JP7764355B2 - 電源重畳通信装置および電源重畳通信システム - Google Patents

Description

本発明は、電源重畳通信装置および電源重畳通信システムに関する。

近年、車両に搭載される装置間での信号伝送において、ツイストペアケーブルを用いた信号伝送の高速化が進んでいる。例えば、車載イーサネットでは、これまでの中心であった１００Ｍｂｐｓを伝送する１００ＢＡＳＥ－Ｔ１から、Ｇｂｐｓ以上の伝送を可能とする１０００ＢＡＳＥ－Ｔ１やマルチギガから２５Ｇ ＢＡＳＥ－Ｔ１まで規格化が進みつつある。

また、カメラを中心としたセンサとの通信規格であるＭＩＰＩ Ａ－ＰｈｙでもＧｂｐｓ超の高速信号をツイストペアケーブルで伝送する方式の規格化が進んでいる。

さらに、これらの規格では，ハーネス軽量化のため、信号伝送のためのケーブルに電源を重畳して伝送する電源重畳技術（ＰｏＤＬ：Ｐｏｗｅｒ ｏｖｅｒ Ｄａｔａ Ｌｉｎｅ）の標準化も進められている。

このような車載ケーブル伝送の高速化により課題となるのは、高周波化に伴うＥＭＣ性能の維持である。信号伝送に用いられる電流スペクトルがＧＨｚ帯を超える領域まで大きいレベルで存在するため、この高周波帯の放射を抑制する必要がある。

また、それと同時に、通信ＬＳＩがＧＨｚ帯まで信号を授受する感度を有するため、ＧＨｚ帯のノイズの回り込みも抑制する必要がある。

このような車載ケーブル伝送の高速化により課題となるのは、高周波化に伴うＥＭＣ性能の維持である。信号伝送に用いられる電流スペクトルがＧＨｚ帯を超える領域まで大きいレベルで存在するため、この高周波帯の放射を抑制する必要がある。また、それと同時に、通信ＬＳＩがＧＨｚ帯まで信号を授受する感度を有するため、ＧＨｚ帯のノイズの回り込みも抑制する必要がある。

本発明で対象とする差動方式による信号伝送では、理想的には差動伝送路を構成するＰｏｓｉｔｉｖｅ（Ｐ）側の伝送路と、Ｎｅｇａｔｉｖｅ（Ｎ）側の伝送路とが対称となっていることで、逆相の電流が流れたときにそれぞれの配線に電流が流れるときに生じる磁界をキャンセルすることができ、放射を抑制することができる。

また、両者の信号配線に共通のノイズ（コモンモードノイズ）が重畳したときに、差動レシーバでキャンセルすることができ、外来ノイズに対する耐性を向上することができる。

しかしながら、差動伝送路を構成するＰ、Ｎの信号配線において、様々な要因により生じる電気特性バラツキにより差動バランスが乱れることで、この差動伝送のメリットを享受できなくなり、ＥＭＣ性能が悪化する。この差動ラインのばらつきの度合いはモード変換ロスで定義され、特に１０ＭＨｚ以上の高周波領域において、ＥＭＣ性能の判断基準として用いられる。

これは、差動配線において、差動モードがコモンモードに変換される量、あるいはコモンモードが差動モードに変換される量を表すものであり、これが大きいと意図しないコモンモード成分の発生による放射ノイズの増加や、コモンモード成分が差動成分に変換されることによるノイズ耐性の劣化が発生してしまう。

本発明に関する先行技術文献として、特許文献１が知られている。特許文献１には、電子装置間をツイストペアケーブルで接続し、ツイストペアケーブルに差動信号と電源とを重畳させて伝送するシステムが開示されている。

このシステムでは、信号ライン上には直流カット用のコンデンサを配置し、また電源ライン上にはコモンモードチョークコイルやインダクタ等のフィルタ素子をＰｏＤＬフィルタとして挿入している。

これにより、フィルタ素子の周波数範囲に応じて信号と電源の分離を行っている。

米国特許第１０，５９４，５１９号公報

特許文献１の技術は、通信回路とツイストペアケーブルの間にフィルタ素子を配置することにより、配線基板上の回路からツイストペアケーブルへのコモンモードノイズの漏洩を低減するとともに、ツイストペアケーブルが拾ったコモンモードノイズが配線基板上の回路まで伝搬されることを抑制するものである。

ただし、伝送系を構成するＰｏＤＬフィルタ部品において電源重畳により、Ｐ・Ｎ間で電気特性のアンバランスが生じた場合に、伝送路のモード変換ロスが大きくなり、ＥＭＣ性能を悪化させてしまうことが課題であった。特に、低周波では、ＰｏＤＬフィルタ部品のインダクタ成分のばらつきがバイアス電圧の大小の差により発生し、モード変換ロスの増加に寄与することが課題であった。

特許文献１は、モード変換ロスの増加については、考慮されていない。

なお、モード変換ロスは、Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ Ｓ－Ｐａｒａｍｅｔｅｒ のＳｃｄの項で表現されるものである。

