JP7741736B2 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、衛星放送又は地上放送における階層分割多重（ＬＤＭ：Layered Division Multiplexing）方式を用いた伝送システムに関するものであり、特に、高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信して処理するＬＤＭ方式の受信装置及び受信方法に関する。

周波数利用効率の向上を目的とした無線伝送方式の一つに、２つの変調信号を異なる電力で多重化し、同一周波数帯で伝送する階層分割多重方式（以下、「ＬＤＭ方式」と称する。）がある。地上デジタル放送においてもＬＤＭ方式の利用が検討されており、ＬＤＭ方式を用いて新たな地上波放送方式を現行の地上波放送を多重するシステムが検討されている（例えば、非特許文献１，２参照）。

ＬＤＭ方式は２つの変調信号について電力差を付けて同一周波数帯で多重化する方式であり、一般的に電力の高い方をＵＬ（Upper Layer）、低い方をＬＬ（Lower Layer）とし、高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）の階層間の電力比は、ＬＬの平均電力に対するＵＬの平均電力の比を表すＩＬ（Injection Level）によって定義される。

図１１は、従来技術における典型的なＬＤＭ方式の送信装置１０の概略構成を示すブロック図である。図１１ではシングルキャリア伝送によるＬＤＭ方式の送信装置１０の概略構成を例示しているが、マルチキャリアによるＯＦＤＭ伝送にもＬＤＭ方式を適用可能であり、ＬＤＭ方式の信号伝送自体に係る構成は同様である。図１１に示すＬＤＭ方式の送信装置１０は、ＵＬ用の誤り訂正符号化部１１及びマッピング部１２と、ＬＬ用の誤り訂正符号化部１３及びマッピング部１４と、電力調整部１５と、合成部１６と、直交変調部１７と、を備える。

誤り訂正符号化部１１は、ＬＤＭ方式のＵＬで伝送したい情報であるＵＬ用伝送情報を入力して、ＵＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）を施し、マッピング部１２に出力する。

マッピング部１２は、誤り訂正符号化部１１から得られる誤り訂正符号化処理後のデータに対してＵＬ用として予め定めた変調方式（ＱＰＳＫ等）でマッピングし、同相成分Ｉと直交位相成分ＱのＩＱ平面で表すことが可能なＩＱ信号としてＵＬ用のシンボルを有する変調信号を生成して合成部１６に出力する。

誤り訂正符号化部１３は、ＬＤＭ方式のＬＬで伝送したい情報であるＬＬ用伝送情報を入力して、ＬＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）を施し、マッピング部１４に出力する。尚、ＵＬ用とＬＬ用の各誤り訂正符号化処理は、それぞれ同一の誤り訂正符号化方式及び符号化率としてもよいし、それぞれ異なる誤り訂正符号化方式及び符号化率としてもよい。

マッピング部１４は、誤り訂正符号化部１３から得られる誤り訂正符号化処理後のデータに対してＬＬ用として予め定めた変調方式（ＱＰＳＫ等）でマッピングし、ＩＱ信号としてＬＬ用のシンボルを有する変調信号を生成して電力調整部１５に出力する。尚、ＵＬ用とＬＬ用の各変調方式は、それぞれ同一変調方式としてもよいし、それぞれ異なる変調方式としてもよく、ＱＰＳＫとする以外にも、π／２シフトＢＰＳＫ，８ＰＳＫ，１６ＡＰＳＫ等とすることができる。

電力調整部１５は、予め定められたＩＬの値によって、マッピング部１４から得られるＬＬ用のシンボルについて振幅を調整し（即ち、ＩＬに応じた階層間の電力比の調整を行い）、この振幅調整後のＬＬ用のシンボルを合成部１６に出力する。尚、ここでは、電力調整部１５によって、ＬＬ用のシンボルについて振幅の調整を行う構成例を示しているが、ＩＬに応じた階層間の電力比の調整を行うことができればよく、このような電力調整部１５は、ＵＬ用とＬＬ用のシンボルのいずれか一方又は双方について振幅の調整を行うとしてもよい。

合成部１６は、マッピング部１２及び電力調整部１５からそれぞれ得られるＵＬ用とＬＬ用の各シンボルについて電力加算することにより、ＬＤＭシンボルを生成し、直交変調部１７に出力する。

直交変調部１７は、ＵＬ用として予め定めた変調方式に従って、合成部１６から得られるＬＤＭシンボルについて同一周波数帯で直交変調した信号をＬＤＭ信号として生成し、所定の電力増幅（図示略）を経て送信アンテナ１８から受信装置に向けて（地上又は衛星の中継器経由を含む。）に送信する。

ところで、このＬＤＭ信号を受信する受信装置において、その受信性能は受信処理におけるＵＬとＬＬの分離精度が大きく影響することから、様々なＵＬとＬＬの階層分離手法が検討されている。最も一般的な階層分離手法としては、レプリカ信号の生成と電力減算処理によるＳＩＣ（Successive Interference Cancellation）が挙げられる（例えば、非特許文献１参照）。

図１２は、従来技術における典型的なＳＩＣ型受信装置２０Ｓの概略構成を示すブロック図である。図１２に示すＳＩＣ型受信装置２０Ｓは、直交復調部２２と、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及び誤り訂正復号部２４と、ＵＬ再変調によるレプリカ信号生成部２５と、減算部２６と、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７及び誤り訂正復号部２８と、を備える。

直交復調部２２は、受信アンテナ２１を介して高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信し、その受信したＬＤＭ信号について、平均電力又は最大電力に基づく所定の利得調整（図示略）による電力（振幅）正規化処理を経て入力し、シンボル同期及びキャリア再生を行い、直交復調処理を施してＬＤＭシンボルを抽出し、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及び減算部２６に出力する。

ＬＬＲ計算部２３は、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボルについて、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点（ＵＬをＱＰＳＫ、ＬＬをＱＰＳＫとしたときは、後述する図４に示す１６シンボルの基準点）を用いて対数尤度比（ＬＬＲ：Log-likelihood ratio）を計算し、その対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＵＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２４に出力する。尚、ＬＬＲ計算部２３は、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボルについて、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点（図示は省略するが、ＵＬをＱＰＳＫとしたときは、ＬＬの変調方式に関わらず、ＵＬ用のＱＰＳＫに対応する４シンボルの基準点）を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、その対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＵＬ信号を生成するとしてもよい。この場合、特にＩＬが小さいときＬＬＲの精度は落ちるが、一般的な誤り訂正復号処理に係るＬＬＲ計算法と同じとなる。

誤り訂正復号部２４は、ＬＬＲ計算部２３から得られるＵＬ信号に対して、送信側のＵＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、ＵＬ用伝送情報を示すＵＬ信号の復号ビットを生成し外部出力するとともに、レプリカ信号生成部２５にも出力する。

