 3. For example, when the target command value id_sy_end has a positive value close to 0, the sensorless d-axis current command value id_sl * is adjusted to a value equal to or less than 0.
以上のように、ｄ軸電流指令値を同期運転の段階で０近傍に収束させる一方で、軸誤差を帰還制御することによりｑ軸電流指令値を生成することで、軸誤差が０近傍に調整された状態、かつ、過励磁の度合いが抑制された状態で同期運転から位置センサレス制御へ移行できる。このため、位置センサレス制御への移行後の電流ベクトルの変化が小さくなるので、突極性を有するＩＰＭＳＭ等においても、位置センサレス制御への移行時の電流飛びや速度飛び等による切替ショックを低減できる。よって、モータＭの突極性の有無というモータＭの種類によらず、位置センサレス制御モードへの移行時のモータＭの制御の安定性を向上させることができる。よって、モータＭの種類によらず、モータＭの安定した起動が可能となる。 As described above, by converging the d-axis current command value to near zero during synchronous operation while generating the q-axis current command value by feedback controlling the axis error, it is possible to transition from synchronous operation to position sensorless control with the axis error adjusted to near zero and the degree of overexcitation suppressed. This reduces the change in the current vector after transitioning to position sensorless control, thereby reducing switching shock caused by current jumps, speed jumps, etc. when transitioning to position sensorless control, even in IPMSMs with saliency. This improves the control stability of motor M when transitioning to position sensorless control mode, regardless of the type of motor M, such as whether it has saliency. This enables stable startup of motor M regardless of the type of motor M.
以上、実施例１について説明した。 This concludes the explanation of Example 1.
［実施例２］
実施例１では、同期運転モードにおいてｄ軸電流指令値を減少させることにより過励磁の度合いを抑制した状態で同期運転モードから位置センサレス制御モードへ移行することを示した。また、実施例１では、電流調整区間の最終点（つまり、位置センサレス制御モードの開始時点）でわずかのｄ軸電流を流すことで、モータＭの脱調の懸念を減少させた。しかし、モータＭに接続される負荷が周期的に変動する場合や、モータＭの温度やモータＭに流れる電流値の変化によりモータＭに設定されるモータ定数が真値から乖離している場合には、ｄ軸電流指令値の減少過程でモータＭの脱調を引き起こす懸念がある。
[Example 2]
In the first embodiment, the synchronous operation mode is switched to the position sensorless control mode while suppressing the degree of overexcitation by reducing the d-axis current command value in the synchronous operation mode. Furthermore, in the first embodiment, a small d-axis current is applied at the end of the current adjustment interval (i.e., at the start of the position sensorless control mode), thereby reducing the risk of the motor M losing synchronization. However, if the load connected to the motor M fluctuates periodically, or if the motor constants set for the motor M deviate from their true values due to changes in the temperature of the motor M or the current value flowing through the motor M, there is a risk that the motor M may lose synchronization during the process of reducing the d-axis current command value.
そこで、実施例２では、同期運転モードの電流調整区間でのモータＭの脱調の懸念をより減少させる。以下、実施例１と異なる点について説明する。 Therefore, in Example 2, concerns about motor M losing synchronization during the current adjustment period in synchronous operation mode are further reduced. Differences from Example 1 are explained below.
＜モータ制御装置の構成＞
図４は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。図４において、モータ制御装置１００ｂは、ＰＬＬ制御器３１ｂと、加算器４１とを有する。
<Configuration of the motor control device>
4 is a diagram illustrating an example of the configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present disclosure. In FIG. 4, a motor control device 100b includes a PLL controller 31b and an adder 41.
ＰＬＬ制御器３１ｂには軸誤差演算器３０から軸誤差Δθが入力される。ＰＬＬ制御器３１ｂは、同期運転モードにおいては、軸誤差Δθに基づいて、回転位相θｄｑの生成に用いられる速度指令値ω＊を補正する速度補正値ωｂを算出し、算出した速度補正値ωｂを出力する。また、ＰＬＬ制御器３１ｂは、位置センサレス制御モードにおいては、軸誤差Δθに基づいて、速度推定値ωを算出し、算出した速度推定値ωを出力する。 The PLL controller 31b receives the axis error Δθ from the axis error calculator 30. In the synchronous operation mode, the PLL controller 31b calculates a speed correction value ωb for correcting the speed command value ω * used to generate the rotational phase θdq based on the axis error Δθ, and outputs the calculated speed correction value ωb. In the position sensorless control mode, the PLL controller 31b calculates a speed estimate value ω based on the axis error Δθ, and outputs the calculated speed estimate value ω.
加算器４１は、速度指令値ω＊と速度補正値ωｂとを加算することにより、位置推定器３２に入力される速度加算値ω＋を算出する。 The adder 41 adds the speed command value ω * and the speed correction value ωb to calculate the speed sum ω+ to be input to the position estimator 32 .
位置推定器３２は、運転モードが同期運転モードであるときは、速度加算値ω＋を積分することで回転位相θｄｑを生成する。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、位置推定器３２は、実施例１と同様に、速度推定値ωを積分することで回転位相θｄｑを生成する。 When the operation mode is the synchronous operation mode, the position estimator 32 generates the rotational phase θdq by integrating the speed sum value ω+. On the other hand, when the operation mode is the position sensorless control mode, the position estimator 32 generates the rotational phase θdq by integrating the speed estimation value ω, as in Example 1.