本発明の目的は、電気的特性のバラツキによるモード変換ロスの増加を抑制可能な電源重畳通信装置および電源重畳通信システムを実現することである。

上記目的を達成するため、本発明は次のように構成される。

電源重畳通信装置は、差動信号配線に接続される第１の信号配線及び第２の信号配線を有する第１の差動配線と、前記第１の信号配線及び前記第２の信号配線に、それぞれ第１の印加電圧と、第２の印加電圧と、を供給する第１の電源素子と、一端側が前記第１の信号配線に接続される第１の高周波カットフィルタと、一端側が前記第２の信号配線に接続される第２の高周波カットフィルタと、第１のコイルおよび第２のコイルを有し、前記第１のコイルの一方端が前記第１の高周波カットフィルタの他端側に接続され、前記第２のコイルの一方端が前記第２の高周波カットフィルタの他端側に接続され、前記第１のコイルと前記第２のコイルとは互いに逆巻きで磁気結合する第１のインダクタと、を備え、前記差動信号配線に電源が重畳される電源重畳通信装置であって、前記第１の高周波カットフィルタのインダクタンス値Ｌ１と前記第１のインダクタの前記第１のコイルのインダクタンス値Ｌ３はＬ１＜１．５×Ｌ３の関係であり、前記第２の高周波カットフィルタのインダクタンス値Ｌ２と前記第１のインダクタの前記第２のコイルのインダクタンス値Ｌ４はＬ２＜１．５×Ｌ４の関係である。

本発明によれば、電気的特性のバラツキによるモード変換ロスの増加を抑制可能な電源重畳通信装置および電源重畳通信システムを実現することができる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の発明を実施するための形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施例１に係る電源重畳通信システムの構成を示す図である。 本発明とは異なる例のＰｏＤＬフィルタの回路構成の第１の例を示す図である。 本発明とは異なる例のＰｏＤＬフィルタの回路構成の第２の例を示す図である。 本発明の実施例１に係る電源重畳通信装置の構成を示す図である。 ４端子インダクタ部品の等価回路を示す図である。 本発明の効果を示す図である。 本発明の効果を示す図である。 本発明で解決する課題を説明する図である。 本発明で扱う数値の根拠を説明する図である。 本発明で扱う数値の根拠を説明する図である。 本発明の実施例２に係る回路構成を示す図である。 本発明の実施例３に係るレイアウトパターンを示す図である。 本発明の実施例４に係る回路構成を示す図である。 本発明の実施例５に係る回路構成を示す図である。 本発明の実施例６に係る電源重畳通信システムの構成を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の記載および図面は、本発明を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。本発明は、他の種々の形態でも実施する事が可能である。特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。

図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。

同一あるいは同様な機能を有する構成要素が複数ある場合には、同一の符号に異なる添字を付して説明する場合がある。ただし、これらの複数の構成要素を区別する必要がない場合には、添字を省略して説明する場合がある。

（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係る電源重複通信装置１－１（第１の電源重複通信装置）、１－２（第２の電源重複通信装置）を有する電源重複通信システムの構成を示す図である。

図１において、電子装置である電源重畳通信装置１－１は、ケーブルコネクタ１６－１を介してツイストペアケーブル（差動信号配線）８に繋がれ、外部の他の電子装置である電源重畳通信装置１－２と接続されて、信号伝送が行われる。また、同時に電源重畳通信装置１－１から電源重畳通信装置１－２に対して、ツイストペアケーブル８に信号に加えて電源電流を重畳することで、電源の供給を行う。

電源重畳通信装置１－１では、通信を行うための通信ＬＳＩ２－１とケーブルコネクタ１６－１の間は、プリント回路基板上にレイアウトされた差動配線５－１で接続される。差動配線５－１は、Ｐ側の信号配線６－１（第１の信号配線）とＮ側の信号配線７－１（第２の信号配線）との対で構成される。

通信ＬＳＩ２－１とケーブルコネクタ１６－１の間には、ＤＣ電位をカットするためのＡＣ結合キャパシタ１４Ｐ－１、１４Ｎ－１、通信ＬＳＩに流入するコモンモードノイズを低減するためのコモンモードチョークコイル（ＣＭＣＣ）１５－１、静電破壊を回避するための静電保護素子１７Ｐ－１、１７Ｎ－１が配置される。また、信号配線に電源を重畳するための電源素子（電源ＩＣ）３０－１（第１の電源素子）、電源ラインと信号ラインを接続するための電源重畳用のフィルタ（ＰｏＤＬフィルタ）１０－１（４端子差動モードインダクタ（第１のインダクタ））、第１の高周波カットフィルタである１１－１（２端子差動モードインダクタ（第２のインダクタ））、第２の高周波カットフィルタである１１－２（２端子差動モードインダクタ（第２のインダクタ））が配置される。電源素子３０－１は、外部の電源（図示せず）から電圧Ｖｂａｔが供給される。

電源素子３０－１は、第１の信号配線６－１及び第２の信号配線７－１に、それぞれ第１の印加電圧Ｖｏｕｔ、Ｐと、第２の印加電圧Ｖｏｕｔ、Ｎと、を供給するように構成されている。

４端子差動モードインダクタ１０－１は、互いに逆方向に巻かれ、磁気的に結合する２つのコイルを内在する。

つまり、４端子差動モードインダクタ１０－１の一方側のコイル（第１のコイル）は、一端側が第１の高周波カットフィルタである２端子差動モードインダクタ１１－１の他端側に接続され、４端子差動モードインダクタ１０－１の他方側のコイル（第２のコイル）は、一端側が第２の高周波カットフィルタである２端子差動モードインダクタ１１－２の他端側に接続されている。そして、４端子差動モードインダクタ１０－１の一方側のコイルと、他方側のコイルとは、逆巻きで磁気結合する。

４端子差動モードインダクタ１０－１の一方側のコイルは、第１のインダクタと定義し、４端子差動モードインダクタ１０－１の他方側のコイルは、第２のインダクタと定義することができる。

ＰｏＤＬフィルタの構成の詳細については後ほど詳細に説明する。

また、通信ＬＳＩ２－１は情報処理ＬＳＩ９－１と接続され、情報処理ＬＳＩ９－１は通信ＬＳＩ２－１とデータをやり取りして各種の処理を行う。電源重畳通信装置１－２も、電源重畳通信装置１－１と同様の回路構成である。