レプリカ信号生成部２５は、誤り訂正復号部２４から得られるＵＬ信号の復号ビットに対して、送信側のＵＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）を再度施し、更にＵＬ用として予め定めた変調方式に従う直交変調処理を再度施すことによる再変調処理を施すことにより、ＵＬ用のシンボルを示すレプリカ信号を生成し、減算部２６に出力する。

減算部２６は、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボルについて、レプリカ信号生成部２５による当該レプリカ信号の生成までに係る遅延調整を行った上で、当該ＬＤＭシンボルから当該ＵＬ用のシンボルを示すレプリカ信号を電力減算することによりＬＬ用のシンボルを取得し、ＬＬＲ計算部２７に出力する。

ＬＬＲ計算部２７は、減算部２６から得られるＬＬ用のシンボルについて、ＬＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、その対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＬＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２８に出力する。

誤り訂正復号部２８は、ＬＬＲ計算部２７から得られるＬＬ信号に対して、送信側のＬＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、ＬＬ用伝送情報を示すＬＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

このようなＳＩＣによる階層分離手法は、高い分離精度を有し、良好な受信性能を達成可能である。ただし、上述したレプリカ信号の生成及び電力減算処理による受信処理には、ＬＤＭ方式に依らない一般的な受信装置に比べて、コストが大幅に増大するという課題がある。

そこで、直交復調処理を施して得られるＬＤＭシンボルについて、レプリカ信号の生成及び電力減算処理を省略し、ＵＬとＬＬを個別に復号（以下、「一括復調」と称する。）する手法が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

図１３は、従来技術における典型的な一括復調型受信装置２０Ｂの概略構成を示すブロック図である。尚、図１３において、図１２に示すものと同様な構成要素には同一の参照番号を付している。

図１３に示す一括復調型受信装置２０Ｂは、直交復調部２２と、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及び誤り訂正復号部２４と、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｂ及び誤り訂正復号部２８と、を備える。

図１３に示す一括復調型受信装置２０Ｂでは、直交復調部２２、ＬＬＲ計算部２３、誤り訂正復号部２４、及び誤り訂正復号部２８は、それぞれ図１２に示すものと同様に機能し、その説明は省略するが、図１３に示すＬＬＲ計算部２７Ｂが、図１２に示すＬＬＲ計算部２７から置き換えられている点で相違している。

即ち、図１３に示すＬＬＲ計算部２７Ｂは、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボルについて、ＬＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、その対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＬＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２８に出力する。

そして、図１３に示す誤り訂正復号部２８は、ＬＬＲ計算部２７Ｂから得られるＬＬ信号に対して、送信側のＬＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施すものとなっている。

しかし、このような一括復調による階層分離手法は、ＳＩＣと比較して、受信処理に係るコストを低減可能である一方、雑音耐性が低く受信Ｃ／Ｎの低い環境において高い受信性能を達成することが困難である。

特開２０１９－８７８９４号公報

佐藤明彦、外１１名，"次世代地上放送に向けたＬＤＭの適用に関する一検討"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４１，ｎｏ．６，ＢＣＴ２０１７－３４，ｐｐ．４５－４８，２０１７年２月 岡田寛正、外６名，"地上デジタル放送に対するＬＤＭ適用時の諸問題改善に関する一考察 ～新放送方式受信エリア拡大手法と同期方式に関する検討～"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４２，ｎｏ．２８，ＢＣＴ２０１８－７６，ｐｐ．１３－１６，２０１８年９月

上記の通り、従来技術として、ＬＤＭ信号を受信する受信装置において、「ＳＩＣ」と「一括復調」の２種類の階層分離手法が知られている。

しかしながら、ＳＩＣは、ＵＬとＬＬの階層分離精度が高く良好な受信性能を実現できる一方、受信処理に係るコストが増大するという課題がある。

また、一括復調は、受信処理に係るコストが低減される一方、高い受信性能を達成することが難しいといった課題がある。

そこで、本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信処理を低減しつつ、高い階層分離精度で受信性能を向上させた受信装置及び受信方法を提供することにある。

本発明の受信装置は、階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信装置であって、高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信して、直交復調処理を施してＬＤＭシンボルを抽出する直交復調部と、前記ＬＤＭシンボルについて、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置又はＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＵＬ信号を生成するＵＬ用のＬＬＲ計算部と、前記ＵＬ信号に対して、ＵＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＵＬ信号の復号ビットを生成するＵＬ用の誤り訂正復号部と、前記ＵＬ信号の復号ビットを基に、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点のうち受信したＬＤＭシンボルにおけるＬＬ用のシンボルが取りうるシンボル位置を示す基準点の絞り込みを行うことにより、前記ＵＬ信号の復号ビットに応じてＬＬ復号用の対数尤度比の計算に用いる基準点を決定する基準点判定部と、前記基準点判定部により決定した基準点のみに基づいて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成するＬＬ用のＬＬＲ計算部と、前記ＬＬ信号に対して、ＬＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＬＬ信号の復号ビットを生成するＬＬ用の誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記ＵＬ用の誤り訂正復号部は、前記基準点判定部によって前記ＵＬ信号に対応するＬＤＭシンボルを識別可能とする識別情報を付して、前記ＵＬ信号の復号ビットを示す復号結果を前記基準点判定部にフィードバックすることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記ＬＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するために、前記識別情報を基に可変に、受信したＬＤＭシンボルについて遅延調整を行った上で、前記基準点判定部により決定した基準点のみを用いて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成することを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記ＬＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するための固定時間分、受信したＬＤＭシンボルについて遅延調整を行った上で、前記基準点判定部により決定した基準点のみを用いて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成することを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記ＵＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比を計算するものとし、前記ＵＬ信号として示される対数尤度比の計算に用いた受信したＬＤＭシンボル毎の各基準点に対するユークリッド距離の情報を所定シンボル数分、更新しながら一時蓄積するユークリッド距離蓄積部を更に備え、前記基準点判定部は、前記ＵＬ用の誤り訂正復号部によってＵＬ信号について復号したＬＤＭシンボル毎に、前記ＵＬ信号の復号ビットを基に、前記ユークリッド距離蓄積部に蓄積した各基準点のユークリッド距離のうちＬＬ信号の復号に用いる基準点のユークリッド距離を選択するユークリッド距離選択部を有し、前記ＬＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ユークリッド距離選択部によってＬＬ信号の復号用に選択したユークリッド距離のみを用いて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成することを特徴とする。