＜ＰＬＬ制御器の構成＞
図５は、本開示の実施例２のＰＬＬ制御器の構成例を示す図である。図５において、ＰＬＬ制御器３１ｂは、比例積分制御器３１１と、比例制御器３１２と、比例出力制御器３１３と、スイッチＳＷ４とを有する。
<Configuration of PLL Controller>
5 is a diagram illustrating a configuration example of a PLL controller according to a second embodiment of the present disclosure. In FIG. 5, a PLL controller 31b includes a proportional-integral controller 311, a proportional controller 312, a proportional output controller 313, and a switch SW4.
比例制御器３１２は、軸誤差Δθを比例制御することにより、モータＭに接続される負荷の周期的な変動による速度の変動を表す速度変動成分ωａを算出する。 The proportional controller 312 proportionally controls the axis error Δθ to calculate the speed fluctuation component ωa, which represents the speed fluctuation due to periodic fluctuations in the load connected to the motor M.
比例出力制御器３１３は、時間変化する比例出力係数Ｒを速度変動成分ωａに乗算することにより、徐々に増加する速度補正値ωｂを算出する。 The proportional output controller 313 calculates a gradually increasing speed correction value ωb by multiplying the speed fluctuation component ωa by a time-varying proportional output coefficient R.
比例積分制御器３１１は、実施例１のＰＬＬ制御器３１ａと同様に、軸誤差Δθを比例積分制御することにより速度推定値ωを算出する。 The proportional-plus-integral controller 311, like the PLL controller 31a in the first embodiment, calculates the estimated speed value ω by proportional-plus-integral control of the axis error Δθ.
スイッチＳＷ４は、Ａ接点とＢ接点とを有する。運転モード切替器４０は、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ４を接点Ｂに接続する一方で、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、スイッチＳＷ４を接点Ａに接続する。よって、運転モードが同期運転モードであるときは、速度補正値ωｂがＰＬＬ制御器３１ｂから出力され、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、速度推定値ωがＰＬＬ制御器３１ｂから出力される。 Switch SW4 has contacts A and B. When the operation mode is synchronous operation mode, the operation mode switch 40 connects switch SW4 to contact B, and when the operation mode is position sensorless control mode, the operation mode switch 40 connects switch SW4 to contact A. Therefore, when the operation mode is synchronous operation mode, the speed correction value ωb is output from the PLL controller 31b, and when the operation mode is position sensorless control mode, the speed estimation value ω is output from the PLL controller 31b.
＜ＰＬＬ制御器の動作＞
図６は、本開示の実施例２の比例出力制御器の動作例を示す図である。
<Operation of PLL Controller>
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the operation of the proportional output controller according to the second embodiment of the present disclosure.
上記ように、比例出力制御器３１３は、時間の経過に伴って徐々に増加する比例出力係数Ｒを比例出力である速度変動成分ωａに乗算することにより速度補正値ωｂを算出する。図６に示すように、比例出力係数Ｒは、速度変動成分ωａに比例出力係数Ｒが乗算されることにより速度補正値ωｂの大きさが調整される区間（以下では「比例出力調整区間」と呼ぶことがある）の開始点ＴＡから比例出力調整区間の終了点ＴＢまでの間で０から１に線形で増加する。例えば、電流調整区間Ｉ２の始点を開始点ＴＡとし、電流調整区間Ｉ２の終点を終了点ＴＢとしても良い。また例えば、軸誤差Δθがほぼ０に調整された時点で、実質的に電流調整区間を設けずに比例出力係数Ｒを１に増加させても良い。つまり、電流調整区間において軸誤差Δθがほぼ０に調整された時点を開始点ＴＡとし、開始点ＴＡの到来後、即座に比例出力係数Ｒを１に増加させて終了点ＴＢを迎えても良い。 As described above, the proportional output controller 313 calculates the speed correction value ωb by multiplying the speed fluctuation component ωa, which is the proportional output, by the proportional output coefficient R, which gradually increases over time. As shown in FIG. 6 , the proportional output coefficient R increases linearly from 0 to 1 between the start point TA of the section (hereinafter sometimes referred to as the "proportional output adjustment section") in which the magnitude of the speed correction value ωb is adjusted by multiplying the speed fluctuation component ωa by the proportional output coefficient R, and the end point TB of the proportional output adjustment section. For example, the start point of the current adjustment section I2 may be set as the start point TA, and the end point of the current adjustment section I2 may be set as the end point TB. Alternatively, for example, the proportional output coefficient R may be increased to 1 when the axis error Δθ is adjusted to approximately 0, without actually setting up a current adjustment section. In other words, the start point TA may be set as the point in the current adjustment section when the axis error Δθ is adjusted to approximately 0, and the proportional output coefficient R may be immediately increased to 1 after the start point TA is reached, to reach the end point TB.
速度変動成分ωａに図６に示す比例出力係数Ｒが乗算されることにより速度補正値ωｂが算出されることで、速度補正値ωｂは、時間の経過に伴って、０から徐々に増加する。 The speed correction value ωb is calculated by multiplying the speed fluctuation component ωa by the proportional output coefficient R shown in Figure 6, and the speed correction value ωb gradually increases from 0 over time.