つまり、電源重畳通信装置１－２は、ケーブルコネクタ１６－２、Ｐ側の信号配線６－２（第３の信号配線）、Ｎ側の信号配線７－２（第４の信号配線）、静電保護素子１７Ｎ－２、１７Ｐ－２、差動モードインダクタ１０－２（４端子インダクタ（第２のインダクタ））、１１－３（２端子インダクタ（第３の高周波カットフィルタ））、１１－４（２端子インダクタ（第４の高周波カットフィルタ））、コモンモードチョークコイル１５－２が配置されている。

また、電源重畳通信装置１－２は、ＡＣ結合キャパシタ１４Ｐ－２、１４Ｎ－２、通信ＬＳＩ２－２、情報処理ＬＳＩ９－２、電源素子３０－２（第２の電源素子）が配置されている。電源素子３０－２は、信号配線６－２（第３の信号配線）及び信号配線７－２（第４の信号配線）を介して、それぞれ第１の印加電圧Ｖｏｕｔ、Ｐと、第２の印加電圧とＶｏｕｔ、Ｎが供給され、動作電圧に変換する。

ただし、電源重畳通信装置１－２における電源素子３０－２は、電源重畳通信装置１－１の電源素子３０－１のように外部の電源からの電圧は供給されてはいない。電源重畳通信装置１－２における電源素子３０－２は、信号配線に重畳して電源重畳通信装置１－１から供給される電圧が供給される。

なお、この構成は一般的な回路構成であり、ここに記載されている以外の構成要素（例：コモンモード終端部品、フィルタ部品、電源重畳フィルタ部品など）が追加されてもよく、ここに記載されている部品の一部が構成要素に含まれない場合もある。

電源重畳通信装置１－１、１－２のＥＭＣ性能の代表値としてモード変換ロスがある。ケーブルコネクタ１６－１、１６－２から、ネットワークアナライザを活用して測定したＳｃｄ１１の値が目標値よりも小さいかを確認することで、ＥＭＣ性能の合否を判定することができる。このような電源重畳通信装置１－１、１－２の例としては、自動車の自動運転電子制御装置（ＡＤ－ＥＣＵ）がある。

本発明における構成要素の特徴は、このモード変換ロスを低く抑えることを目的としたＰｏＤＬフィルタの回路構成にある。本発明とは異なるフィルタ部品の課題と効果の差分を含めて、図２ないし図６Ｂを用いて説明する。

図２に、本発明とは異なる例のＰｏＤＬフィルタの回路構成の第１の例（比較例１）を示す。この例では、４端子インダクタ部品である差動モードインダクタ１０－１をＰｏＤＬフィルタとして活用している。

差動モードインダクタ１０－１は、コイルの巻く向きが互いに逆の２つのコイルを平行に近接配置して磁気的に強く結合させることで、部品の自己共振周波数を中心に差動インピーダンスを高くして、高周波の差動電流の流入を防ぐ働きがある。これにより、差動伝送路であるＰ側の信号配線６－１を通過する高周波の差動信号が、電源素子３０－１側に漏れないようにする。

４端子差動モードインダクタ１０－１の簡易等価回路を図５に示す（４端子差動モードインダクタ１０－２も同様な等価回路である）。

図５において、４端子差動モードインダクタ１０－１は、第１のコイル１２－１および第２のコイル１２－２を有し、第１のコイル１２－１の一方端が第１の高周波カットフィルタ１１－１の他端側に接続され、第２のコイル１２－２の一方端が第２の高周波カットフィルタ１１－２の他端側に接続され、第１のコイル１２－１と第２のコイル１２－２とは互いに逆巻きで磁気結合する。

逆向きの２つのコイル１２－１（第１のコイル）と１２－２（第２のコイル）は同じインダクタンス値を有する。また、これらコイル１２－１と１２－２とは互いに強く結合する必要があり、同一部品内に近接配置しているため、コイル間に寄生容量１３－１、１３－２が存在する。

このような回路構成における電気特性上の課題について、図６Ａおよび図６Ｂを用いて説明する。図６Ａに挿入損失を示す。図２で説明した、本発明とは異なる比較例１では、数百ＭＨｚを超えたところから挿入損失の劣化が生じため、数Ｇｂｐｓ級の信号伝送の性能達成において課題があった。

次に、図３に本発明とは異なる、ＰｏＤＬフィルタの回路構成の第２の例（比較例２）を示す。この例では、２端子インダクタ部品１１－１、１１－２をＰｏＤＬフィルタとして活用している。２端子インダクタ部品１１－１、１１－２の自己共振周波数を中心に差動インピーダンスを高くして、高周波電流の流入を防ぐ働きがある。

これにより、差動配線５－１（第１の差動作動配線）を通過する高周波のＰ側信号、Ｎ側信号のそれぞれが、電源素子３０－１側に漏れないようにする。このような回路構成における電気特性上の課題について、図６Ａおよび図６Ｂを用いて説明する。

図６Ａはモード変換ノイズの特性を示す。図３で説明した比較例２では、１００ＭＨｚを下回るところでモード変換ノイズが大きく増加していることがわかる。これは、電源素子３０－１を介して電圧を印加している状態では、Ｐ側配線に接続された２端子インダクタ部品１１－１にはグランドに対して高い電圧（例：１２Ｖ）が印加される一方で、Ｎ側に接続された２端子インダクタ部品１１－２にはグランドと同電位（０Ｖ）が印加された状態になるため、Ｐ側の２端子インダクタ部品１１－１のみ電圧印加によるインダクタンスの低下が起こり、ＰとＮでインダクタンス値のバランスが崩れ、この差分がモード変換ロスの原因となる。