更に、本発明の受信方法は、階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信方法であって、高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信して、直交復調処理を施してＬＤＭシンボルを抽出するステップと、前記ＬＤＭシンボルについて、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置又はＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＵＬ信号を生成するステップと、前記ＵＬ信号に対して、ＵＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＵＬ信号の復号ビットを生成するステップと、前記ＵＬ信号の復号ビットを基に、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点のうち受信したＬＤＭシンボルにおけるＬＬ用のシンボルが取りうるシンボル位置を示す基準点の絞り込みを行うことにより、前記ＵＬ信号の復号ビットに応じてＬＬ復号用の対数尤度比の計算に用いる基準点を決定するステップと、該ステップにより決定した基準点のみに基づいて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成するステップと、前記ＬＬ信号に対して、ＬＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＬＬ信号の復号ビットを生成するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信処理として、ＳＩＣと同等以上の雑音耐性の高い良好な受信性能を実現でき、尚且つＳＩＣよりも受信処理に係るコストを大幅に低減させることができる。

本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置に係るＬＤＭ信号のシンボルを構成するビットの割り当ての一例を示すＩＱ平面図である。 本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置における受信処理を示すフローチャートである。 本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置におけるＵＬ用のＬＬＲ算出部の処理を説明するためのＩＱ平面図である。 本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置における基準信号判定部と、ＬＬ用のＬＬＲ算出部の処理を説明するための図である。 本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置と従来技術とを対比して、白色雑音下におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置と従来技術とを対比して、所要Ｃ／Ｎを示す図である。 本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置における受信処理を示すフローチャートである。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置におけるユークリッド距離蓄積部に係る処理を説明する図である。 従来技術における典型的なＬＤＭ方式の送信装置１０の概略構成を示すブロック図である。 従来技術における典型的なＳＩＣ型受信装置２０Ｓの概略構成を示すブロック図である。 従来技術における典型的な一括復調型受信装置２０Ｂの概略構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明による各実施例のＬＤＭ方式の受信装置２０、及びその受信方法について説明する。

〔実施例１の受信装置〕
図１は、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０の概略構成を示すブロック図である。図１に示す本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０は、図１１に示すシングルキャリア伝送によるＬＤＭ方式の送信装置１０から送信されたＬＤＭ信号を受信して復調し、当該ＬＤＭ信号における高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）の階層分離を行って復号する装置であり、直交復調部２２と、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及び誤り訂正復号部２４と、基準点判定部２５Ｒと、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｒ及び誤り訂正復号部２８と、を備える。尚、図１において、図１２に示すものと同様な構成要素には、同一の参照番号を付している。また、図１では、シングルキャリア伝送によるＬＤＭ方式の受信装置２０の概略構成を例示しているが、マルチキャリアによるＯＦＤＭ伝送で送信されたＬＤＭ信号を受信して復調し、当該ＬＤＭ信号における高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）の階層分離を行って復号する場合も同様に構成される。

即ち、図１に示す本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０は、図１２に示すＳＩＣ型受信装置２０Ｓと比較して、直交復調部２２、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及び誤り訂正復号部２４、並びに、ＬＬ用の誤り訂正復号部２８を備える点で同様であるが、ＳＩＣ型の「ＵＬ再変調によるレプリカ信号生成部２５、及び減算部２６」を備える代わりに「基準点判定部２５Ｒ」を備え、更に、ＳＩＣ型の「ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７」を備える代わりに、本発明に係る「基準点判定部２５Ｒ」によって決定された基準点のみを用いてＬＬＲ計算を行う「ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｒ」を備える点で相違している。

以下、より具体的に、図１に示す本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０の構成について説明する。

直交復調部２２は、受信アンテナ２１を介して高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信し、その受信したＬＤＭ信号について、平均電力又は最大電力に基づく所定の利得調整（図示略）による電力（振幅）正規化処理を経て入力し、シンボル同期及びキャリア再生を行い、直交復調処理を施してＬＤＭシンボルを抽出し、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及びＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｒに出力する。ここで、受信アンテナ２１を介して受信したＬＤＭ信号は、図１１に示すＬＤＭ方式の送信装置１０から送信された信号である。

ＬＬＲ計算部２３は、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボルについて、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置又はＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、その対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＵＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２４に出力する。

誤り訂正復号部２４は、ＬＬＲ計算部２３から得られるＵＬ信号に対して、送信側のＵＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、ＵＬ用伝送情報を示すＵＬ信号の復号ビットを生成し外部出力するとともに、基準点判定部２５Ｒへフィードバック出力する。

基準点判定部２５Ｒは、誤り訂正復号部２４から得られるＵＬ信号の復号ビットを基に、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点のうち受信したＬＤＭシンボルにおけるＬＬ用のシンボルが取りうるシンボル位置を示す基準点の絞り込みを行うことにより、ＵＬ信号の復号ビットに応じてＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点を決定して、ＬＬＲ計算部２７Ｒに出力する。

ＬＬＲ計算部２７Ｒは、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボルについて、ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するための所定の遅延調整を行った上で、基準点判定部２５Ｒにより決定した基準点のみを用いて、該基準点の決定に係るＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、この対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＬＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２８に出力する。

誤り訂正復号部２８は、ＬＬＲ計算部２７Ｒから得られるＬＬ信号に対して、送信側のＬＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、ＬＬ用伝送情報を示すＬＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

このように、図１に示す受信装置２０では、ＵＬの復号処理自体は、従来手法のＳＩＣと同じであるが、ＳＩＣ型の「ＵＬ再変調によるレプリカ信号生成部２５、及び減算部２６」を備える代わりに「基準点判定部２５Ｒ」を備え、「基準点判定部２５Ｒ」によって決定された基準点のみを用いてＬＬ用のＬＬＲ計算を行う「ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｒ」を備える構成としたので、ＬＬの受信処理に係るコストを大幅に低減することが可能となっている。

〔実施例１の受信処理〕
以下、より具体的な例を挙げながら、図１に示す受信装置２０における受信処理を説明する。

まず、図１に示す受信装置２０において、受信アンテナ２１を介して受信したＬＤＭ信号は、図１１に示すＬＤＭ方式の送信装置１０から送信された信号であり、本実施例に係るＬＤＭシンボルを構成するビットは、ＵＬ用のシンボルを構成するビットを上位側に、ＬＬ用のシンボルを構成するビットを下位側にビット配置したものとして構成されている。

例えば、図２には、ＬＤＭ信号のシンボル（ＬＤＭシンボル）を構成するビットの割り当ての一例として、ＵＬ、ＬＬの変調方式をＱＰＳＫとし、ＱＰＳＫシンボルへのビット割り当てをグレイコードマッピングしたときの原点Ｏを中心とするＩＱ平面図を示している。この場合、ＬＤＭシンボルは、全体で１６シンボルとして構成され、この１６シンボルに割り当てられるビットは、図２に示す通り（説明の便宜上、１６ＱＡＭのように図示している）、上位２ビットがＵＬ、下位２ビットがＬＬとなる。ただし、ＬＤＭシンボルにおけるＵＬ及びＬＬのビット割り当ては、図２に示すものに限定する必要はなく、ＵＬ及びＬＬのビットがＬＤＭシンボル上で識別できるものであればよい。