以上のようにして電流調整区間における速度補正値ωｂの大きさを調整することで、電流調整区間の初期でｄ軸電流指令値が大きくてモータＭの脱調の懸念が小さい区間では、ＰＬＬ制御の比例応答が小さく抑えられるため、モータＭの急減速を防止できる。一方で、電流調整区間の終期でｄ軸電流指令値が小さくてモータＭの脱調の懸念が大きい区間では、軸誤差Δθが０近傍に収束している状態なので、ＰＬＬ制御の比例応答を大きくしても問題がない。このため、電流調整区間の終期や軸誤差Δθが０近傍に収束している状態での比例出力係数Ｒを大きくすることで、モータＭの速度の変動に応じた回転位相の生成が可能となる。これにより、モータＭの速度の変動に応じて、ｄｃ－ｑｃ座標軸の回転位相を瞬時に修正することが可能となる。よって、ｄ軸電流指令値が減少した際に周期的な負荷変動やモータ定数の真値からの乖離の影響によるモータＭの脱調を防止できる。 By adjusting the magnitude of the speed correction value ωb in the current adjustment section in this manner, the proportional response of the PLL control is kept small at the beginning of the current adjustment section, when the d-axis current command value is large and there is little risk of motor M losing synchronization. This prevents sudden deceleration of motor M. On the other hand, at the end of the current adjustment section, when the d-axis current command value is small and there is a high risk of motor M losing synchronization, the axis error Δθ has converged to near zero, so there is no problem with increasing the proportional response of the PLL control. Therefore, by increasing the proportional output coefficient R at the end of the current adjustment section or when the axis error Δθ has converged to near zero, it is possible to generate a rotational phase that corresponds to fluctuations in motor M's speed. This makes it possible to instantaneously correct the rotational phase of the dc-qc coordinate axes in response to fluctuations in motor M's speed. This prevents motor M from losing synchronization due to periodic load fluctuations or deviations from the true value of the motor constant when the d-axis current command value decreases.
以上、実施例２について説明した。 This concludes the explanation of Example 2.
［実施例３］
突極性を有するＩＰＭＳＭを過負荷で起動させる場合、図７に示すように、負荷トルク相当の定トルク曲線とＭＴＰＡ曲線との交点上の電流ベクトルが、同期運転時の最終電流ベクトルから乖離していく。図７は、本開示の実施例３の位置センサレス制御モード移行時の電流ベクトル変化を示す図である。
[Example 3]
When an IPMSM having a saliency is started under an overload, the current vector at the intersection of the constant torque curve corresponding to the load torque and the MTPA curve deviates from the final current vector during synchronous operation, as shown in Fig. 7. Fig. 7 is a diagram showing the change in the current vector when transitioning to the position sensorless control mode in the third embodiment of the present disclosure.
図７に示すように、過負荷になるほど同期運転モードと位置センサレス制御モードとの間で電流ベクトルの乖離が大きくなる。よって、図２，図３に示すように、過負荷になるほど、運転モードが同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３に切り替えられたときのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の不連続の度合いが大きくなる。このため、運転モードの切替によりモータＭに発生する切替ショック等、モータＭの制御の不安定化が引き起こされてしまうことが懸念される。 As shown in Figure 7, the greater the overload, the greater the deviation of the current vectors between the synchronous operation mode and the position sensorless control mode. Therefore, as shown in Figures 2 and 3, the greater the overload, the greater the degree of discontinuity in the d-axis current command value and q-axis current command value when the operation mode is switched from synchronous operation mode M2 to position sensorless control mode M3. This raises concerns that switching operation modes may cause switching shock in motor M, which could destabilize the control of motor M.
そこで、実施例３では、モータＭの制御の不安定化の懸念を減少させる。以下、実施例１と異なる点について説明する。 Therefore, in Example 3, concerns about instability in the control of motor M are reduced. Differences from Example 1 are explained below.
＜センサレス電流指令値生成器の構成＞
図８は、本開示の実施例３のセンサレス電流指令値生成器の構成例を示す図である。図８において、センサレス電流指令値生成器１４は、重み係数生成器１４１と、ＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２と、同期運転最終電流指令値生成器１４３と、乗算器１４４，１４５，１４６，１４７と、加算器１４８，１４９とを有する。
<Configuration of sensorless current command value generator>
8 is a diagram illustrating an example of the configuration of a sensorless current command value generator according to a third embodiment of the present disclosure. In FIG. 8, the sensorless current command value generator 14 includes a weighting coefficient generator 141, an MTPA current command value generator 142, a synchronous operation final current command value generator 143, multipliers 144, 145, 146, and 147, and adders 148 and 149.
ＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２は、実施例１におけるセンサレス電流指令値生成器１４で行われる処理をＭＴＰＡ制御に限定して行うことにより、トルク指令値Ｔ＊に基づいてＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｍｔ＊及びＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｍｔ＊を生成する。つまり、ＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２は、トルク指令値Ｔ＊に基づいて、二曲線交点からＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｍｔ＊及びＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｍｔ＊を生成する。以下では、ＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値及びＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値を「ＭＴＰＡ電流指令値」と総称することがある。 The MTPA current command value generator 142 generates an MTPA d-axis current command value id_mt* and an MTPA q-axis current command value iq_mt * based on the torque command value T * by performing the processing performed by the sensorless current command value generator 14 in the first embodiment only for MTPA control. In other words, the MTPA current command value generator 142 generates an MTPA d-axis current command value id_mt * and an MTPA q-axis current command value iq_mt * from the intersection of two curves based on the torque command value T * . Hereinafter, the MTPA d-axis current command value and the MTPA q-axis current command value may be collectively referred to as the "MTPA current command value."