この図６Ａでは、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ １０００ＢＡＳＥ－Ｔ１の規格値を参考に表示しているが、数十ＭＨｚ以下で仕様を逸脱してしまっていることがわかる。他方、挿入損失の観点では、独立した２端子部品をＰとＮの配線にそれぞれ実装するため、図６Ａに示すように、差動伝送路に対する損失への悪影響はほとんどない。

なお、図３に示した回路構成で問題になる低周波のモード変換ノイズの問題は、図２の回路構成ではほとんど現れない。これは４端子インダクタでは、実効インダクタンスが相互インダクタンスとの和で表せられ、片方インダクタの影響を打ち消す効果が得られるためである。

以上まとめると、比較例１ではモード変換ノイズは低く抑えられるが挿入損失に問題があり、Ｇｂｐｓ級の高周波対応が難しい。他方、比較例２では挿入損失に問題はないが、バイアス印加状態でモード変換ノイズが増加する問題がありＥＭＣ性能の達成が難しい。

そこで、本発明では、図４に示す構成のように、Ｐ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１に、それぞれ２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２を接続し、その先に４端子差動モードインダクタ１０－１を接続して、電源素子３０－１に繋ぐ。

この構成では、信号配線に接続する２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２が高周波成分をカットする役割を果たし、信号の高速伝送性能に効果的に働く。他方、電圧バイアス印加による２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンスバランス変化の影響に対しては、バイアス電圧の影響を受けにくい４端子差動モードインダクタ１０－１を直列に接続して、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２の影響度を相対的に減らすことで軽減し、モード変換ノイズを抑制する。

図４は、電源重畳通信装置１－１を示したが、電源重畳通信装置１－２も、電源重畳通信装置１－１と同様に、Ｐ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１に、それぞれ２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２を接続し、その先に４端子差動モードインダクタ１０－１を接続して、電源素子３０－１に繋ぐ構成となっている。

図６Ａに、実施例１の回路構成をとった場合の挿入損失を示し、図６Ｂに実施例１のモード変換ノイズの特性を表す。図６Ａおよび図６Ｂに示すように、高速伝送性とＥＭＣ性能の両立が実現できている。

図７に、本発明の実施例１である図４の回路構成を取った場合のモード変換ノイズの周波数特性を示す。

図７に示すように、モード変換ノイズの極大値を取る周波数領域が２か所あり、それぞれ点線で囲っている。

１つ目は低周波側に存在する領域１であり、電圧を印加することで、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス値のバランスが崩れることでモード変換ノイズを増加させる成分である。

２つ目は高周波側に存在する領域２であり、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス成分と、４端子差動モードインダクタ１０－１の容量成分とにより生ずるＬＣ反共振によるインピーダンスピークが、Ｐ側とＮ側でずれることにより生ずるインピーダンスアンバランス化に起因する成分である。

図７を見るとわかるように、実施例１による回路構成においても、領域１のモード変換ノイズが大きくなる場合がある。これは、ＰｏＤＬフィルタを構成する２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス値と、４端子差動モードインダクタ１０－１のインダクタンス値と、の比率が不十分な場合に、相対的に２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンスの変化が大きく見えてしまい、４端子差動モードインダクタ１０－１のインダクタンス値の安定性の恩恵が受けられないためである。

ここで、より定量的な議論をする。車載Ｅｔｈｅｒｎｅｔ規格である１０００ＢＡＳＥ－Ｔ１の規格値を基準に考えると、Ｐ・Ｎ間のインダクタンス値の差分を５％未満にすると、基準に対してマージンを持ったモード変換ノイズ量となることが目安となることを解析的に確認した。ただし、この５％のクライテリアはインダクタンス値によって変わるのであくまで参考値である。

すなわち、Ｐ側の２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス値のバイアスによる変化が、４端子差動モードインダクタ１０－１のインダクタンス値も含めた全体のインダクタンス値に対して５％未満になるように部品の電気特性値を選択すればよい。

これを実現するために重要なのは、２端子差動モードインダクタ１１－１のインダクタンス値（Ｌ１）と、２端子差動モードインダクタ１１－２のインダクタンス値（Ｌ２）と、４端子差動モードインダクタ１０－１の第１のコイル１２－１のインダクタンス値（Ｌ３）と、４端子差動モードインダクタ１０－１の第２のコイル１２－２のインダクタンス値（Ｌ４）との比率である。

４端子差動モードインダクタ１０－１は相互インダクタンスもあるため、厳密な数値を数式的に求めるのは困難であるため、パラメトリック解析でモード変換ノイズの規格値に対してマージン確保可能な設計空間マップをシミュレーションにより求めた。

実験により、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のバイアス電圧による変動量は、１０Ｖ印加時に８％～１０％程度あった。例えば、１０００ＢＡＳＥ－Ｔ１規格では１２Ｖから４８Ｖのバイアス電圧を印加する議論がなされているため、１０Ｖ印加時の８％変動がＬ１で生じることを前提に、Ｌ１（Ｌ２）とＬ３（Ｌ４）の数値の組み合わせによりモード変換ノイズのマージン量がどのように変わるかを知るための設計空間マップを図８のように求めた。

この結果、図７で示した領域１でマージンを確保するためには、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス値Ｌ１、Ｌ２が、４端子差動モードインダクタ１０－１（差動モードインダクタ、Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｍｏｄｅ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ：ＤＭＩ）のインダクタンス値Ｌ３、Ｌ４の１．５倍未満となることで、様々なＬ値でマージン確保が可能であることを確認した。