そこで、代表して、ＵＬ、ＬＬの変調方式をＱＰＳＫとし、図１に示す直交復調部２２が、図２に示すグレイコードマッピングによるＬＤＭシンボルを受信して処理する例を説明する。尚、本発明は、グレイコードマッピングによらず、集合分割法マッピングによる場合も同様である点に留意する。

図３は、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０における受信処理を示すフローチャートである。

まず、受信装置２０は、直交復調部２２により、受信アンテナ２１を介して受信したＬＤＭ信号について直交復調処理を施したＬＤＭシンボルを「受信シンボル」として抽出する（ステップＳ１）。ここで、直交復調部２２が出力するＬＤＭシンボルは、受信シンボル♯ｎとして、後段の処理にとって識別可能にシンボル番号が付されて出力される。また、受信装置２０は、ＬＬＲ計算部２３により、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボル（即ち、受信シンボル）について、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置又はＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する。

図４は、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０におけるＵＬ用のＬＬＲ算出部２３の処理を説明するためのＩＱ平面図である。図４に示す通り、ＵＬ及びＬＬの変調方式としたＱＰＳＫと、ＩＬとから決定される１６シンボルの基準点が、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置となる。そこで、ＵＬ用のＬＬＲ算出部２３は、ＬＤＭシンボルとしての受信シンボル♯１（図４に示す“△”）について対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するときは、受信シンボル♯１と１６シンボルの各基準点との間のユークリッド距離から、誤り訂正復号部２４で用いる誤り訂正符号ブロック内の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する。

そして、受信装置２０は、誤り訂正復号部２４により、ＬＬＲ計算部２３から得られる対数尤度比（ＬＬＲ）で示されるＵＬ信号に対して、送信側のＵＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、復号結果としてＵＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

また、受信装置２０は、誤り訂正復号部２４により、復号結果として生成したＵＬ信号の復号ビットを基準点判定部２５Ｒへフィードバック出力する（ステップＳ２）。ここでは、ＬＤＭシンボルとしての受信シンボル♯１について考えるが、実際の処理として、誤り訂正復号部２４は、各受信シンボル♯ｎに対するＵＬ信号の復号結果を逐次、基準点判定部２５Ｒへフィードバックする。好適には、誤り訂正復号部２４は、各受信シンボル♯ｎに対するＵＬ信号の復号結果を逐次、当該ＵＬ信号に対応するＬＤＭシンボルを識別可能とする識別情報（例えば、シンボル番号）を付して、基準点判定部２５Ｒへフィードバックする。

続いて、受信装置２０は、基準点判定部２５Ｒにより、当該ＵＬ信号の復号ビットを基に、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル（本例では１６シンボル）位置を示す基準点のうち受信したＬＤＭシンボル（即ち、受信シンボル）におけるＬＬ用のシンボルが取りうるシンボル位置を示す基準点の絞り込みを行うことにより、ＵＬ信号の復号ビットに応じてＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点を決定する（ステップＳ３）。

例えば、図２に示すＬＤＭシンボルにおけるビット割り当ての例では、第１乃至第４象限のＲ１～Ｒ４領域で区分することができ、上位２ビットがＵＬ、下位２ビットがＬＬとなっている。そこで、基準点判定部２５Ｒは、ＵＬの復号結果が００の時は第１象限のＲ１領域内の４シンボルの基準点をＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点として決定する（ステップＳ４）。また、基準点判定部２５Ｒは、ＵＬの復号結果が１０の時は第２象限Ｒ２領域内の４シンボルの基準点をＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点として決定する（ステップＳ５）。また、基準点判定部２５Ｒは、ＵＬの復号結果が１１の時は第３象限Ｒ３領域内の４シンボルの基準点をＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点として決定する（ステップＳ６）。また、基準点判定部２５Ｒは、ＵＬの復号結果が０１の時は第４象限Ｒ４領域内の４シンボルの基準点をＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点として決定する（ステップＳ７）。このようにＵＬの復号結果を基準点判定部２５Ｒにフィードバックすることで、ＬＬ復号に用いる基準点を絞り込むことが可能となる。

続いて、受信装置２０は、ＬＬＲ計算部２７Ｒにより、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボルについて、ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するための所定の遅延調整を行った上で、基準点判定部２５Ｒにより決定した基準点のみを用いて、該基準点の決定に係るＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する（ステップＳ８）。

図５は、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０における基準信号判定部２５Ｒと、ＬＬ用のＬＬＲ算出部２７Ｒの処理を説明するための図である。

図５に示すように、ＵＬ用の誤り訂正復号部２４からＵＬの復号結果を基準点判定部２５Ｒにフィードバックする。好適には、誤り訂正復号部２４は、各受信シンボル♯ｎに対するＵＬ信号の復号結果を逐次、当該ＵＬ信号に対応するＬＤＭシンボルを識別可能とする識別情報（例えば、シンボル番号）を付して、基準点判定部２５Ｒへフィードバックする。そして、基準点判定部２５Ｒは、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル（本例では１６シンボル）位置を示す基準点のうち受信したＬＤＭシンボル（即ち、受信シンボル♯１）におけるＬＬ用のシンボルが取りうるシンボル位置を示す基準点の絞り込みを行うことができ、図５に示す例では、ＵＬの復号結果が００の時は第１象限のＲ１領域内の４シンボルの基準点をＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点として決定し、好適には当該識別番号（例えば、シンボル番号）とともに、ＬＬＲ計算部２７Ｒに通知する。

そして、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｒは、基準点判定部２５Ｒから通知された４シンボルの各基準点（図５に示す例ではＲ１）と受信シンボル♯１との間のユークリッド距離を計算し、ユークリッド距離を確率に変換することで、ＬＬ用の誤り訂正復号部２８における誤り訂正符号（ＬＤＰＣ等）ブロック内の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ）を求め、この対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＬＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２８に出力する。

ここで、誤り訂正復号部２４から、ＵＬ信号の復号結果を基準点判定部２５Ｒ経由でＬＬＲ計算部２７Ｒへフィードバックして通知する際に、そのＵＬ信号の復号結果に識別情報（例えば、シンボル番号）を付すのが好適であるとした。この場合、ＬＬＲ計算部２７Ｒは、ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するために、当該識別情報を基に可変に、受信したＬＤＭシンボルについて精度よく遅延調整を行うことができる。そして、ＬＬＲ計算部２７Ｒは、この遅延調整を行った上で、基準点判定部２５Ｒにより決定した基準点のみを用いて、当該ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、該対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＬＬ信号を生成する。ただし、ＬＬＲ計算部２３及び誤り訂正復号部２４のＵＬ信号に係るＬＬＲ計算処理や誤り訂正復号処理が固定時間で処理できるように構成した場合では、このような識別情報（例えば、シンボル番号）を省略でき、この場合、ＬＬＲ計算部２７Ｒは、ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するための固定時間分の遅延調整を行うとすることができる。

続いて、受信装置２０は、誤り訂正復号部２８により、ＬＬＲ計算部２７Ｒから得られるＵＬ信号に対して、送信側のＬＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、復号結果としてＬＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

上記のように構成された本発明に係る受信装置２０では、基準点判定部２５ＲにＵＬ復号結果をフィードバックすることでＬＬ復号用のＬＬＲを算出する基準点を絞り込むことが可能となり、これにより、図１２に例示したＳＩＣ型よりも受信処理のコストを大幅に低減することが可能となる。更に、本発明に係る受信装置２０のように基準点を絞り込むことで、ＬＬの復号性能を向上することが可能となり、図１３に例示した一括復調型と比較して、より良好な受信性能を実現することができる。

（シミュレーション）
次に、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０と従来技術（「ＳＩＣ」及び「一括変調」）とを対比したシミュレーション結果について説明する。

まず、シミュレーション条件として、図１１に例示した送信装置１０にて、シングルキャリア方式のＬＤＭ伝送を想定し、ＵＬ及びＬＬの伝送情報を構成する情報ビットについて、ＩＳＤＢ－Ｓ３に準拠したＬＤＰＣ符号のパリティ検査行列を用いて符号化率３／５、４／５にそれぞれ誤り訂正符号化するものとする。また、誤り訂正符号化後のＬＤＰＣブロック（４４８８０ビット）は、ＵＬ及びＬＬのいずれに対してもＱＰＳＫ変調され（２２４４０シンボル）、ＵＬ及びＬＬの電力をＩＬ＝３ｄＢとなるよう調整したものとする。そして、図１１に例示した送信装置１０から、ＵＬ及びＬＬの各シンボルを合成したＬＤＭシンボルについて直交変調したＬＤＭ信号を生成し、白色雑音伝送路を模擬して、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０に送信することを想定する。

図６は、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０と従来技術（「ＳＩＣ」及び「一括変調」）とを対比して、白色雑音下におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。また、図７は、本発明による実施例１のＬＤＭ方式の受信装置２０と従来技術（「ＳＩＣ」及び「一括変調」）とを対比して、所要Ｃ／Ｎを示す図である。疑似エラーフリーはビット誤り率（ＢＥＲ）＝１Ｅ－１１とし、その時のＣ／Ｎを所要Ｃ／Ｎとする。ＵＬとＬＬがともに疑似エラーフリーとなるＣ／Ｎを所要Ｃ／Ｎと定義するため、雑音耐性の低いＬＬのＢＥＲを評価対象とした。

図６及び図７から、本発明に係る受信装置２０の受信性能は、従来手法のＳＩＣと比較してほぼ同等な受信性能であり、一括復調と比較して大きく受信性能を向上させることができることが分かる。

図６及び図７の結果を分析するに、一括復調方式では、基準点を絞り込むことができないため、図５に示す１６シンボルすべてを基準点として採用し、受信シンボル♯１とすべての基準点からユークリッド距離を計算しＬＬＲを求めることになる。このとき、図５に示すＲ２領域の基準点（ＵＬ＝１０，ＬＬ＝０１に対応する点）と受信シンボル♯１のユークリッド距離が最も小さいため、一括復調方式においては、受信シンボル♯１に割り当てられたＬＬのビットが０１である確率が高くなり、誤判定による誤り訂正復号の失敗要因となっていると考えられる。

従って、本発明に係る実施例１の受信装置２０によれば、階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信処理として、ＵＬの復号結果からＬＬの復号に係る基準点を絞り込むことで、ＳＩＣと同等以上の雑音耐性の高い良好な受信性能を実現でき、尚且つＳＩＣよりも受信処理に係るコストを大幅に低減できるようになる。

〔実施例２の受信装置〕
図８は、本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置２０の概略構成を示すブロック図である。図８に示す本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置２０は、図１１に示すシングルキャリア伝送によるＬＤＭ方式の送信装置１０から送信されたＬＤＭ信号を受信して復調し、当該ＬＤＭ信号における高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）の階層分離を行って復号する装置であり、直交復調部２２と、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及び誤り訂正復号部２４と、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅと、ユークリッド距離選択部２６Ｅを有する基準点判定部２５Ｒと、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅ及び誤り訂正復号部２８と、を備える。尚、図８において、図１に示すものと同様な構成要素には、同一の参照番号を付している。また、図１では、シングルキャリア伝送によるＬＤＭ方式の受信装置２０の概略構成を例示しているが、マルチキャリアによるＯＦＤＭ伝送で送信されたＬＤＭ信号を受信して復調し、当該ＬＤＭ信号における高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）の階層分離を行って復号する場合も同様に構成される。

即ち、図８に示す本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置２０は、図１に示す実施例１と比較して、直交復調部２２、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３及び誤り訂正復号部２４、並びに、ＬＬ用の誤り訂正復号部２８を備える点で同様であるが、「ユークリッド距離蓄積部２５Ｅ」を備える点、及び図１に示す基準点判定部２５Ｒが「ユークリッド距離選択部２６Ｅ」を有する点、並びに、図１に示す「ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｒ」の代わりに、ＵＬ復号時点で既算出の各基準点に対するユークリッド距離のうち「ユークリッド距離選択部２６Ｅ」によって選択された基準点に対するユークリッド距離のみを用いてＬＬＲ計算を行う「ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅ」を備える点で相違している。

以下、より具体的に、図８に示す本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置２０の構成について説明する。

実施例２に係る直交復調部２２は、実施例１と同様に、受信アンテナ２１を介して高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信し、その受信したＬＤＭ信号について、平均電力又は最大電力に基づく所定の利得調整（図示略）による電力（振幅）正規化処理を経て入力し、シンボル同期及びキャリア再生を行い、直交復調処理を施してＬＤＭシンボルを抽出し、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３に出力する。

ただし、実施例２に係る直交復調部２２は、図１に示す実施例１とは相違して、受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）をＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅに出力する構成とはなっていない点に留意する。ここで、受信アンテナ２１を介して受信したＬＤＭ信号は、図１１に示すＬＤＭ方式の送信装置１０から送信された信号である。

実施例２に係るＬＬＲ計算部２３は、実施例１と同様に、直交復調部２２から得られる受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）について、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、その対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＵＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２４に出力する。尚、実施例２の場合では、ＬＬＲ計算部２３において、実施例１のような「ＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点」を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算してもよいとする構成は想定しておらず、「ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点」を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する。

ただし、実施例２に係るＬＬＲ計算部２３は、図１に示す実施例１とは相違して、ＵＬ信号とする対数尤度比（ＬＬＲ）の計算時に用いた各基準点に対するユークリッド距離の情報を、受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）毎にユークリッド距離蓄積部２５Ｅに出力する。

実施例２に係る誤り訂正復号部２４は、実施例１と同様に、ＬＬＲ計算部２３から得られるＵＬ信号に対して、送信側のＵＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、ＵＬ用伝送情報を示すＵＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

ただし、実施例２に係る誤り訂正復号部２４は、図１に示す実施例１とは相違して、ＵＬ信号の復号ビット（復号結果）の情報を、ユークリッド距離選択部２６Ｅを有する基準点判定部２５Ｒに出力する。

ユークリッド距離蓄積部２５Ｅは、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３からＬＬＲ計算に用いた受信シンボルの各基準点に対するユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）の情報を入力し、所定数分の受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）について、ＵＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いた受信シンボル毎の各基準点に対するユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）の情報を更新しながら一時蓄積する。

実施例２に係る基準点判定部２５Ｒは、実施例１と同様に、受信シンボル毎に、ＵＬの復号ビットを基に、ＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点の絞り込みを行うが、内部に、ユークリッド距離選択部２６Ｅの機能を備える点で、実施例１とは相違している。

ユークリッド距離選択部２６Ｅは、誤り訂正復号部２４によってＵＬ信号について復号した受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）に関して、その受信シンボル毎に、ＵＬの復号ビットを基に、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅに蓄積した各基準点のユークリッド距離のうちＬＬ復号に用いる基準点のユークリッド距離を選択して読み出し、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅに出力する。

ＬＬＲ計算部２７Ｅは、誤り訂正復号部２４におけるＵＬ信号の復号からの一連の動作として、受信シンボル毎に、ユークリッド距離選択部２６ＥによってＬＬ復号用に選択したユークリッド距離のみを用いて、対応する受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）に対する対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、この対数尤度比（ＬＬＲ）を示すＬＬ信号を生成し、誤り訂正復号部２８に出力する。

誤り訂正復号部２８は、ＬＬＲ計算部２７Ｅから得られるＬＬ信号に対して、送信側のＬＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、ＬＬ用伝送情報を示すＬＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

このように、図８に示す受信装置２０では、ＵＬの復号処理自体は、従来手法のＳＩＣと同じであるが、ＳＩＣ型の「ＵＬ再変調によるレプリカ信号生成部２５、及び減算部２６」を備える代わりに「ユークリッド距離蓄積部２５Ｅ」及び「ユークリッド距離選択部２６Ｅを有する基準点判定部２５Ｒ」を備え、「ユークリッド距離選択部２６Ｅ」によって選択されたユークリッド距離のみを用いてＬＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算を行う「ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅ」を備える構成とした。これにより、少なくともユークリッド距離の計算処理が軽減され、ＬＬの受信処理に係るコストを大幅に低減することが可能となっている。

〔実施例２の受信処理〕
以下、より具体的な例を挙げながら、図８に示す受信装置２０における受信処理を説明する。

まず、図８に示す受信装置２０において、受信アンテナ２１を介して受信したＬＤＭ信号は、図１１に示すＬＤＭ方式の送信装置１０から送信された信号であり、実施例２に係るＬＤＭシンボルを構成するビットは、実施例１と同様に、ＵＬ用のシンボルを構成するビットを上位側に、ＬＬ用のシンボルを構成するビットを下位側にビット配置したものとして構成されている。

例えば、図１０（ａ）には、ＬＤＭ信号のシンボル（ＬＤＭシンボル）を構成するビットの割り当ての一例として、ＵＬ、ＬＬの変調方式をＱＰＳＫとし、ＱＰＳＫシンボルへのビット割り当てをグレイコードマッピングしたときの原点Ｏを中心とするＩＱ平面図を示している。この場合、ＬＤＭシンボルは、全体で１６シンボルとして構成され、この１６シンボルに割り当てられるビットは、図１０（ａ）に示す通り、上位２ビットがＵＬ、下位２ビットがＬＬとなる。

尚、図１０（ａ）には、実施例２の動作説明の便宜上、ＬＤＭシンボルを構成するビットを［ａ１ ａ２ ａ３ ａ４］として表しており、ａ１が第１ビット（ＵＬ）、ａ２が第２ビット（ＵＬ）、ａ３が第３ビット（ＬＬ）、ａ４が第４ビット（ＬＬ）を示すものとし、ｒ１～ｒ１６は、或る受信シンボル（ここでは、受信シンボル＃１）から各基準点までのユークリッド距離を表している。ただし、ＬＤＭシンボルにおけるＵＬ及びＬＬのビット割り当ては、図１０（ａ）に示すものに限定する必要はなく、ＵＬ及びＬＬのビットがＬＤＭシンボル上で識別できるものであればよい。

そこで、代表して、ＵＬ、ＬＬの変調方式をＱＰＳＫとし、図８に示す直交復調部２２が、図１０（ａ）に示すグレイコードマッピングによるＬＤＭシンボルを受信して処理する例を説明する。尚、本発明は、グレイコードマッピングによらず、集合分割法マッピングによる場合も同様である点に留意する。

図９は、本発明による実施例２のＬＤＭ方式の受信装置２０における受信処理を示すフローチャートである。

まず、実施例２に係る受信装置２０は、実施例１と同様に、直交復調部２２により、受信アンテナ２１を介して受信したＬＤＭ信号について直交復調処理を施したＬＤＭシンボルを「受信シンボル」として抽出する（ステップＳ１１）。ここで、直交復調部２２が出力するＬＤＭシンボルは、受信シンボル♯ｎとして、後段の処理にとって識別可能にシンボル番号が付されて出力される。また、受信装置２０は、ＬＬＲ計算部２３により、直交復調部２２から得られるＬＤＭシンボル（即ち、受信シンボル）について、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する。

図１０（ａ）に示す通り、ＵＬ及びＬＬの変調方式としたＱＰＳＫと、ＩＬとから決定される１６シンボルの基準点が、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置となる。そこで、ＵＬ用のＬＬＲ算出部２３は、ＬＤＭシンボルとしての受信シンボル♯１（図１０（ａ）に示す“△”）について対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するときは、受信シンボル♯１と１６シンボルの各基準点との間のユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）から、誤り訂正復号部２４で用いる誤り訂正符号ブロック内の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する。

ここで、実施例２に係る受信装置２０は、実施例１とは相違して、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅを備える。ユークリッド距離蓄積部２５Ｅは、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３から対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いた受信シンボルの各基準点に対するユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）の情報を入力し、所定数分の受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）について、ＵＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いた受信シンボル毎の各基準点に対するユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）の情報を更新しながら一時蓄積する（ステップＳ１２）。図１０（ｂ）には、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅにおいて、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３で対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いた受信シンボル（例えば、シンボル番号♯１～♯３）毎の各基準点に対するユークリッド距離（添え字で示すシンボル番号♯１～♯３に対応するｒ１～ｒ１６）の情報の蓄積例を示している。尚、図１０（ｂ）にはシンボル番号♯１～♯３の３受信シンボル分しか図示していないが、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅにおいて、動作原理上、誤り訂正符号の符号長分に相当する受信シンボル分のユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）の情報について一時蓄積する構成とする。

そして、実施例２に係る受信装置２０は、実施例１と同様に、誤り訂正復号部２４により、ＬＬＲ計算部２３から得られる対数尤度比（ＬＬＲ）で示されるＵＬ信号に対して、送信側のＵＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、復号結果としてＵＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

ここで、実施例２に係る受信装置２０は、実施例１と同様に、基準点判定部２５Ｒによって、受信シンボル毎に、ＵＬの復号ビットを基に、ＬＬ復号用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いる基準点の絞り込みを行うが、実施例１とは相違して、基準点判定部２５Ｒの機能として、ユークリッド距離選択部２６Ｅが設けられている。ユークリッド距離選択部２６Ｅは、誤り訂正復号部２４によってＵＬ信号について復号した受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）に関して、その受信シンボル毎に、ＵＬの復号ビットを基に、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅに蓄積した各基準点のユークリッド距離のうちＬＬ復号に用いる基準点のユークリッド距離を選択して読み出し、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅに出力する（ステップＳ１３）。

続いて、実施例２に係る受信装置２０は、実施例１とは相違して、ＬＬＲ計算部２７Ｅにより、誤り訂正復号部２４におけるＵＬ信号の復号からの一連の動作として、受信シンボル毎に、ユークリッド距離選択部２６ＥによってＬＬ復号用に選択したユークリッド距離のみを用いて、対応する受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）に対する対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する（ステップＳ１４）。

つまり、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３では、ユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）を確率に置き換えて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算している。例えば、受信シンボル（受信したＬＤＭシンボル）＃１を構成するビット列［ａ１ ａ２ ａ３ ａ４］における第１ビットａ１が０である確率Ｐ_１０と、第１ビットａ１が１である確率Ｐ_１１は、式（１）及び式（２）のように表すことができ、図１０（ａ）に示す受信シンボル＃１の第１ビットａ１のＬＬＲ（確からしさ）をＬＬＲ_１＿♯１とすると、式（３）のように表すことができる。尚、受信シンボル＃１の第２ビットａ２のＬＬＲ（確からしさ）についても式（１）乃至式（３）の考え方と同様にして得ることができる。尚、式（１）及び式（２）におけるσは、受信Ｃ／Ｎから求まる受信シンボルに付加された白色雑音の分散を表し、σ^２は雑音電力を表している。

続いて、実施例２に係る受信装置２０は、実施例１と同様に、誤り訂正復号部２８により、ＬＬＲ計算部２７Ｒから得られるＵＬ信号に対して、送信側のＬＬ用として予め定めた誤り訂正符号化処理（ＬＤＰＣ符号等）に対応する復号処理を施し、復号結果としてＬＬ信号の復号ビットを生成し外部出力する。

このように、実施例２におけるＵＬ復号処理は、実施例１と同様に、例えばＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を基準点として、受信シンボルと各基準点のユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）を計算した後（図１０（ａ）参照）、確率に変換して、ＬＬＲ計算部２３でＵＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、誤り訂正復号部２４でＵＬ用の復号ビットを生成する。

ただし、実施例２では、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置に対応する全ての基準点に対して計算したユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）をユークリッド距離蓄積部２５Ｅで蓄積するようにしている。そして、ユークリッド距離選択部２６Ｅでは、図１０（ｂ）に示すように、ＵＬ復号結果を基に、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅから、ＬＬ信号としてのビットの確からしさを示すＬＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するために必要なユークリッド距離を選択する。ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅは、この選択されたユークリッド距離のみを用いてＬＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、誤り訂正復号部２８でＬＬ用の復号ビットを生成する。

つまり、ＬＬ用のＬＬＲ計算部２７Ｅでは、ＵＬ用のＬＬＲ計算部２３における対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いたユークリッド距離と、ＵＬ復号結果を示すＵＬ用の復号ビットの情報を基に、ＬＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）を計算することができる。特に、ＵＬ復号結果を基に、ＵＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するために用いたユークリッド距離（ｒ１～ｒ１６）から、ＬＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するために必要なユークリッド距離を選択することができ、これによりＬＬ用として不要なユークリッド距離を確率計算に使うことを回避できる。即ち、ユークリッド距離蓄積部２５Ｅにおいて、受信シンボルに関して蓄積された全基準点に対するユークリッド距離のうち、ＵＬ復号結果からＬＬの基準点を絞り込むことができるので、再度のユークリッド距離計算をしなくて済むようになる。

より具体的に、その計算負荷の削減について説明するに、従来の「一括復調」の処理では、第３ビットａ３が０である確率Ｐ'_３０と、第３ビットａ３が１である確率Ｐ'_３１は、式（４）及び式（５）のように表される。尚、式（４）及び式（５）におけるσは、受信Ｃ／Ｎから求まる受信シンボルに付加された白色雑音の分散を表し、σ^２は雑音電力を表している。

一方、本実施例では、ＵＬ復号結果を基にＬＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するために必要なユークリッド距離を選択するため、例えば受信シンボル＃１のＵＬ＝００（ａ１＝０，ａ２＝０）の場合では、第３ビットａ３が０である確率Ｐ_３０と、第３ビットａ３が１である確率Ｐ_３１は、式（６）及び式（７）のように表すことができ、受信シンボル＃１の第３ビットａ３のＬＬＲ（確からしさ）をＬＬＲ_３＿♯１とすると、式（８）のように表すことができる。尚、受信シンボル＃１の第４ビットａ４のＬＬＲ（確からしさ）についても式（６）乃至式（８）の考え方と同様にして得ることができる。尚、式（６）及び式（７）におけるσは、受信Ｃ／Ｎから求まる受信シンボルに付加された白色雑音の分散を表し、σ^２は雑音電力を表している。

このように、実施例２では、実施例１と比較して、受信シンボルについて、ＬＬＲ計算部２３によるＵＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に用いた各基準点に対するユークリッド距離の情報をユークリッド距離蓄積部２５Ｅに蓄積しておくため、ＬＬ用の対数尤度比（ＬＬＲ）の計算に係るユークリッド距離計算を省略することが可能となり、その処理コストを軽減させることができる。

そして、実施例２の受信性能は、実施例１と同等であり（即ち、図６及び図７参照）、少なくともユークリッド距離計算に係る計算量を実施例１よりも削減できる点は有利となる。

従って、本発明に係る実施例２の受信装置２０によれば、階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信処理として、ＵＬの復号結果からＬＬの復号に係る基準点を絞り込み、更にＬＬの復号に必要なユークリッド距離の再計算を省略することで、ＳＩＣと同等以上の雑音耐性の高い良好な受信性能を実現でき、尚且つＳＩＣよりも受信処理に係るコストを大幅に低減できるようになる。

上述の実施例については代表的な例を説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換することができることは当業者に明らかである。例えば、上記の実施例では、ＵＬ及びＬＬの変調方式をＱＰＳＫとして図２又は図１０（ａ）に示すＬＤＭシンボルのみを説明し、誤り訂正符号としてＬＤＰＣ符号とする例のみを説明したが、ＵＬ及びＬＬの変調方式はそれぞれ異なる変調方式としてもよく、ＱＰＳＫとする以外にも、π／２シフトＢＰＳＫ，８ＰＳＫ，１６ＡＰＳＫ等とすることができ、更にはＬＤＰＣ符号に限らず種々の誤り訂正符号を採用できる。従って、本発明は、上述の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。

本発明によれば、階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信処理として、ＳＩＣと同等以上の雑音耐性の高い良好な受信性能を実現でき、尚且つＳＩＣよりも受信処理に係るコストを大幅に低減できるようになるので、ＬＤＭ方式の伝送システムの用途に有用である。

１０ ＬＤＭ方式の送信装置
１１ ＵＬ用の誤り訂正符号化部
１２ ＵＬ用のマッピング部
１３ ＬＬ用の誤り訂正符号化部
１４ ＬＬ用のマッピング部
１５ 電力調整部
１６ 合成部
１７ 直交変調部
１８ 送信アンテナ
２０ 本発明に係るＬＤＭ方式の受信装置
２０Ｓ 従来技術に係るＳＩＣ型受信装置
２０Ｂ 従来技術に係る一括復調型受信装置
２１ 受信アンテナ
２２ 直交復調部
２３ ＵＬ用のＬＬＲ計算部
２４ ＵＬ用の誤り訂正復号部
２５ レプリカ信号生成部
２５Ｒ 本発明による実施例１，２に係る基準点判定部
２５Ｅ 本発明による実施例２に係るユークリッド距離蓄積部
２６ 減算部
２６Ｅ 本発明による実施例２に係るユークリッド距離選択部
２７，２７Ｂ ＬＬ用のＬＬＲ計算部
２７Ｒ 本発明による実施例１に係るＬＬ用のＬＬＲ計算部
２７Ｅ 本発明による実施例２に係るＬＬ用のＬＬＲ計算部
２８ ＬＬ用の誤り訂正復号部

Claims (6)

1. 階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信装置であって、
   高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信して、直交復調処理を施してＬＤＭシンボルを抽出する直交復調部と、
   前記ＬＤＭシンボルについて、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置又はＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＵＬ信号を生成するＵＬ用のＬＬＲ計算部と、
   前記ＵＬ信号に対して、ＵＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＵＬ信号の復号ビットを生成するＵＬ用の誤り訂正復号部と、
   前記ＵＬ信号の復号ビットを基に、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点のうち受信したＬＤＭシンボルにおけるＬＬ用のシンボルが取りうるシンボル位置を示す基準点の絞り込みを行うことにより、前記ＵＬ信号の復号ビットに応じてＬＬ復号用の対数尤度比の計算に用いる基準点を決定する基準点判定部と、
   前記基準点判定部により決定した基準点のみに基づいて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成するＬＬ用のＬＬＲ計算部と、
   前記ＬＬ信号に対して、ＬＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＬＬ信号の復号ビットを生成するＬＬ用の誤り訂正復号部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記ＵＬ用の誤り訂正復号部は、前記基準点判定部によって前記ＵＬ信号に対応するＬＤＭシンボルを識別可能とする識別情報を付して、前記ＵＬ信号の復号ビットを示す復号結果を前記基準点判定部にフィードバックすることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記ＬＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するために、前記識別情報を基に可変に、受信したＬＤＭシンボルについて遅延調整を行った上で、前記基準点判定部により決定した基準点のみを用いて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成することを特徴とする、請求項２に記載の受信装置。
4. 前記ＬＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ＵＬ信号に対応するＬＬ信号を生成するための固定時間分、受信したＬＤＭシンボルについて遅延調整を行った上で、前記基準点判定部により決定した基準点のみを用いて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
5. 前記ＵＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比を計算するものとし、
   前記ＵＬ信号として示される対数尤度比の計算に用いた受信したＬＤＭシンボル毎の各基準点に対するユークリッド距離の情報を所定シンボル数分、更新しながら一時蓄積するユークリッド距離蓄積部を更に備え、
   前記基準点判定部は、前記ＵＬ用の誤り訂正復号部によってＵＬ信号について復号したＬＤＭシンボル毎に、前記ＵＬ信号の復号ビットを基に、前記ユークリッド距離蓄積部に蓄積した各基準点のユークリッド距離のうちＬＬ信号の復号に用いる基準点のユークリッド距離を選択するユークリッド距離選択部を有し、
   前記ＬＬ用のＬＬＲ計算部は、前記ユークリッド距離選択部によってＬＬ信号の復号用に選択したユークリッド距離のみを用いて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
6. 階層分割多重（ＬＤＭ）方式の受信方法であって、
   高階層（ＵＬ）と低階層（ＬＬ）として２つの変調信号が異なる電力で多重化され、同一周波数帯で直交変調して伝送されたＬＤＭ信号を受信して、直交復調処理を施してＬＤＭシンボルを抽出するステップと、
   前記ＬＤＭシンボルについて、ＵＬ用のシンボルとみなし、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置又はＵＬ用として予め定めた変調方式に従うシンボル位置を示す基準点を用いて対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＵＬ信号を生成するステップと、
   前記ＵＬ信号に対して、ＵＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＵＬ信号の復号ビットを生成するステップと、
   前記ＵＬ信号の復号ビットを基に、ＬＤＭシンボルが取りうる全てのシンボル位置を示す基準点のうち受信したＬＤＭシンボルにおけるＬＬ用のシンボルが取りうるシンボル位置を示す基準点の絞り込みを行うことにより、前記ＵＬ信号の復号ビットに応じてＬＬ復号用の対数尤度比の計算に用いる基準点を決定するステップと、
   該ステップにより決定した基準点のみに基づいて、前記ＵＬ信号に対応する受信したＬＤＭシンボルに対する対数尤度比を計算し、該対数尤度比を示すＬＬ信号を生成するステップと、
   前記ＬＬ信号に対して、ＬＬ用として予め定めた誤り訂正復号処理を施し、前記ＬＬ信号の復号ビットを生成するステップと、
   を含むことを特徴とする受信方法。