同期運転最終電流指令値生成器１４３は、電流調整区間Ｉ２の最終点（つまり、同期運転モードＭ２の終了時点）でのｄ軸電流指令値である最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ＊を生成する。また、同期運転最終電流指令値生成器１４３は、最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ＊とトルク指令値Ｔ＊とに基づいて、式（１４）に従って、最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ＊を生成する。式（１４）に従って生成される最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ＊は、ｄｃ－ｑｃ座標軸上においてｄ軸電流指令値を最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ＊に固定したｑｃ軸に平行な直線上に位置し、負荷トルクの変化に応じて変動する値である。以下では、最終点ｄ軸電流指令値及び最終点ｑ軸電流指令値を「最終点電流指令値」と総称することがある。
なお、電流指令値を最終点電流指令値からＭＴＰＡ電流指令値に切り替える区間（以下では「電流ベクトルスムージング区間」と呼ぶことがある）で負荷トルクが急激に変化しないことが実験等により予め分かっている場合には、同期運転最終電流指令値生成器１４３は、式（１４）に従った最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ＊の生成を行わずに、ｄ軸電流指令値と同様に、電流調整区間Ｉ２の最終点でのｑ軸電流指令値を最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ＊としても良い。 Note that, if it is known in advance through experiments or the like that the load torque will not change abruptly in the section where the current command value is switched from the final point current command value to the MTPA current command value (hereinafter may be referred to as the “current vector smoothing section”), the synchronous operation final current command value generator 143 may not generate the final point q-axis current command value iq_sy_end * according to equation (14), but may set the q-axis current command value at the final point of the current adjustment section I2 as the final point q-axis current command value iq_sy_end * , similarly to the d-axis current command value.
重み係数生成器１４１は、ＭＴＰＡ電流指令値及び最終点電流指令値のそれぞれに乗算される第一重み係数Ｗ_ｕｐ及び第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを生成する。 The weighting coefficient generator 141 generates a first weighting coefficient W_up and a second weighting coefficient W_down, which are multiplied by the MTPA current command value and the final point current command value, respectively.
乗算器１４４は、ＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｍｔ＊に第一重み係数Ｗ_ｕｐを乗算する。 The multiplier 144 multiplies the MTPA_d-axis current command value id_mt * by a first weighting coefficient W_up.
乗算器１４５は、ＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｍｔ＊に第一重み係数Ｗ_ｕｐを乗算する。 A multiplier 145 multiplies the MTPA_q-axis current command value iq_mt * by a first weighting coefficient W_up.
乗算器１４６は、最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ＊に第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを乗算する。 A multiplier 146 multiplies the final point d-axis current command value id_sy_end * by the second weighting coefficient W_down.
乗算器１４７は、最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ＊に第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを乗算する。 A multiplier 147 multiplies the final point q-axis current command value iq_sy_end * by the second weighting coefficient W_down.
加算器１４８は、乗算器１４４での乗算結果と乗算器１４６での乗算結果とを加算することにより、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊を生成する。 The adder 148 adds the multiplication result of the multiplier 144 and the multiplication result of the multiplier 146 together to generate the sensorless d-axis current command value id_sl * in the current vector smoothing section.
加算器１４９は、乗算器１４５での乗算結果と乗算器１４７での乗算結果とを加算することにより、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊を生成する。 The adder 149 adds the multiplication result from the multiplier 145 and the multiplication result from the multiplier 147 to generate the sensorless q-axis current command value iq_sl * in the current vector smoothing section.
つまり、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊は式（１５）に従って生成され、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊は式（１６）に従って生成される。
よって、ＭＴＰＡ電流指令値は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、二曲線交点に基づいて算出され、加算器１４８，１４９によって最終的にセンサレス電流指令値が算出される前に算出される第一の仮の電流指令値に相当する。また、最終点電流指令値は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、電流調整区間Ｉ２の最終点でのｄ軸電流指令値に基づいて算出され、加算器１４８，１４９によって最終的にセンサレス電流指令値が算出される前に算出される第二の仮の電流指令値に相当する。 Therefore, when the operating mode is the position sensorless control mode, the MTPA current command value is calculated based on the intersection of the two curves and corresponds to the first provisional current command value calculated before the final sensorless current command value is calculated by adders 148 and 149. Furthermore, when the operating mode is the position sensorless control mode, the final point current command value is calculated based on the d-axis current command value at the final point of the current adjustment interval I2 and corresponds to the second provisional current command value calculated before the final sensorless current command value is calculated by adders 148 and 149.
＜センサレス電流指令値生成器の動作＞
図９は、本開示の実施例３の重み係数生成器の動作例を示す図である。図９に示すように、重み係数生成器１４１は、電流ベクトルスムージング区間の開始点ＴＸから電流ベクトルスムージング区間の終了点ＴＹまでの間で０から１に線形で増加する第一重み係数Ｗ_ｕｐを生成する。また、重み係数生成器１４１は、開始点ＴＸから終了点ＴＹまでの間で１から０に線形で減少する第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを生成する。
<Operation of sensorless current command value generator>
9 is a diagram illustrating an example of the operation of the weighting coefficient generator according to the third embodiment of the present disclosure. As illustrated in Fig. 9, the weighting coefficient generator 141 generates a first weighting coefficient W_up that increases linearly from 0 to 1 between the start point TX of the current vector smoothing interval and the end point TY of the current vector smoothing interval. The weighting coefficient generator 141 also generates a second weighting coefficient W_down that decreases linearly from 1 to 0 between the start point TX and the end point TY.