すなわち、Ｌ１＜１．５×Ｌ３、Ｌ２＜１．５×Ｌ４の式を満たすことが本発明の効果を発揮する条件式となる。図８の破線で示す傾斜する直線から矢印ａから先の領域である。

上述した考察から、第１の高周波カットフィルタである２端子差動モードインダクタ１１－１のインダクタンス値Ｌ１と４端子差動モードインダクタ１０－１の一方側（第１のインダクタ（第１のコイル１２－１））のインダクタンス値Ｌ３は、Ｌ１＜１．５×Ｌ３の関係であり、第２の高周波カットフィルタである２端子差動モードインダクタ１１－２のインダクタンス値Ｌ２とである１０－１の他方側（第２のインダクタ（第２のコイル１２－２））のインダクタンス値Ｌ４はＬ２＜１．５×Ｌ４の関係である。

以上のように、本発明の実施例１においては、電源重畳通信装置１－１、１－２は、Ｐ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１に、それぞれ２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２を接続し、その先に４端子差動モードインダクタ１０－１を接続して、電源素子３０－１に繋ぐ構成となっている。

よって、電気的特性のバラツキによるモード変換ロスの増加を抑制可能な電源重畳通信装置および電源重畳通信システムを実現することができる。つまり、Ｇｂｐｓ級の信号伝送性能を達成しながらＥＭＣ性能を向上する電源重畳通信装置および電源重畳通信システムを実現することができる。

（実施例２）
次に、本発明の実施例２について説明する。

実施例２の全体構成は、実施例１と同様であるので、全体構成の図示は省略し、実施例１との相違点のみ説明する。

図８を用いて、本発明の実施例２に係る部品パラメータの制約値について説明する。先に説明したように、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス値は、４端子差動モードインダクタ１０－１のインダクタンス値に対して相対的に小さい方が良い。ただし、値そのものが小さい場合に悪影響を与える副次効果が表れる。

すなわち、図７で示した領域２の特性である。この特性は、２端子差動モードインダクタ１１－１、１－２と４端子差動モードインダクタ１０－１の寄生成分の共振により生ずると前述した。この極大値は、その共振のＱ値が高いほど、鋭いインピーダンスピークの特性差になり、大きなモード変換ノイズを生じてしまう。

すなわち、この共振のＱ値を一定以下に抑えることが重要である。並列ＬＣ共振のＱ値を抑えるためにはＬ値を大きくすることが必要となる。４端子差動モードインダクタ１０－１に一般的に寄生するサブｐＦから１ｐＦ程度の寄生容量との共振を想定して、図８のように解析空間を求めると、Ｌ１のインダクタンス値が２．１μＨより大きい場合に規格値に対してマージンを持つことを求めた。

すなわち、図４に示した回路構成において、実施例１の数値限定に加えて、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス値を２．１μＨ以上とすることが、本発明の実施例２である。図８に示すように、破線から矢印ａで示す方向の領域（Ｌ１＜１．５×Ｌ３）であって、一点鎖線から矢印ｂで示す方向の領域（Ｌ１≧２．１μＨ）とする。

電源重畳通信装置１－２の２端子差動モードインダクタ１１－３、１１－４のインダクタンス値も２．１μＨ以上とする。

実施例２によれば、実施例１と同様な効果を得ることができる他、モード変換ノイズをさらに抑制することができるという効果を得ることができる。

（実施例３）
次に、本発明の実施例３について説明する。

実施例３の全体構成は、実施例１と同様であるので、全体構成の図示は省略し、実施例１との相違点のみ説明する。

図９と図１０を用いて、本発明の実施例３に係る回路構成と部品パラメータの制約値について説明する。

先に説明したように、図７で示した領域２の特性は、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２と４端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２の寄生成分の共振により生じ、その極大値は共振のＱ値に依存する。この共振のＱ値を一定以下に抑えることが重要である。

先ほどは、Ｌ値を一定以上大きくすることでＱ値を抑える条件について説明した（図９のＬｉｎｅ２）。なお、Ｑ値を抑制する他の手段として、ＬＣ並列共振回路に対して、並列に抵抗を挿入する方法がある。

具体的には、図１０に示すように、２つの２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２に並列にそれぞれ抵抗部品３－１、３－２を接続する。この時、これら抵抗部品３－１、３－２の抵抗値は５００Ω～１．５ｋΩの間の値をとる。下限である５００Ωは信号配線の特性インピーダンス５０Ωの１０倍の値であり、信号配線からの漏洩を抑制するために最低限必要な値である。

また、上限の１．５ｋΩは、Ｑ値を下げるためには抵抗値が一定値以下まで小さくなる必要があり、その限界値である。

図９には、実施例１、実施例２の境界線に加えて、並列抵抗３－１、３－２を挿入した場合の２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２の境界条件の変化を示す。抵抗を並列に挿入すると、抵抗によるＱ値低減効果が加わるため、インダクタの下限値の制約が低くなる。具体的には１．５μＨまで境界条件が下がる。

すなわち、５００Ω～１．５ｋΩの抵抗部品を並列に繋いだ場合、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２のインダクタンス値は１．５μＨ以上であれば良い。

図９には参考までに、境界条件付近のモード変換ノイズの解析結果を表す。ここで求めた境界条件を逸脱すると、わずかながら規格値を逸脱していることが確認できる。

なお、図１０は、電源重畳通信装置１－１における構成を示したが、電源重畳通信装置１－２における２端子差動モードインダクタ１１－３、１１－４にも、それぞれ並列に抵抗を接続することができる。この場合、２端子差動モードインダクタ１１－３、１１－４のインダクタンス値も、１．５μＨ以上であれば良い。

実施例３によれば、実施例１、実施例２と同様な効果を得ることができる他、抵抗を２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２に並列に挿入して、抵抗によるＱ値低減効果を加えることにより、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２の下限値の制約を低くすることができるという効果がある。

（実施例４）
次に、本発明の実施例４について説明する。

実施例４の全体構成は、実施例１と同様であるので、全体構成の図示は省略し、実施例１との相違点のみ説明する。

図１１は、本発明の実施例１に係る実装パターンを示す図である。図１１に示すように、電源重畳通信装置１－１におけるプリント基板１９の表面（一面）には、差動配線５－１を構成するＰ側の信号配線６－１と、Ｎ側の信号配線７－１とが形成されている。そして、差動配線５－１の両脇に、それぞれ２端子差動モードインダクタ部品１１－１、１１－２が形成され、差動配線５－１に接続されている。

また、２端子差動モードインダクタ部品１１－１、１１－２は、スルーホール１８－１、１８－２を介してプリント基板１９の裏面（他面）に実装された４端子差動モードインダクタ１０－１と接続される構成とする。４端子差動モードインダクタ１０－１には、プリント基板１９の裏面に形成された電源供給線ＧおよびＶにより電源が供給される。

図１１に示した構成とすることで、Ｐ側の配線６－１とＮ側の配線７－１との配線間の距離を一定に保つことができ、２つの配線であるＰ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１とからなる差動インピーダンスを一様に保ち、高周波電気特性を良好に保つことができるという効果がある。

図１１は、電源重畳通信装置１－１の例であるが、電源重畳装置１－２も同様な構成となっている。

なお、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２と同じ層（面）に、４端子差動モードインダクタ１０－１を配置する場合は、Ｐ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１を、４端子差動モードインダクタ１０－１を大きく迂回するように外側に配線しなければならない。

この場合、Ｐ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１の電磁結合が変化し、インピーダンス不整合の要因になる他、Ｐ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１とに対するノイズ混入量の差によるノイズ耐性の劣化が発生するデメリットもある。

よって、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２と、４端子差動モードインダクタ１０－１とは、プリント基板の表面と裏面とに別箇配置する等の対策を行うことにより、ノイズ耐性の劣化を防止することができる。

実施例４は、上述した実施例１～３のいずれかと同様な構成としたうえで、図１１に示すような構成とすることができる。

実施例４によれば、実施例１、２、３と同様な効果を得ることができる他、Ｐ側の信号配線６－１とＮ側の信号配線７－１とからなる差動インピーダンスを一様に保ち、高周波電気特性を良好に保つことができるという効果を得ることができる。

（実施例５）
次に、本発明の実施例５について説明する。

実施例５の全体構成は、実施例１と同様であるので、全体構成の図示は省略し、実施例１との相違点のみ説明する。

図１２は、本発明の実施例５に係る回路構成を示す図である。図１２に示した例は、実施例１で説明した回路構成の２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２を、さらに多数のインダクタで構成した例である。

図１２に示した例では、Ｐ側の信号配線６－１に２つの２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－５を直列に接続し、Ｎ側の信号配線７－１に２つの２端子差動モードインダクタ１１－２、１１－６を直列に接続し、それらの先に４端子差動モードインダクタ１０－１が配置された構成とする。

このように、２端子差動モードインダクタ１１－１および１１－５と、１１－２および１１－６との２つに分けるメリットは、異なる自己共振周波数のインダクタ部品を複数用いることで、広帯域なフィルタ性能を得ることができるためである。

例えば、実施例１において自己共振周波数７００ＭＨｚの部品を１つ用いるよりも、自己共振周波数１ＧＨｚと５００ＭＨｚの部品の二つに分解した方が、より広い周波数範囲で高インピーダンスなフィルタを構成できることになる。

この発明における、インダクタンス値の条件としては、実施例１ないし実施例３における２端子重複モードインダクタンス部品のインダクタンス値に対する条件を、二つの２端子重複モードインダクタ部品の合計値で代替して考えれば良い。

すなわち、実施例１のＬ１と実施例５のＬ１Ａ＋Ｌ１Ｂが等価であると考えればよい。

なお、図１２は、電源重畳通信装置１－１の例であるが、電源重畳装置１－２も同様な構成となっている。

実施例５によれば、実施例１、２、３、４と同様な効果を得ることができる他、広帯域なフィルタ性能を得ることができるという効果がある。

（実施例６）
次に、本発明の実施例６について説明する。

実施例６の全体構成は、実施例１と同様であるので、全体構成の図示は省略し、実施例１との相違点のみ説明する。

図１３は、本発明の実施例６に係る回路構成を示す図である。実施例６は、差動配線が２対ある場合に、電源供給を共通の電源素子から実施する場合の実施例である。

図１３に示すように、差動配線５－１と差動配線５－２（第２の差動配線）があり（図１に示した電源重畳通信装置１－１の差動配線５－１と、電源重畳通信装置１－２の差動配線５－２）、それぞれに２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２および１１－３、１１－４が接続されている。さらに、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２および１１－３、１１－４には１つの４端子差動モードインダクタ１０－１が接続され、Ｐ側部品である２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－３を４端子差動モードインダクタ１０－１の電源側に接続し、Ｎ側部品である２端子差動モードインダクタ１１－２、１１－４を４端子差動モードインダクタ１０－１のグランド側に接続する構成とする。