ここで、電流ベクトルスムージング区間は任意に設定可能である。例えば、電流ベクトルスムージング区間は、図１１及び図１２において速度指令値ω＊がω１からω２まで増加する区間等、位置センサレス制御モード区間内に設定されるのが好ましい。図１１及び図１２は、本開示の実施例３のモータ制御装置の動作例を示す図である。 Here, the current vector smoothing section can be set arbitrarily. For example, it is preferable that the current vector smoothing section be set within a position sensorless control mode section, such as the section in which the speed command value ω * increases from ω1 to ω2 in Figures 11 and 12. Figures 11 and 12 are diagrams showing an example of the operation of the motor control device according to the third embodiment of the present disclosure.
図１０は、本開示の実施例３の電流ベクトル軌跡の一例を示す図である。センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ＊が第一重み係数Ｗ_ｕｐ及び第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを用いて式（１５）及び式（１６）に従って生成されることで、図１０に示すように、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行する際においても、電流ベクトルの連続性が保たれる。よって、図１１及び図１２に示すように、運転モードが同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３に切り替えられたときのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の連続性が保たれる。その結果、位置センサレス制御モードへの移行時の電流飛びや速度飛び等による切替ショックを低減できるため、位置センサレス制御モードへの移行時のモータＭの制御の安定性をさらに向上させることができる。 FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a current vector locus according to a third embodiment of the present disclosure. The sensorless d-axis current command value id_sl * and the sensorless q-axis current command value iq_sl * are generated according to equations (15) and (16) using the first weighting coefficient W_up and the second weighting coefficient W_down. This ensures continuity of the current vectors even when the operation mode transitions from the synchronous operation mode to the position sensorless control mode, as shown in FIG. 10 . Therefore, as shown in FIGS. 11 and 12 , the continuity of the d-axis current command value and the q-axis current command value is maintained when the operation mode transitions from the synchronous operation mode M2 to the position sensorless control mode M3. As a result, switching shocks due to current jumps, speed jumps, and the like that occur when transitioning to the position sensorless control mode can be reduced, further improving the stability of control of the motor M when transitioning to the position sensorless control mode.
以上、実施例３について説明した。 This concludes the explanation of Example 3.
なお、実施例３は実施例２と組み合わせて実施することも可能である。 Note that Example 3 can also be implemented in combination with Example 2.
以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ａ，１００ｂ）は、速度上昇区間及び電流調整区間を有する同期運転モードと、位置センサレス制御モードとを有する。同期運転モードでは、速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータ（実施例のモータＭ）が同期する。位置センサレス制御モードでは、軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値に基づいて制御系座標軸の回転位相が生成される。また、本開示のモータ制御装置は、同期運転電流指令値生成器（実施例の同期運転電流指令値生成器１３）を有する。同期運転電流指令値生成器は、速度上昇区間においてモータの回転数を所定回転数（実施例の所定回転数ω１に対応する所定の回転数）まで上昇させた後、電流調整区間において、目標指令値（実施例の目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ）へｄ軸電流指令値を近づける一方で、軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する。 As described above, the motor control device disclosed herein (motor control devices 100a and 100b in the embodiments) has a synchronous operation mode with a speed increase section and a current adjustment section, and a position sensorless control mode. In the synchronous operation mode, the motor (motor M in the embodiments) is synchronized with the rotational phase of the control system coordinate axes based on the speed command value. In the position sensorless control mode, the rotational phase of the control system coordinate axes is generated based on a speed estimate obtained by feedback control of the axis error. The motor control device disclosed herein also has a synchronous operation current command value generator (synchronous operation current command value generator 13 in the embodiments). The synchronous operation current command value generator increases the motor rotation speed to a predetermined rotation speed (a predetermined rotation speed corresponding to the predetermined rotation speed ω1 in the embodiments) in the speed increase section, and then, in the current adjustment section, adjusts the q-axis current command value by feedback control to bring the d-axis current command value closer to the target command value (target command value id_sy_end in the embodiments) while bringing the axis error closer to zero.
また、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ａ，１００ｂ）は、位置センサレス電流指令値生成器（実施例のセンサレス電流指令値生成器１４）を有する。同期運転電流指令値生成器は、速度上昇区間においてｄ軸電流指令値を目標指令値よりも大きい値を有する所定値（実施例の所定値ｉｄ_ｉｎｉ）に設定する。位置センサレス電流指令値生成器は、位置センサレス制御モードにおいて、ｄ軸電流指令値を目標指令値よりも小さい値に調整する。 The motor control device (motor control devices 100a and 100b in the embodiments) of the present disclosure also includes a position sensorless current command value generator (sensorless current command value generator 14 in the embodiments). The synchronous operation current command value generator sets the d-axis current command value to a predetermined value (predetermined value id_ini in the embodiments) that is greater than the target command value during the speed increase section. The position sensorless current command value generator adjusts the d-axis current command value to a value smaller than the target command value in position sensorless control mode.
また、同期運転電流指令値生成器は、同期運転モードにおいて、ｄ軸電流指令値を０近傍の正の値を有する目標指令値へ近づけ、位置センサレス電流指令値生成器は、位置センサレス制御モードにおいて、ｄ軸電流指令値を０以下の値に調整する。 In addition, the synchronous operation current command value generator adjusts the d-axis current command value to approach a target command value having a positive value near 0 in synchronous operation mode, and the position sensorless current command value generator adjusts the d-axis current command value to a value below 0 in position sensorless control mode.