つまり、４端子差動モードインダクタ１０－１は、４端子差動モードインダクタ１０－１として動作すると共に、４端子差動モードインダクタ１０－２としても動作する。

このような構成とすることで、大型部品である４端子差動モードインダクタ１０－１を、共通化利用して、部品点数を減らし、コストを低減する効果がある。

このような構成にしても、高周波部分の接続点に２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２、１１－３、１１－４が配置されているため、高周波特性は劣化せず、さらに４端子差動モードインダクタ１０－１とのインダクタンス値との比率によって、２端子差動モードインダクタ１１－１、１１－２、１１－３、１１－４のインダクタンス値バランス変化を保証することが可能である。

実施例６によれば、実施例１と同様な効果を得ることができる他、大型部品である４端子差動モードインダクタ１０－１を共通化利用して、部品点数を減らし、コストを低減することができるという効果がある。

（実施例７）
次に、本発明の実施例７について説明する。

実施例７の全体回路構成は、実施例１と同様であるので、全体回路構成の図示は省略し、実施例１との相違点のみ説明する。

図１４は、本発明の実施例７に係る適用例を示す図である。実施例７では、将来の車載アーキテクチャとして活用される予定のゾーンアーキテクチャでの活用例を示している。ゾーンアーキテクチャでは、自動車車両４０のセントラルＥＣＵ４１を中心に、物理的な位置で決まるゾーン毎にＺｏｎｅ ＥＣＵ４２－１、
Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－２、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－３、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－４と相互にケーブル８－１、ケーブル８－２、ケーブル８－３、ケーブル８－４、ケーブル８－５などで互いに接続され、各Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－１、
Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－２、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－３、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－４から先には、さらにＺｏｎｅ毎のＥＣＵ４３－１、ＥＣＵ４３－２、ＥＣＵ４３－３、ＥＣＵ４３－４、ＥＣＵ４３－５などと接続されている。

Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－１、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－２、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－３、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－４では、電源供給にＺｏｎｅ ＥＣＵ間で電源供給ラインを冗長化した構成をとることが想定され、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ間を接続するケーブルで電源重畳をすることが想定される。

上述した実施例１～６のうちのいずれかの電源重畳通信装置１－１、１－２を、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－１、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－２、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－３、Ｚｏｎｅ ＥＣＵ４２－４に適用することができる。

この場合、消費電力の比較的大きいＺｏｎｅ ＥＣＵへの電力供給をするために、高い電圧を活用することが想定されるため、本発明のＰｏＤＬフィルタ回路構成を活用して、高バイアス印加によるＥＭＣ性能劣化を回避することが必須となり、実施例７は有効であると考える。

実施例７によれば、実施例１～６の効果を有する車両搭載電源重畳通信システムを実現することができるという効果を得ることができる。

なお、本明細書では車載機器を前提に説明するが、同様な通信システムを利用する他のアプリケーションにも活用できる発明である。例えば、産業用ロボットと電子カメラの間の通信でも同様に効果を発揮することが可能である。

以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。

また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。

本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１－１、１－２・・・電源重畳通信装置（電子装置）、２－１、２－２・・・通信ＬＳＩ、３－１、３－２・・・抵抗部品、５－１、５－２・・・差動配線、６－１、６－２・・・Ｐ側の信号配線、７－１、７－２・・・Ｎ側の信号配線、８、８－１、８－２、８－３、８－４・・・ツイストペアケーブル（差動信号配線）、９－１、９－２・・・情報処理ＬＳＩ、１０－１、１０－２・・・４端子差動モードインダクタ、１１－１、１１－２、１１－３、１１－４、１１－５、１１－６・・・２端子差動モードインダクタ、１２－１、１２－２・・・差動モードインダクタ内部のコイル（第１のコイル、第２のコイル）、１３－１、１３－２・・・差動モードインダクタのコイル間寄生容量、１４Ｎ－１、１４Ｎ－２、１４Ｐ－１、１４Ｎ－２・・・ＡＣ結合キャパシタ、１５－１、１５－２・・・コモンモードチョークコイル（ＣＭＣＣ）、１６－１、１６－２・・・ケーブルコネクタ、１７Ｎ－１、１７－２、１７Ｐ－１、１７Ｐ－２・・・静電保護素子、１８－１、１８－２・・・スルーホール、１９・・・プリント基板、３０－１、３０－２・・・電源素子（電源ＩＣ）、４０・・・自動車車両、４１・・・セントラルＥＣＵ、４２－１、４２－２、４２－３、４２－４・・・Ｚｏｎｅ ＥＣＵ、４３－１、４３－２、４３－３、４３－４・・・ＥＣＵ

Claims (11)

1. 差動信号配線に接続される第１の信号配線及び第２の信号配線を有する第１の差動配線と、
   前記第１の信号配線及び前記第２の信号配線に、それぞれ第１の印加電圧と、第２の印加電圧と、を供給する第１の電源素子と、
   一端側が前記第１の信号配線に接続される第１の高周波カットフィルタと、
   一端側が前記第２の信号配線に接続される第２の高周波カットフィルタと、
   第１のコイルおよび第２のコイルを有し、前記第１のコイルの一方端が前記第１の高周波カットフィルタの他端側に接続され、前記第２のコイルの一方端が前記第２の高周波カットフィルタの他端側に接続され、前記第１のコイルと前記第２のコイルとは互いに逆巻きで磁気結合する第１のインダクタと、
   を備え、前記差動信号配線に電源が重畳される電源重畳通信装置であって、
   前記第１の高周波カットフィルタのインダクタンス値Ｌ１と前記第１のインダクタの前記第１のコイルのインダクタンス値Ｌ３はＬ１＜１．５×Ｌ３の関係であり、
   前記第２の高周波カットフィルタのインダクタンス値Ｌ２と前記第１のインダクタの前記第２のコイルのインダクタンス値Ｌ４はＬ２＜１．５×Ｌ４の関係であることを特徴とする電源重畳通信装置。
2. 電源重畳通信システムであって、
   請求項１に記載の前記電源重畳通信装置からなる第１の電源重畳通信装置と、第２の電源重畳通信装置と、を備え、
   前記第２の電源重畳通信装置は、
   前記差動信号配線に接続される第３の信号配線及び第４の信号配線を有する第２の差動配線と、
   前記第３の信号配線及び前記第４の信号配線を介して、それぞれ第１の印加電圧と、第２の印加電圧とが供給され、動作電圧に変換する第２の電源素子と、
   一端側が前記第３の信号配線に接続される第３の高周波カットフィルタと、
   一端側が前記第４の信号配線に接続される第４の高周波カットフィルタと、
   第３のコイルおよび第４のコイルを有し、前記第３のコイルの一方端が前記第３の高周波カットフィルタの他端側に接続され、前記第２のコイルの一方端が前記第４の高周波カットフィルタの他端側に接続され、前記第３のコイルと前記第４のコイルとは互いに逆巻きで磁気結合する第２のインダクタと、
   を備え、
   前記第３の高周波カットフィルタのインダクタンス値Ｌ５と前記第２のインダクタの前記第３のコイルのインダクタンス値Ｌ７はＬ５＜１．５×Ｌ７の関係であり、
   前記第４の高周波カットフィルタのインダクタンス値Ｌ６と前記第２のインダクタの前記第４のコイルのインダクタンス値Ｌ８はＬ６＜１．５×Ｌ８の関係であり、
   前記第１の電源重畳通信装置と前記第２の電源重畳通信装置は、前記差動信号配線を介して接続されることを特徴とする電源重畳通信システム。
3. 請求項２に記載の電源重畳通信システムにおいて、
   前記差動信号配線を介して前記第１の電源重畳通信装置から前記第２の電源重畳通信装置に電源供給されることを特徴とする電源重畳通信システム。
4. 請求項２または請求項３に記載の電源重畳通信システムにおいて、
   前記第１の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ１、前記第２の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ２、前記第３の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ５および前記第４の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ６は、２．１μＨ以上であることを特徴とする電源重畳通信システム。
5. 請求項１に記載の電源重畳通信装置において、
   前記第１の高周波カットフィルタと並列に配置された第１の抵抗体と、
   前記第２の高周波カットフィルタと並列に配置された第２の抵抗体と、を備え、
   前記第１の抵抗体の抵抗値ｒ１は５００Ω≦ｒ１≦１５００Ωであり、
   前記第２の抵抗体の抵抗値ｒ２は５００Ω≦ｒ２≦１５００Ωであり、
   前記第１の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ１は、１．５μＨ以上であり、前記第２の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ２は、１．５μＨ以上であることを特徴とする電源重畳通信装置。
6. 請求項２に記載の電源重畳通信システムにおいて、
   前記第３の高周波カットフィルタと並列に配置された第３の抵抗体と、
   前記第４の高周波カットフィルタと並列に配置された第４の抵抗体と、を備え、
   前記第３の抵抗体の抵抗値ｒ３は５００Ω≦ｒ３≦１５００Ωであり、
   前記第４の抵抗体の抵抗値ｒ４は５００Ω≦ｒ４≦１５００Ωであり、
   前記第３の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ５は１．５μＨ以上であり、前記第４の高周波カットフィルタの前記インダクタンス値Ｌ６は１．５μＨ以上であることを特徴とする電源重畳通信システム。
7. 請求項１に記載の電源重畳通信装置において、
   前記第１の高周波カットフィルタおよび前記第２の高周波カットフィルタは、２端子差動モードインダクタであり、
   前記第１のインダクタは、４端子差動モードインダクタであり、
   前記第１の高周波カットフィルタおよび前記第２の高周波カットフィルタは、前記第１の信号配線および前記第２の信号配線が形成される基板の一面に形成され、
   前記第１のインダクタは前記基板の他面に形成されていることを特徴とする電源重畳通信装置。
8. 請求項２に記載の電源重畳通信システムにおいて、
   前記第３の高周波カットフィルタおよび前記第４の高周波カットフィルタは、２端子差動モードインダクタであり、
   前記第２のインダクタは、４端子差動モードインダクタであり、
   前記第３の高周波カットフィルタおよび前記第４の高周波カットフィルタは、前記第３の信号配線および前記第４の信号配線が形成される基板の一面に形成され、
   前記第２のインダクタは、前記基板の他面に形成されていることを特徴とする電源重畳通信システム。
9. 請求項１に記載の電源重畳通信装置において、
   前記第１の高周波カットフィルタは、互いに直列に接続された複数の２端子差動モードインダクタであり、
   前記第２の高周波カットフィルタは、互いに直列に接続された複数の２端子差動モードインダクタであることを特徴とする電源重畳通信装置。
10. 請求項２に記載の電源重畳通信システムにおいて、
    前記第３の高周波カットフィルタの他端側は、前記第１の電源重畳通信装置の前記第１のインダクタの前記第１のコイルの一方端に接続され、
    前記第４の高周波カットフィルタの他端側は、前記第１の電源重畳通信装置の前記第１のインダクタの前記第２のコイルの一方端に接続され、
    前記第１の電源重畳通信装置の前記第１のインダクタは、前記第１のインダクタとして動作すると共に、前記第２の電源重畳通信装置の前記第２のインダクタとしても動作することを特徴とする電源重畳通信システム。
11. 請求項２に記載の電源重畳通信システムにおいて、
    少なくとも１つの前記第１の電源重畳通信装置と、前記第１の電源重畳通信装置に前記差動信号配線を介して接続される少なくとも２つの前記第２の電源重畳通信装置と、を有するネットワークが形成されることを特徴とする電源重畳通信システム。