また、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ａ，１００ｂ）は、速度制御器（実施例の速度制御器１２）を有する。速度制御器は、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードへ移行する際に、同期運転モードにおけるｄ軸電流指令値の最終値、及び、同期運転モードにおけるｑ軸電流指令値の最終値に基づいて、速度指令値と速度推定値との差を０に近づけるためのトルク指令値の初期値を設定する。 The motor control device (motor control devices 100a and 100b in the embodiments) of the present disclosure also includes a speed controller (speed controller 12 in the embodiments). When the operation mode transitions from the synchronous operation mode to the position sensorless control mode, the speed controller sets an initial value for the torque command value to bring the difference between the speed command value and the estimated speed value closer to zero, based on the final value of the d-axis current command value in the synchronous operation mode and the final value of the q-axis current command value in the synchronous operation mode.
また、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ｂ）は、ＰＬＬ制御器（実施例のＰＬＬ制御器３１ｂ）と、位置推定器（実施例の位置推定器３２）とを有する。ＰＬＬ制御器は、電流調整区間において、軸誤差を比例制御することにより速度変動成分（実施例の速度変動成分ωａ）を算出し、速度変動成分に基づいて速度補正値を算出する一方で、位置センサレス制御モードにおいて、軸誤差を比例積分制御することにより速度推定値を算出する。また、位置推定器は、電流調整区間において、速度指令値と速度補正値とに基づいて回転位相を生成する一方で、位置センサレス制御モードにおいて、速度推定値を積分することにより回転位相を生成する。 The motor control device (motor control device 100b in the embodiment) of the present disclosure also includes a PLL controller (PLL controller 31b in the embodiment) and a position estimator (position estimator 32 in the embodiment). In the current adjustment period, the PLL controller calculates a speed fluctuation component (speed fluctuation component ωa in the embodiment) by proportionally controlling the axis error, and calculates a speed correction value based on the speed fluctuation component, while in the position sensorless control mode, it calculates a speed estimate value by proportional-plus-integral control of the axis error. In the current adjustment period, the position estimator generates a rotation phase based on the speed command value and the speed correction value, while in the position sensorless control mode, it generates a rotation phase by integrating the speed estimate value.
また、ＰＬＬ制御器は、電流調整区間において、時間の経過に伴って増加する係数を速度変動成分に乗算することにより速度補正値を算出する。 In addition, the PLL controller calculates the speed correction value by multiplying the speed fluctuation component by a coefficient that increases over time during the current adjustment section.
また、位置センサレス電流指令値生成器は、第一電流指令生成器（実施例のＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２）と、第二電流指令生成器（実施例の同期運転最終電流指令値生成器１４３）と、係数生成器（実施例の重み係数生成器１４１）とを有する。第一電流指令生成器は、位置センサレス制御モードにおける第一の仮の電流指令値（実施例のＭＴＰＡ電流指令値）を生成する。第二電流指令生成器は、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行する直前のｄ軸電流指令値に基づく第二の仮の電流指令値（実施例の最終点電流指令値）を生成する。係数生成器は、運転モードが位置センサレス制御モードにある区間内に設定されるスムージング区間（実施例の電流ベクトルスムージング区間）において、スムージング区間の開始から終了までに０から１に増加する増加係数（実施例の第一重み係数Ｗ_ｕｐ）と、スムージング区間の開始から終了までに１から０に減少する減少係数（実施例の第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎ）とを生成する。そして、位置センサレス電流指令値生成器は、第一の仮の電流指令値と増加係数との積と、第二の仮の電流指令値と減少係数との積とを加算することにより、位置センサレス制御モードにおける電流指令値を生成する。 The position sensorless current command value generator also includes a first current command generator (MTPA current command value generator 142 in the embodiment), a second current command generator (synchronous operation final current command value generator 143 in the embodiment), and a coefficient generator (weighting coefficient generator 141 in the embodiment). The first current command generator generates a first tentative current command value (MTPA current command value in the embodiment) in the position sensorless control mode. The second current command generator generates a second tentative current command value (final point current command value in the embodiment) based on the d-axis current command value immediately before the operation mode transitions from the synchronous operation mode to the position sensorless control mode. In a smoothing interval (current vector smoothing interval in the embodiment) set within the interval in which the operating mode is in the position sensorless control mode, the coefficient generator generates an increase coefficient (first weighting coefficient W_up in the embodiment) that increases from 0 to 1 from the start to the end of the smoothing interval, and a decrease coefficient (second weighting coefficient W_down in the embodiment) that decreases from 1 to 0 from the start to the end of the smoothing interval. The position sensorless current command value generator then generates a current command value in the position sensorless control mode by adding the product of the first tentative current command value and the increase coefficient to the product of the second tentative current command value and the decrease coefficient.
１００ａ，１００ｂ モータ制御装置
１２ 速度制御器
１３ 同期運転電流指令値生成器
１４ センサレス電流指令値生成器
３１ａ，３１ｂ ＰＬＬ制御器
３２ 位置推定器
１４１ 重み係数生成器
１４２ ＭＴＰＡ電流指令値生成器
１４３ 同期運転最終電流指令値生成器
100a, 100b Motor control device 12 Speed controller 13 Synchronous operation current command value generator 14 Sensorless current command value generator 31a, 31b PLL controller 32 Position estimator 141 Weighting coefficient generator 142 MTPA current command value generator 143 Synchronous operation final current command value generator
Claims (6)
前記速度上昇区間において前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、目標指令値へｄ軸電流指令値を近づける一方で、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する同期運転電流指令値生成器、を具備し、
前記同期運転電流指令値生成器は、前記速度上昇区間において前記ｄ軸電流指令値を前記目標指令値よりも大きい値を有する所定値に設定し、
前記位置センサレス制御モードにおいて、前記ｄ軸電流指令値を前記目標指令値よりも小さい値に調整する位置センサレス電流指令値生成器、をさらに具備する、
モータ制御装置。 A motor control device having a synchronous operation mode in which a motor is synchronized with a rotational phase of a control system coordinate axis based on a speed command value, the synchronous operation mode having a speed increase section and a current adjustment section, and a position sensorless control mode in which the rotational phase of the control system coordinate axis is generated based on a speed estimate value obtained by feedback control of an axis error,
a synchronous operation current command value generator that, after increasing the rotational speed of the motor to a predetermined rotational speed in the speed increase section, adjusts a q-axis current command value by performing feedback control so that the axis error approaches zero while bringing a d-axis current command value closer to a target command value in the current adjustment section ,
the synchronous operation current command value generator sets the d-axis current command value to a predetermined value greater than the target command value in the speed increase section,
a position sensorless current command value generator that adjusts the d-axis current command value to a value smaller than the target command value in the position sensorless control mode.
Motor control device.
前記位置センサレス電流指令値生成器は、前記位置センサレス制御モードにおいて、前記ｄ軸電流指令値を０以下の値に調整する、
請求項１に記載のモータ制御装置。 the synchronous operation current command value generator, in the synchronous operation mode, causes the d-axis current command value to approach the target command value having a positive value close to 0;
the position sensorless current command value generator adjusts the d-axis current command value to a value equal to or less than 0 in the position sensorless control mode;
The motor control device according to claim 1 .
前記速度上昇区間において前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、目標指令値へｄ軸電流指令値を近づける一方で、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する同期運転電流指令値生成器と、
運転モードが前記同期運転モードから前記位置センサレス制御モードへ移行する際に、前記同期運転モードにおける前記ｄ軸電流指令値の最終値、及び、前記同期運転モードにおける前記ｑ軸電流指令値の最終値に基づいて、前記速度指令値と前記速度推定値との差を０に近づけるためのトルク指令値の初期値を設定する速度制御器と、
を具備するモータ制御装置。 A motor control device having a synchronous operation mode in which a motor is synchronized with a rotational phase of a control system coordinate axis based on a speed command value, the synchronous operation mode having a speed increase section and a current adjustment section, and a position sensorless control mode in which the rotational phase of the control system coordinate axis is generated based on a speed estimate value obtained by feedback control of an axis error,
a synchronous operation current command value generator that, after increasing the rotational speed of the motor to a predetermined rotational speed in the speed increase section, adjusts a q-axis current command value by performing feedback control so that the axis error approaches zero while bringing a d-axis current command value closer to a target command value in the current adjustment section ;
a speed controller that, when an operation mode transitions from the synchronous operation mode to the position sensorless control mode, sets an initial value of a torque command value based on a final value of the d-axis current command value in the synchronous operation mode and a final value of the q-axis current command value in the synchronous operation mode, so as to bring a difference between the speed command value and the speed estimation value closer to zero;
A motor control device comprising:
前記速度上昇区間において前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、目標指令値へｄ軸電流指令値を近づける一方で、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する同期運転電流指令値生成器と、
前記電流調整区間において、前記軸誤差を比例制御することにより速度変動成分を算出し、前記速度変動成分に基づいて速度補正値を算出し、前記位置センサレス制御モードにおいて、前記軸誤差を比例積分制御することにより前記速度推定値を算出するＰＬＬ制御器と、
前記電流調整区間において、前記速度指令値と前記速度補正値とに基づいて前記回転位相を生成し、前記位置センサレス制御モードにおいて、前記速度推定値を積分することにより前記回転位相を生成する位置推定器と、
を具備するモータ制御装置。 A motor control device having a synchronous operation mode in which a motor is synchronized with a rotational phase of a control system coordinate axis based on a speed command value, the synchronous operation mode having a speed increase section and a current adjustment section, and a position sensorless control mode in which the rotational phase of the control system coordinate axis is generated based on a speed estimate value obtained by feedback control of an axis error,
a synchronous operation current command value generator that, after increasing the rotational speed of the motor to a predetermined rotational speed in the speed increase section, adjusts a q-axis current command value by performing feedback control so that the axis error approaches zero while bringing a d-axis current command value closer to a target command value in the current adjustment section ;
a PLL controller that calculates a speed fluctuation component by proportionally controlling the axis error in the current adjustment section, calculates a speed correction value based on the speed fluctuation component, and calculates the speed estimation value by proportional-plus-integral control of the axis error in the position sensorless control mode;
a position estimator that generates the rotational phase based on the speed command value and the speed correction value in the current adjustment section, and generates the rotational phase by integrating the speed estimated value in the position sensorless control mode;
A motor control device comprising:
請求項４に記載のモータ制御装置。 the PLL controller calculates the speed correction value by multiplying the speed fluctuation component by a coefficient that increases with time in the current adjustment section;
The motor control device according to claim 4 .
前記速度上昇区間において前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、目標指令値へｄ軸電流指令値を近づける一方で、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する同期運転電流指令値生成器と、
位置センサレス電流指令値生成器と、
を具備し、
前記位置センサレス電流指令値生成器は、
前記位置センサレス制御モードにおける第一の仮の電流指令値を生成する第一電流指令生成器と、
運転モードが前記同期運転モードから前記位置センサレス制御モードに移行する直前のｄ軸電流指令値に基づく第二の仮の電流指令値を生成する第二電流指令生成器と、
前記運転モードが前記位置センサレス制御モードにある区間内に設定されるスムージング区間において、前記スムージング区間の開始から終了までに０から１に増加する増加係数と、前記スムージング区間の開始から終了までに１から０に減少する減少係数とを生成する係数生成器と、
を有し、
前記位置センサレス電流指令値生成器は、前記第一の仮の電流指令値と前記増加係数との積と、前記第二の仮の電流指令値と前記減少係数との積とを加算することにより、前記位置センサレス制御モードにおける電流指令値を生成する、
モータ制御装置。 A motor control device having a synchronous operation mode in which a motor is synchronized with a rotational phase of a control system coordinate axis based on a speed command value, the synchronous operation mode having a speed increase section and a current adjustment section, and a position sensorless control mode in which the rotational phase of the control system coordinate axis is generated based on a speed estimate value obtained by feedback control of an axis error,
a synchronous operation current command value generator that, after increasing the rotational speed of the motor to a predetermined rotational speed in the speed increase section, adjusts a q-axis current command value by performing feedback control so that the axis error approaches zero while bringing a d-axis current command value closer to a target command value in the current adjustment section ;
a position sensorless current command value generator;
Equipped with
The position sensorless current command value generator
a first current command generator that generates a first temporary current command value in the position sensorless control mode;
a second current command generator that generates a second tentative current command value based on a d-axis current command value immediately before an operation mode transitions from the synchronous operation mode to the position sensorless control mode;
a coefficient generator that generates, in a smoothing section set within a section in which the operation mode is the position sensorless control mode, an increase coefficient that increases from 0 to 1 from the start to the end of the smoothing section and a decrease coefficient that decreases from 1 to 0 from the start to the end of the smoothing section;
and
the position sensorless current command value generator generates a current command value in the position sensorless control mode by adding a product of the first temporary current command value and the increase coefficient and a product of the second temporary current command value and the decrease coefficient.
Motor control device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021162345A JP7722110B2 (en) | 2021-09-30 | 2021-09-30 | Motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021162345A JP7722110B2 (en) | 2021-09-30 | 2021-09-30 | Motor control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2023051557A JP2023051557A (en) | 2023-04-11 |
| JP7722110B2 true JP7722110B2 (en) | 2025-08-13 |
Family
ID=85805844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2021162345A Active JP7722110B2 (en) | 2021-09-30 | 2021-09-30 | Motor control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7722110B2 (en) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004048886A (en) | 2002-07-10 | 2004-02-12 | Hitachi Ltd | Drive control device for synchronous motor |
| JP2019097341A (en) | 2017-11-24 | 2019-06-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Motor controller and motor system |
| JP2021022987A (en) | 2019-07-25 | 2021-02-18 | 株式会社アドヴィックス | Motor control device |
-
2021
- 2021-09-30 JP JP2021162345A patent/JP7722110B2/en active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004048886A (en) | 2002-07-10 | 2004-02-12 | Hitachi Ltd | Drive control device for synchronous motor |
| JP2019097341A (en) | 2017-11-24 | 2019-06-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Motor controller and motor system |
| JP2021022987A (en) | 2019-07-25 | 2021-02-18 | 株式会社アドヴィックス | Motor control device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2023051557A (en) | 2023-04-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100423715B1 (en) | Synchronous motor control device and method | |
| EP1237274B1 (en) | Electric motor controller | |
| JP5098439B2 (en) | Sensorless control device for permanent magnet synchronous motor | |
| JP2014027742A (en) | Motor control device | |
| JP2001251889A (en) | Method for estimating rotor position of synchronous motor, control method without position sensor, and control device | |
| JP4284355B2 (en) | High response control device for permanent magnet motor | |
| JP3674741B2 (en) | Control device for permanent magnet synchronous motor | |
| CN107078675A (en) | Control device for inverter and motor driven systems | |
| JP3637897B2 (en) | Synchronous motor drive device, inverter device, and synchronous motor control method | |
| US20150022127A1 (en) | Current control device of synchronous motor | |
| JP2004072906A (en) | Vector control inverter device | |
| JP7714991B2 (en) | Motor control device | |
| JP7852381B2 (en) | Control method for a rotating electric machine, and control device for a rotating electric machine. | |
| JP6003143B2 (en) | Control device for synchronous motor | |
| JP7722110B2 (en) | Motor control device | |
| JP7536418B2 (en) | Power conversion device and control method thereof | |
| JP7529463B2 (en) | POWER CONVERSION DEVICE, POWER CONVERSION METHOD, AND PROGRAM | |
| JP7616263B2 (en) | Motor Control Device | |
| JP2023051559A (en) | Motor control device | |
| JP7206707B2 (en) | motor controller | |
| JP7009861B2 (en) | Motor control device | |
| JP2024146466A (en) | Motor Control Device | |
| JP2012175776A (en) | Motor controller and motor drive system | |
| JP7740395B2 (en) | Motor control device | |
| JP2017022990A (en) | Control device for synchronous motor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20240730 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20250321 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20250325 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20250523 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20250701 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20250714 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7722110 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |