JP7794313B2 - Temperature-compensated piezoelectric oscillator - Google Patents
Temperature-compensated piezoelectric oscillatorInfo
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Description
本発明は、温度補償型圧電発振器に関する。 The present invention relates to a temperature-compensated piezoelectric oscillator.
水晶振動子等の圧電振動子は、固有の周波数温度特性に基づいて、温度に応じて振動周波数が変化する。このような圧電振動子を用いて発振回路を構成すると、発振回路の出力周波数も圧電振動子と同様に変化する。そこで、従来では、圧電振動子の周波数温度特性を打ち消すように、発振回路側の容量（負荷容量）を変化させることによって、温度変化に対する発振回路の周波数変化を抑制する温度補償を行う温度補償型圧電発振器が知られている（例えば、特許文献１参照）。 Piezoelectric oscillators, such as quartz crystal oscillators, have oscillation frequencies that change in response to temperature based on their inherent frequency-temperature characteristics. When an oscillator circuit is constructed using such a piezoelectric oscillator, the output frequency of the oscillator circuit also changes in the same way as the piezoelectric oscillator. Therefore, temperature-compensated piezoelectric oscillators have been known in the past that perform temperature compensation to suppress frequency changes in the oscillator circuit due to temperature changes by changing the capacitance (load capacitance) on the oscillator circuit side to cancel out the frequency-temperature characteristics of the piezoelectric oscillator (see, for example, Patent Document 1).
温度補償型圧電発振器は、例えば、周波数温度特性が少なくともｎ次関数的（ｎは２または３）に変化する圧電振動子と、圧電振動子の周波数温度特性を補償するｎ次関数的な電気信号（例えば電圧）を出力する温度補償回路（信号発生回路）と、圧電振動子と可変容量素子が接続されるとともに温度補償回路の出力電気信号が可変容量素子に入力される発振回路とを有する構成になっている。そして、温度補償型圧電発振器では、温度補償回路で温度に対して変化する電気信号を生成し、それを発振回路内の可変容量素子に印加することにより、発振回路の負荷容量を温度に対して変化させて温度補償を行うようになっている。なお、周波数温度特性が２次関数的に変化する代表的な圧電振動子として、音叉型圧電振動子等が挙げられ、周波数温度特性が３次関数的に変化する代表的な圧電振動子として、ＡＴカットの厚みすべり圧電振動子等が挙げられる。 A temperature-compensated piezoelectric oscillator, for example, comprises a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristics change at least n-order (n is 2 or 3), a temperature compensation circuit (signal generation circuit) that outputs an n-order electrical signal (e.g., voltage) that compensates for the frequency-temperature characteristics of the piezoelectric vibrator, and an oscillation circuit to which the piezoelectric vibrator and a variable capacitance element are connected and to which the output electrical signal of the temperature compensation circuit is input. In a temperature-compensated piezoelectric oscillator, the temperature compensation circuit generates an electrical signal that changes with temperature and applies it to a variable capacitance element in the oscillation circuit, thereby varying the load capacitance of the oscillation circuit with temperature and achieving temperature compensation. Typical piezoelectric vibrators whose frequency-temperature characteristics change quadratically include tuning fork-type piezoelectric vibrators, while typical piezoelectric vibrators whose frequency-temperature characteristics change cubically include AT-cut thickness-shear piezoelectric vibrators.
上述したような温度補償型圧電発振器においては、温度補償回路では、簡易な回路構成によっては理想的なｎ次関数的な電気信号を発生することが困難であり、疑似的にｎ次関数的に調整された電気信号が発生される。このため、圧電振動子の周波数温度特性に対応した電気信号（理想的なｎ次関数）と、温度補償回路で発生された電気信号（疑似的なｎ次関数）との間でズレ（近似エラー）が生じており、これに起因して温度補償精度が悪化することが懸念される。 In temperature-compensated piezoelectric oscillators such as those described above, it is difficult for the temperature compensation circuit to generate an ideal nth-order function electrical signal using a simple circuit configuration, and instead an electrical signal adjusted to a pseudo-nth-order function is generated. This results in a discrepancy (approximation error) between the electrical signal corresponding to the frequency-temperature characteristics of the piezoelectric vibrator (the ideal nth-order function) and the electrical signal generated by the temperature compensation circuit (the pseudo-nth-order function), which raises concerns about a deterioration in temperature compensation accuracy.
また、個々の圧電振動子の周波数温度特性にはバラツキがあるため、温度補償回路の各次成分ごとにゲインを調整して、発振回路の周波数変化を抑制している。しかし、ｎ次成分のゲインを大きくすると、これに伴って上述したｎ次成分の近似エラーも大きくなり、温度補償精度が悪化する可能性がある。 In addition, because there is variation in the frequency-temperature characteristics of individual piezoelectric vibrators, the gain of each order component of the temperature compensation circuit is adjusted to suppress frequency changes in the oscillator circuit. However, if the gain of the nth order component is increased, the approximation error of the nth order component mentioned above also increases, which may result in a deterioration in temperature compensation accuracy.
本発明は上述したような実情を考慮してなされたもので、温度補償回路で発生するｎ次成分の近似エラーを低減することができ、温度補償精度を改善させることが可能な温度補償型圧電発振器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of the above-mentioned circumstances, and aims to provide a temperature-compensated piezoelectric oscillator that can reduce the approximation error of the nth-order component generated in the temperature compensation circuit and improve the temperature compensation accuracy.
本発明は、上述の課題を解決するための手段を以下のように構成している。すなわち、本発明は、周波数温度特性が少なくともｎ次関数的（ｎは２または３）に変化する圧電振動子と、前記圧電振動子の周波数温度特性を補償するｎ次関数的な電気信号を出力する信号発生回路と、前記圧電振動子と可変容量素子が接続されるとともに前記信号発生回路の出力電気信号が前記可変容量素子に入力される発振回路とを有する温度補償型圧電発振器であって、前記信号発生回路は、疑似ｎ次関数的な電気信号を発生し、この疑似ｎ次関数的な電気信号をｎ次関数で近似した理想ｎ次関数的な電気信号と、前記疑似ｎ次関数的な電気信号との差分となる電気信号を算出し、前記差分となる電気信号に対応する差分補正電気信号が前記信号発生回路に加えられ、前記差分補正電気信号は、前記理想ｎ次関数的な電気信号と、前記疑似ｎ次関数的な電気信号との間のｎ次成分の近似エラーに対応してこれを抑制するものであり、前記差分補正電気信号を前記信号発生回路に加えることで、前記疑似ｎ次関数的な電気信号に含まれる前記ｎ次成分の近似エラーを前記差分補正電気信号によって打ち消すようにしていることを特徴とする。周波数温度特性が２次関数的（ｎ＝２の場合）に変化する圧電振動子としては、例えば音叉型水晶振動子があり、周波数温度特性が３次関数的（ｎ＝３の場合）に変化する圧電振動子としては、例えばＡＴカット水晶振動子がある。 The present invention provides the means for solving the above-mentioned problems as follows. That is, the present invention provides a temperature compensated piezoelectric oscillator having a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristic changes at least n-th order (n is 2 or 3), a signal generating circuit that outputs an n-th order functional electric signal that compensates for the frequency-temperature characteristic of the piezoelectric vibrator, and an oscillation circuit to which the piezoelectric vibrator and a variable capacitance element are connected and to which the output electric signal of the signal generating circuit is input to the variable capacitance element, wherein the signal generating circuit generates a pseudo-n-th order functional electric signal, calculates an electric signal that is a difference between the pseudo-n-th order functional electric signal and an ideal n- th order functional electric signal obtained by approximating the pseudo-n-th order functional electric signal with an n-th order function, and a difference correction electric signal corresponding to the difference electric signal is added to the signal generating circuit, and the difference correction electric signal corresponds to and suppresses an approximation error of an n-th order component between the ideal n-th order functional electric signal and the pseudo-n-th order functional electric signal, and by adding the difference correction electric signal to the signal generating circuit, the approximation error of the n-th order component contained in the pseudo-n-th order functional electric signal is canceled out by the difference correction electric signal . An example of a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristic changes quadratically (when n = 2) is a tuning fork crystal vibrator, and an example of a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristic changes cubically (when n = 3) is an AT-cut crystal vibrator.
上記構成によれば、圧電振動子の周波数温度特性に対応した電気信号（理想的なｎ次関数）と、信号発生回路で発生された電気信号（疑似的なｎ次関数）との間のズレ（近似エラー）を差分補正電気信号によって打ち消し、信号発生回路で発生するｎ次成分の近似エラーを低減することができる。これにより、差分補正電気信号による補正後の電気信号を、圧電振動子の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的なｎ次関数）にできる限り近づけることができ、温度補償型圧電発振器の温度補償精度を改善させることができる。 With the above configuration, the difference (approximation error) between the electrical signal corresponding to the frequency-temperature characteristics of the piezoelectric vibrator (an ideal nth-order function) and the electrical signal generated by the signal generating circuit (a pseudo nth-order function) can be canceled out by the differential correction electrical signal, reducing the approximation error of the nth-order component generated by the signal generating circuit. This allows the electrical signal corrected by the differential correction electrical signal to be as close as possible to the temperature compensation voltage corresponding to the frequency-temperature characteristics of the piezoelectric vibrator (an ideal nth-order function), improving the temperature compensation accuracy of the temperature-compensated piezoelectric oscillator.
ここで、従来の信号発生回路（温度補償回路）では、電気信号の各次成分ごとにゲインを調整していたため、電気信号のｎ次成分のゲインを大きくすると、これに伴って電気信号に含まれるｎ次成分の近似エラーも大きくなり、温度補償精度が悪化していた。しかし、上記構成によれば、電気信号に含まれるｎ次成分の近似エラーを差分補正電気信号によって打ち消すようにしてｎ次成分の近似エラーを低減できるため、温度補償精度の悪化を抑制できる。また、信号発生回路の回路構成を簡素にすることができ、回路面積をできる限り小さくすることができる。これにより、消費電力の低減およびコスト低減を図ることができる。 Here, conventional signal generation circuits (temperature compensation circuits) adjusted the gain for each order component of the electrical signal. Therefore, increasing the gain of the nth order component of the electrical signal also increased the approximation error of the nth order component contained in the electrical signal, resulting in a deterioration in temperature compensation accuracy. However, with the above configuration, the approximation error of the nth order component contained in the electrical signal can be canceled out by the differential correction electrical signal, thereby reducing the approximation error of the nth order component and preventing a deterioration in temperature compensation accuracy. Furthermore, the circuit configuration of the signal generation circuit can be simplified, allowing the circuit area to be minimized. This allows for reduced power consumption and cost.
上記構成において、前記信号発生回路のｎ次成分のみに対し、前記差分補正電気信号を加えることが好ましい。この構成によれば、信号発生回路のｎ次成分のみに対し、差分補正電気信号を加えることによって、信号発生回路で発生するｎ次成分の近似エラーを精度よく打ち消すことができ、ｎ次成分の近似エラーを低減することができる。In the above configuration, it is preferable to apply the differential correction electrical signal only to the nth-order component of the signal generating circuit. With this configuration, by applying the differential correction electrical signal only to the nth-order component of the signal generating circuit, the approximation error of the nth-order component generated in the signal generating circuit can be accurately canceled out, thereby reducing the approximation error of the nth-order component.
上記構成において、前記信号発生回路は、疑似ｎ次関数的な電気信号を発生するｎ次関数発生回路と、前記差分補正電気信号を発生する差分補正発生回路と、ｎ次成分のゲインを調整する増幅回路とを有し、前記ｎ次関数発生回路のｎ次成分を生成する回路と、前記増幅回路との間に前記差分補正発生回路が設けられていることが好ましい。この場合、前記ｎ次関数発生回路の前記ｎ次成分を生成する回路は、定電流回路および差動増幅回路からなることが好ましい。また、前記信号発生回路は、前記差分となる電気信号のうちの最大値および最小値の部分に対して、定電流回路および差動増幅回路による逆成分の前記差分補正電気信号を加えることが好ましい。これらの構成によれば、増幅回路に入力される前の電気信号に対し、差分補正が行われるので、増幅回路から出力される電気信号に含まれるｎ次成分の近似エラーを効率よく低減することができる。In the above configuration, the signal generation circuit preferably includes an nth-order function generation circuit that generates a pseudo-nth-order function electrical signal, a differential correction generation circuit that generates the differential correction electrical signal, and an amplifier circuit that adjusts the gain of the nth-order component. Preferably, the differential correction generation circuit is provided between the circuit that generates the nth-order component of the nth-order function generation circuit and the amplifier circuit. In this case, the circuit that generates the nth-order component of the nth-order function generation circuit preferably comprises a constant current circuit and a differential amplifier circuit. Furthermore, it is preferable that the signal generation circuit add the differential correction electrical signal, which is the inverse component generated by the constant current circuit and the differential amplifier circuit, to the maximum and minimum values of the electrical signal that constitutes the difference. With these configurations, differential correction is performed on the electrical signal before it is input to the amplifier circuit, thereby efficiently reducing the approximation error of the nth-order component contained in the electrical signal output from the amplifier circuit.
上記構成において、前記信号発生回路は、前記ｎ次関数発生回路に対して、前記差分補正発生回路による前記差分補正電気信号を加えるとともに、それよりも高次の高次関数発生回路（例えば、ｎ＋１次関数発生回路、ｎ＋２次関数発生回路）に対しても、差分補正発生回路による差分補正電気信号を加える構成になっていることが好ましい。この構成によれば、高次関数発生回路に対しても、差分補正発生回路による差分補正電気信号を加えることによって、信号発生回路による高精度な温度補償を実現できる。 In the above configuration, it is preferable that the signal generation circuit is configured to apply the differential correction electrical signal from the differential correction generation circuit to the nth-order function generation circuit, and also to apply the differential correction electrical signal from the differential correction generation circuit to higher-order function generation circuits (e.g., an n+1th-order function generation circuit, an n+2nd-order function generation circuit). With this configuration, by applying the differential correction electrical signal from the differential correction generation circuit to the higher-order function generation circuits as well, highly accurate temperature compensation by the signal generation circuit can be achieved.
本発明の温度補償型圧電発振器によれば、圧電振動子の周波数温度特性に対応した電気信号（理想的なｎ次関数）と、信号発生回路で発生された電気信号（疑似的なｎ次関数）との間のズレ（近似エラー）を差分補正電気信号によって打ち消し、信号発生回路で発生する３次成分の近似エラーを低減することができる。これにより、温度補償型圧電発振器の温度補償精度を改善させることができる。 With the temperature-compensated piezoelectric oscillator of the present invention, the difference (approximation error) between the electrical signal corresponding to the frequency-temperature characteristics of the piezoelectric resonator (an ideal nth-order function) and the electrical signal generated by the signal generating circuit (a pseudo nth-order function) can be canceled out by a differential correction electrical signal, reducing the approximation error of the third-order component generated by the signal generating circuit. This improves the temperature compensation accuracy of the temperature-compensated piezoelectric oscillator.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。 The following describes an embodiment of the present invention with reference to the drawings.
本発明は、周波数温度特性が少なくともｎ次関数的（ｎは２または３）に変化する圧電振動子と、前記圧電振動子の周波数温度特性を補償するｎ次関数的な電気信号を出力する信号発生回路と、前記圧電振動子と可変容量素子が接続されるとともに前記信号発生回路の出力電気信号が前記可変容量素子に入力される発振回路とを有する温度補償型圧電発振器であって、前記信号発生回路は、疑似ｎ次関数的な電気信号を発生し、この疑似ｎ次関数的な電気信号をｎ次関数で近似した理想ｎ次関数的な電気信号と、前記疑似ｎ次関数的な電気信号との差分となる電気信号を算出し、前記差分となる電気信号に対応する差分補正電気信号が前記信号発生回路に加えられることを特徴とする。以下の実施形態では、圧電振動子が、ＡＴカットの厚みすべり圧電振動子である場合（ｎ＝３である場合）について説明する。 The present invention relates to a temperature-compensated piezoelectric oscillator having a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristics change at least n-th order (n is 2 or 3), a signal generation circuit that outputs an n-th order electrical signal that compensates for the frequency-temperature characteristics of the piezoelectric vibrator, and an oscillation circuit to which the piezoelectric vibrator and a variable capacitance element are connected and to which the output electrical signal of the signal generation circuit is input to the variable capacitance element. The signal generation circuit generates a pseudo-n-th order electrical signal, calculates an electrical signal that is the difference between the pseudo-n-th order electrical signal and an ideal n-th order electrical signal that approximates the pseudo-n-th order electrical signal with an n-th order function, and applies a difference correction electrical signal corresponding to the differential electrical signal to the signal generation circuit. The following embodiments describe the case where the piezoelectric vibrator is an AT-cut thickness-shear piezoelectric vibrator (where n = 3).
本実施形態にかかる温度補償型水晶発振器１００は、周波数温度特性が少なくとも３次関数的に変化する圧電振動子と、圧電振動子の周波数温度特性を補償する３次関数的な電気信号（本実施形態では電圧）を出力する信号発生回路と、圧電振動子と可変容量素子が接続されるとともに信号発生回路の出力電気信号が可変容量素子に入力される発振回路とを備えている。具体的には、図１に示すように、温度補償型水晶発振器１００は、圧電発振器としての水晶発振器１１０、温度検出手段としての温度センサ１２０、信号発生回路としての温度補償回路１３０、記憶手段としてのＲＯＭ１４０等を備えた構成になっている。 The temperature-compensated crystal oscillator 100 according to this embodiment comprises a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristic varies at least cubically, a signal generating circuit that outputs a cubic electrical signal (voltage in this embodiment) that compensates for the frequency-temperature characteristic of the piezoelectric vibrator, and an oscillation circuit to which the piezoelectric vibrator and a variable capacitance element are connected and to which the output electrical signal of the signal generating circuit is input to the variable capacitance element. Specifically, as shown in Figure 1, the temperature-compensated crystal oscillator 100 comprises a crystal oscillator 110 as a piezoelectric oscillator, a temperature sensor 120 as temperature detection means, a temperature compensation circuit 130 as a signal generating circuit, a ROM 140 as storage means, etc.
本実施形態では、水晶発振器１１０は、電圧制御型の水晶発振器（ＶＣＸＯ）として構成されている。水晶発振器１１０は、圧電振動子としての水晶振動子１１１および発振回路１１２を備えた構成になっている。水晶振動子１１１としては、少なくとも３次関数的に変化する周波数温度特性を有するものが用いられており、例えば、ＡＴカット水晶振動板を備えたＡＴカット水晶振動子を用いることが可能である。発振回路１１２は、電圧印加により容量が変化する可変容量素子を備えており、この可変容量素子の容量変化により、水晶発振器１１０の周波数制御が可能になっている。可変容量素子としては、例えば、可変容量ダイオード（バリキャップ）や、ＭＯＳ型バラクター等を用いることが可能である。 In this embodiment, the crystal oscillator 110 is configured as a voltage-controlled crystal oscillator (VCXO). The crystal oscillator 110 is configured to include a crystal resonator 111 as a piezoelectric resonator and an oscillation circuit 112. The crystal resonator 111 has a frequency-temperature characteristic that varies at least cubically; for example, an AT-cut crystal resonator equipped with an AT-cut crystal diaphragm can be used. The oscillation circuit 112 includes a variable capacitance element whose capacitance changes when a voltage is applied, and the frequency of the crystal oscillator 110 can be controlled by the change in capacitance of this variable capacitance element. As the variable capacitance element, for example, a variable capacitance diode (varicap) or a MOS varactor can be used.
温度補償回路１３０は、温度センサ１２０から出力された温度情報に基づいて水晶振動子１１１の周波数温度特性を補償する温度補償電圧を生成し、この温度補償電圧を発振回路１１２の可変容量素子に印加する。本実施形態では、温度補償回路１３０は、温度変化に対して水晶振動子１１１の周波数偏差が小さくなるように設定された温度補償電圧を発振回路１１２の可変容量素子に印加し、温度に対し連続的に可変容量素子の容量を変化させるというアナログ制御を行なっている。このように、温度補償回路１３０が発振回路１１２の可変容量素子に温度補償電圧を印加することにより、水晶振動子１１１の周波数温度特性を打ち消すように負荷容量が変化するため、発振回路１１２としては温度に対する周波数変化を小さくした周波数温度特性を得ることができるようになっている。 The temperature compensation circuit 130 generates a temperature compensation voltage that compensates for the frequency-temperature characteristics of the crystal unit 111 based on the temperature information output from the temperature sensor 120, and applies this temperature compensation voltage to the variable capacitance element of the oscillation circuit 112. In this embodiment, the temperature compensation circuit 130 applies a temperature compensation voltage set to reduce the frequency deviation of the crystal unit 111 with temperature changes to the variable capacitance element of the oscillation circuit 112, performing analog control by continuously changing the capacitance of the variable capacitance element with respect to temperature. In this way, by the temperature compensation circuit 130 applying a temperature compensation voltage to the variable capacitance element of the oscillation circuit 112, the load capacitance changes so as to cancel out the frequency-temperature characteristics of the crystal unit 111, allowing the oscillation circuit 112 to obtain a frequency-temperature characteristic with reduced frequency change with temperature.
温度補償回路１３０は、図１に示すように、１次関数発生回路１３１、３次関数発生回路１３２、差分補正発生回路１３３、ゲインアンプ１３４，１３５、加算回路１３７等を備えた構成になっている。１次関数発生回路１３１は、温度センサ１２０から出力された温度情報に基づいて、温度補償回路１３０の温度補償電圧の１次成分を発生する。１次関数発生回路１３１の１次成分を生成する回路には、増幅回路としてのゲインアンプ１３４が接続されており、ゲインアンプ１３４によって温度補償回路１３０の温度補償電圧の１次成分が増幅される。ゲインアンプ１３４によって増幅された温度補償回路１３０の温度補償電圧の１次成分は、加算回路１３７に入力される。 As shown in FIG. 1, the temperature compensation circuit 130 is configured to include a linear function generating circuit 131, a cubic function generating circuit 132, a difference correction generating circuit 133, gain amplifiers 134 and 135, and an adder circuit 137. The linear function generating circuit 131 generates the linear component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 130 based on the temperature information output from the temperature sensor 120. The circuit that generates the linear component of the linear function generating circuit 131 is connected to a gain amplifier 134 as an amplifier circuit, and the gain amplifier 134 amplifies the linear component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 130. The linear component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 130 amplified by the gain amplifier 134 is input to the adder circuit 137.
３次関数発生回路１３２は、温度センサ１２０から出力された温度情報に基づいて、温度補償回路１３０の温度補償電圧の３次成分を発生する。３次関数発生回路１３２の３次成分を生成する回路には、増幅回路としてのゲインアンプ１３５が接続されており、ゲインアンプ１３５によって温度補償回路１３０の温度補償電圧の３次成分が増幅される。３次関数発生回路１３２の３次成分を生成する回路と、ゲインアンプ１３５との間には、差分補正発生回路１３３が介在されているが、この点については後述する。ゲインアンプ１３５によって増幅された温度補償回路１３０の温度補償電圧の３次成分は、加算回路１３７に入力される。加算回路１３７は、ゲインアンプ１３４、１３５から入力された温度補償回路１３０の温度補償電圧の１次成分および３次成分を加算し、発振回路１１２へ出力する。 The cubic function generating circuit 132 generates a third-order component of the temperature compensation voltage for the temperature compensation circuit 130 based on the temperature information output from the temperature sensor 120. A gain amplifier 135, which serves as an amplifier, is connected to the circuit that generates the third-order component of the cubic function generating circuit 132, and the third-order component of the temperature compensation voltage for the temperature compensation circuit 130 is amplified by the gain amplifier 135. A differential correction generating circuit 133 is interposed between the circuit that generates the third-order component of the cubic function generating circuit 132 and the gain amplifier 135, as will be described later. The third-order component of the temperature compensation voltage for the temperature compensation circuit 130 amplified by the gain amplifier 135 is input to the adder circuit 137. The adder circuit 137 adds the first-order and third-order components of the temperature compensation voltage for the temperature compensation circuit 130 input from the gain amplifiers 134 and 135, and outputs the result to the oscillator circuit 112.
本実施形態では、温度補償回路１３０で発生する温度補償電圧に着目し、特に温度補償電圧の３次成分のエラー成分を改善することによって、温度補償型水晶発振器１００の周波数温度特性の改善を図っている。詳細には、温度補償型水晶発振器１００において、温度補償回路１３０は、疑似３次関数的な温度補償電圧を発生し、この疑似３次関数的な温度補償電圧を３次関数で近似した理想３次関数的な温度補償電圧と、疑似３次関数的な温度補償電圧との差分となる補償電圧を算出し、差分となる補償電圧に対応する差分補正補償電圧が温度補償回路１３０に加えられることを特徴とする。以下、この点について説明する。In this embodiment, attention is focused on the temperature compensation voltage generated by the temperature compensation circuit 130, and by improving the error component of the third-order component of the temperature compensation voltage in particular, the frequency-temperature characteristics of the temperature-compensated crystal oscillator 100 are improved. Specifically, in the temperature-compensated crystal oscillator 100, the temperature compensation circuit 130 generates a pseudo-cubic temperature compensation voltage, calculates a compensation voltage that is the difference between this pseudo-cubic temperature compensation voltage and an ideal cubic temperature compensation voltage that approximates this pseudo-cubic temperature compensation voltage with a cubic function, and then applies a difference-corrected compensation voltage corresponding to the differential compensation voltage to the temperature compensation circuit 130. This point will be explained below.
上述したように、温度補償回路１３０では、簡易な回路構成によっては理想的な３次関数的な温度補償電圧を発生することが困難であることから、３次関数発生回路１３２によって疑似的に３次関数的に調整された温度補償電圧が発生される。詳細には、３次関数発生回路１３２の３次成分を生成する回路は、例えば定電流回路および差動増幅回路によって構成され、３組の定電流回路および差動増幅回路を直列に接続することによって、疑似３次関数的な温度補償電圧を発生する。このため、水晶振動子１１１の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的な３次関数）と、３次関数発生回路１３２によって発生された温度補償電圧（疑似的な３次関数）との間でズレ（３次成分の近似エラー）が発生する。つまり、理想的な３次関数的な温度補償電圧が［Ｖｃ＝Ａ３×Ｔ3］の関係によって表されるとすると、３次関数発生回路１３２によって発生された疑似３次関数的な温度補償電圧は［Ｖｃ＝Ａ３×Ｔ3＋α］の関係によって表され、３次成分の近似エラーαを含む関係となっている（Ａ３は係数、Ｔは温度）。 As described above, since it is difficult for the temperature compensation circuit 130 to generate an ideal cubic function temperature compensation voltage using a simple circuit configuration, the cubic function generating circuit 132 generates a pseudo-cubic function-adjusted temperature compensation voltage. Specifically, the circuit that generates the cubic component of the cubic function generating circuit 132 is configured, for example, with a constant current circuit and a differential amplifier circuit, and three sets of constant current circuits and differential amplifier circuits are connected in series to generate a pseudo-cubic function temperature compensation voltage. For this reason, a deviation (approximation error of the cubic component) occurs between the temperature compensation voltage (ideal cubic function) corresponding to the frequency-temperature characteristics of the crystal resonator 111 and the temperature compensation voltage (pseudo-cubic function) generated by the cubic function generating circuit 132. In other words, if an ideal cubic temperature compensation voltage is expressed by the relationship [Vc = A3 x T3 ], then the pseudo-cubic temperature compensation voltage generated by the cubic function generating circuit 132 is expressed by the relationship [Vc = A3 x T3 + α], which is a relationship that includes the approximation error α of the cubic component (A3 is a coefficient, and T is temperature).
本実施形態では、温度補償回路１３０で得られる温度補償電圧は［Ｖｃ＝Ａ３×Ｔ3＋α’（α－β）］の関係によって表され、３次成分の近似エラーαに対応してこれを抑制する反成分β（差分補正電圧）を温度補償電圧に加えることで、理想的な３次関数の特性に近づけるようにしている（α’＜α）。図２では、理想的な３次関数的な温度補償電圧（縦軸の単位は［Ｖ］）を実線で示し、３次関数発生回路１３２によって発生された疑似３次関数的な温度補償電圧（縦軸の単位は［Ｖ］）を２点鎖線で示し、両者の差分である３次成分の近似エラーα（縦軸の単位は［ｍＶ］）を破線で示している。理想的な３次関数的な温度補償電圧と、３次関数発生回路１３２によって発生された疑似３次関数的な温度補償電圧とは、図２では略重なって表れているが、厳密には、破線で示すように変化する３次成分の近似エラーαが存在する。３次成分の近似エラーαは、図２に示すように、０［ｍＶ］を中心として正方向および負方向の両側で変動している。 In this embodiment, the temperature-compensated voltage obtained by the temperature compensation circuit 130 is expressed by the relationship [Vc = A3 × T 3 + α'(α-β)], and an anticomponent β (differential correction voltage) that corresponds to and suppresses the cubic component approximation error α is added to the temperature-compensated voltage to approximate the ideal cubic function characteristics (α'<α). In FIG. 2, the ideal cubic temperature-compensated voltage (vertical axis in units of [V]) is shown by a solid line, the pseudo-cubic temperature-compensated voltage (vertical axis in units of [V]) generated by the cubic function generating circuit 132 is shown by a two-dot chain line, and the cubic component approximation error α (vertical axis in units of [mV]), which is the difference between the two, is shown by a dashed line. Although the ideal cubic temperature-compensated voltage and the pseudo-cubic temperature-compensated voltage generated by the cubic function generating circuit 132 appear to be substantially overlapping in FIG. 2, strictly speaking, there is a cubic component approximation error α that varies as shown by the dashed line. As shown in FIG. 2, the approximation error α of the third-order component fluctuates on both the positive and negative sides of 0 [mV].
本実施形態では、３次成分の近似エラーαを打ち消すような反成分βを調整することによって、３次成分の近似エラーαを低減し、３次成分の近似エラーαを０［ｍＶ］に近づけるようにしている。具体的には、図２に示すように、３次成分の近似エラーαは、温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３付近において、最大値（極大値）または最小値（極小値）を示している。温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３付近において、３次成分の近似エラーαに基づいて、３次成分の近似エラーαを打ち消すための反成分βをそれぞれ調整する。反成分βは、３次成分の近似エラーαが最大値（極大値）となる温度では、その最大値を小さくするように調整される。一方、反成分βは、３次成分の近似エラーαが最小値（極小値）となる温度では、その最小値を大きくするように調整される。つまり、反成分βは、３次成分の近似エラーαの絶対値を小さくするように調整される。このような差分補正電気信号としての反成分βの調整は差分補正発生回路１３３によって行われる。差分補正発生回路１３３は、温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３付近において、３次成分の近似エラーαに基づいて、定電流回路および差動増幅回路による逆成分（３次成分の近似エラーαとは正負が逆の成分）の反成分βを調整する。In this embodiment, the third-order component approximation error α is reduced by adjusting the anticomponent β to cancel out the third-order component approximation error α, bringing the third-order component approximation error α closer to 0 mV. Specifically, as shown in FIG. 2, the third-order component approximation error α exhibits a maximum value (maximum value) or a minimum value (minimum value) near temperatures T1, T2, and T3. Based on the third-order component approximation error α near temperatures T1, T2, and T3, the anticomponent β is adjusted to cancel out the third-order component approximation error α. The anticomponent β is adjusted to reduce the maximum value at the temperature where the third-order component approximation error α reaches its maximum value (maximum value). On the other hand, the anticomponent β is adjusted to increase the minimum value at the temperature where the third-order component approximation error α reaches its minimum value (minimum value). In other words, the anticomponent β is adjusted to reduce the absolute value of the third-order component approximation error α. This adjustment of the anticomponent β as a differential correction electrical signal is performed by the differential correction generation circuit 133. The differential correction generating circuit 133 adjusts the inverse component β (a component whose positive and negative polarities are opposite to those of the approximation error α of the third-order component) produced by the constant current circuit and the differential amplifier circuit based on the approximation error α of the third-order component near temperatures T1, T2, and T3.
図３～図５は、反成分βの一例を示すグラフである。図３は、温度Ｔ１付近で２次関数的に変化するように調整された反成分βのグラフである。反成分βは、温度Ｔ１で最小値（極小値）となるように下向きの凸状に変化し、温度Ｔ１付近以外では、０となっている。温度Ｔ１での反成分β（最小値）は、３次成分の近似エラーαの温度Ｔ１での最大値（極大値）に対応した値になっている。 Figures 3 to 5 are graphs showing examples of the anticomponent β. Figure 3 is a graph of the anticomponent β adjusted to vary quadratically near temperature T1. The anticomponent β varies in a downward convex shape so that it reaches a minimum value (local minimum value) at temperature T1, and is 0 outside the vicinity of temperature T1. The anticomponent β (minimum value) at temperature T1 corresponds to the maximum value (local maximum value) of the approximation error α of the third-order component at temperature T1.
図４は、温度Ｔ２付近で２次関数的に変化するように調整された反成分βのグラフである。反成分βは、温度Ｔ２で最大値（極大値）となるように上向きの凸状に変化し、温度Ｔ２付近以外では、０となっている。温度Ｔ２での反成分β（最大値）は、３次成分の近似エラーαの温度Ｔ２での最小値（極小値）に対応した値になっている。 Figure 4 is a graph of the anticomponent β, which has been adjusted to vary quadratically near temperature T2. The anticomponent β varies in an upward convex shape so that it reaches a maximum value (local maximum value) at temperature T2, and is 0 outside the vicinity of temperature T2. The anticomponent β (maximum value) at temperature T2 corresponds to the minimum value (local minimum value) of the approximation error α of the third-order component at temperature T2.
図５は、温度Ｔ３付近で２次関数的に変化するように調整された反成分βのグラフである。反成分βは、温度Ｔ３で最小値（極小値）となるように下向きの凸状に変化し、温度Ｔ３付近以外では、０となっている。温度Ｔ３での反成分β（最小値）は、３次成分の近似エラーαの温度Ｔ３での最大値（極大値）に対応した値になっている。 Figure 5 is a graph of the anticomponent β, which has been adjusted to vary quadratically near temperature T3. The anticomponent β varies in a downward convex shape so that it reaches a minimum value (local minimum value) at temperature T3, and is 0 except near temperature T3. The anticomponent β (minimum value) at temperature T3 corresponds to the maximum value (local maximum value) of the approximation error α of the third-order component at temperature T3.
そして、差分補正発生回路１３３によって調整された反成分β（図３～図５参照）が、３次成分の近似エラーαに加えられる。これにより、図２の矢印で示すように、温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３付近において、３次成分の近似エラーαを低減することができ、３次成分の近似エラーαを０［ｍＶ］に近づけることができる。３次成分の近似エラーαのピークとなる電圧を、反成分βを加算することによって抑制することができる。 Then, the anticomponent β (see Figures 3 to 5) adjusted by the differential correction generation circuit 133 is added to the approximation error α of the third-order component. As a result, as shown by the arrows in Figure 2, the approximation error α of the third-order component can be reduced near temperatures T1, T2, and T3, and the approximation error α of the third-order component can be brought closer to 0 mV. The voltage at which the approximation error α of the third-order component peaks can be suppressed by adding the anticomponent β.
上述したように、本実施形態では、水晶振動子１１１の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的な３次関数）と、３次関数発生回路１３２によって発生された温度補償電圧（疑似的な３次関数）との間で発生する３次成分の近似エラーαを、差分補正発生回路１３３によって調整された反成分βによって打ち消すことで、温度補償回路１３０で発生する３次成分の近似エラーαを低減することができる。これにより、差分補正発生回路１３３から出力される温度補償電圧（ゲインアンプ１３５に入力される温度補償電圧）を、水晶振動子１１１の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的な３次関数）にできる限り近づけることができ、温度補償型水晶発振器１００の温度補償精度を改善させることができる。As described above, in this embodiment, the approximation error α of the third-order component that occurs between the temperature compensation voltage (ideal cubic function) corresponding to the frequency-temperature characteristics of the crystal unit 111 and the temperature compensation voltage (pseudo-cubic function) generated by the cubic function generating circuit 132 is canceled out by the anti-component β adjusted by the differential correction generating circuit 133, thereby reducing the approximation error α of the third-order component that occurs in the temperature compensation circuit 130. This allows the temperature compensation voltage output from the differential correction generating circuit 133 (the temperature compensation voltage input to the gain amplifier 135) to be as close as possible to the temperature compensation voltage (ideal cubic function) corresponding to the frequency-temperature characteristics of the crystal unit 111, thereby improving the temperature compensation accuracy of the temperature-compensated crystal oscillator 100.
ここで、従来の温度補償回路では、温度補償電圧の各次成分ごとにゲインを調整していたため、温度補償電圧の３次成分のゲインを大きくすると、これに伴って温度補償電圧に含まれる３次成分の近似エラーαも大きくなり、温度補償精度が悪化していた。しかし、本実施形態によれば、温度補償電圧に含まれる３次成分の近似エラーαを反成分βによって打ち消すようにして３次成分の近似エラーαを低減できるため、温度補償精度の悪化を抑制できる。 In conventional temperature compensation circuits, the gain was adjusted for each order component of the temperature compensation voltage, so increasing the gain of the third-order component of the temperature compensation voltage also increased the approximation error α of the third-order component contained in the temperature compensation voltage, degrading the temperature compensation accuracy. However, according to this embodiment, the approximation error α of the third-order component contained in the temperature compensation voltage can be reduced by canceling it out with the anticomponent β, thereby suppressing the deterioration of temperature compensation accuracy.
例えば、図６に示す比較例にかかる温度補償型水晶発振器１００’の温度補償回路１３０’では、１次関数発生回路１３１および３次関数発生回路１３２と並列に信号補正回路１３３’が設けられており、それぞれの回路にゲインアンプ１３４，１３５，１３６が接続されていた。温度補償回路１３０’では、水晶振動子１１１の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的な３次関数）と、３次関数発生回路１３２によって発生された温度補償電圧（疑似的な３次関数）との間で発生する３次成分の近似エラーαがそのままゲインアンプ１３５に入力されていた。ゲインアンプ１３５によって３次成分の近似エラーαが増幅されるため、温度補償精度が悪化していた。For example, in the temperature compensation circuit 130' of the temperature-compensated crystal oscillator 100' according to the comparative example shown in Figure 6, a signal correction circuit 133' is provided in parallel with the linear function generating circuit 131 and the cubic function generating circuit 132, and gain amplifiers 134, 135, and 136 are connected to each circuit. In the temperature compensation circuit 130', the approximation error α of the third-order component generated between the temperature compensation voltage (ideal cubic function) corresponding to the frequency-temperature characteristics of the crystal resonator 111 and the temperature compensation voltage (pseudo-cubic function) generated by the cubic function generating circuit 132 is input directly to the gain amplifier 135. The approximation error α of the third-order component is amplified by the gain amplifier 135, degrading the temperature compensation accuracy.
これに対し、本実施形態では、温度補償回路１３０の３次関数発生回路１３２の３次成分を生成する回路と、ゲインアンプ１３５との間に、３次成分の近似エラーαを打ち消す反成分βを調整する差分補正発生回路１３３が介在されているので、ゲインアンプ１３５に入力される前の温度補償電圧に対し、差分補正が行われるので、ゲインアンプ１３５から出力される温度補償電圧に含まれる３次成分の近似エラーαを効率よく低減することができる。これにより、温度補償精度の悪化を抑制できる。 In contrast, in this embodiment, a differential correction generation circuit 133 that adjusts the anti-component β that cancels the approximation error α of the third-order component is interposed between the circuit that generates the third-order component in the cubic function generation circuit 132 of the temperature compensation circuit 130 and the gain amplifier 135. Therefore, differential correction is performed on the temperature compensation voltage before it is input to the gain amplifier 135, and the approximation error α of the third-order component contained in the temperature compensation voltage output from the gain amplifier 135 can be efficiently reduced. This makes it possible to suppress deterioration in temperature compensation accuracy.
また、本実施形態では、温度補償回路１３０の温度補償電圧の３次成分のみに対し、反成分βを加えるので、温度補償回路１３０で発生する３次成分の近似エラーαを精度よく打ち消すことができ、３次成分の近似エラーαを低減することができる。また、温度補償回路１３０の回路構成を簡素にすることができ、回路面積をできる限り小さくすることができる。これにより、消費電力の低減およびコスト低減を図ることができる。 In addition, in this embodiment, the inverse component β is added only to the third-order component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 130, so the approximation error α of the third-order component generated in the temperature compensation circuit 130 can be accurately canceled out, and the approximation error α of the third-order component can be reduced. Furthermore, the circuit configuration of the temperature compensation circuit 130 can be simplified, and the circuit area can be made as small as possible. This allows for reduced power consumption and costs.
本発明は、その精神や主旨または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、上述の実施形態はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、なんら拘束されない。さらに、請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。 The present invention can be embodied in various other forms without departing from its spirit, essence, or main characteristics. Therefore, the above-described embodiments are merely illustrative in all respects and should not be interpreted as limiting. The scope of the present invention is defined by the claims and is not bound by the text of the specification. Furthermore, all modifications and variations that fall within the equivalent range of the claims are within the scope of the present invention.
上記実施形態では、圧電振動子として、周波数温度特性が少なくとも３次関数的に変化するＡＴカット水晶振動子を用いたが、ＡＴカット水晶振動子以外の水晶振動子を用いてもよい。例えば、図７に示すように、ＸカットやＹカット等の周波数温度特性が少なくとも２次関数的に変化する音叉型水晶振動子を用いてもよい。また、圧電振動子として、例えばセラミック振動子、ニオブ酸リチウム振動子、タンタル酸リチウム振動子等の単結晶材料を用いた振動子や、例えば酸化亜鉛圧電薄膜振動子、酸化アルミニウム圧電薄膜振動子等の圧電性薄膜を用いた振動子を用いてもよい。 In the above embodiment, an AT-cut quartz crystal resonator, whose frequency-temperature characteristic varies at least cubically, was used as the piezoelectric resonator, but quartz crystal resonators other than AT-cut quartz crystal resonators may also be used. For example, as shown in Figure 7, a tuning fork-type quartz crystal resonator, such as an X-cut or Y-cut, whose frequency-temperature characteristic varies at least quadratically, may also be used. Furthermore, as the piezoelectric resonator, resonators using single crystal materials, such as ceramic resonators, lithium niobate resonators, and lithium tantalate resonators, or resonators using piezoelectric thin films, such as zinc oxide piezoelectric thin film resonators and aluminum oxide piezoelectric thin film resonators, may also be used.
図７は、他の実施形態にかかる温度補償型圧電発振器２００の概略構成を示すブロック図である。以下の実施形態では、温度補償型圧電発振器２００に用いられる圧電振動子が、周波数温度特性が少なくとも２次関数的に変化する音叉型圧電振動子である場合（ｎ＝２である場合）について説明する。 Figure 7 is a block diagram showing the general configuration of a temperature-compensated piezoelectric oscillator 200 according to another embodiment. In the following embodiment, we will explain the case where the piezoelectric vibrator used in the temperature-compensated piezoelectric oscillator 200 is a tuning-fork type piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristics change at least quadratically (when n = 2).
他の実施形態にかかる温度補償型水晶発振器２００は、周波数温度特性が少なくとも２次関数的に変化する圧電振動子と、圧電振動子の周波数温度特性を補償する２次関数的な電気信号（本実施形態では電圧）を出力する信号発生回路と、圧電振動子と可変容量素子が接続されるとともに信号発生回路の出力電気信号が可変容量素子に入力される発振回路とを備えている。具体的には、図７に示すように、温度補償型水晶発振器２００は、圧電発振器としての水晶発振器２１０、温度検出手段としての温度センサ２２０、信号発生回路としての温度補償回路２３０、記憶手段としてのＲＯＭ２４０等を備えた構成になっている。 A temperature-compensated crystal oscillator 200 according to another embodiment includes a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristic changes at least quadratically, a signal generating circuit that outputs a quadratically functioning electrical signal (voltage in this embodiment) that compensates for the frequency-temperature characteristic of the piezoelectric vibrator, and an oscillation circuit to which the piezoelectric vibrator and a variable capacitance element are connected and in which the output electrical signal of the signal generating circuit is input to the variable capacitance element. Specifically, as shown in Figure 7, the temperature-compensated crystal oscillator 200 is configured to include a crystal oscillator 210 as a piezoelectric oscillator, a temperature sensor 220 as temperature detection means, a temperature compensation circuit 230 as a signal generating circuit, and a ROM 240 as storage means.
本実施形態では、水晶発振器２１０は、電圧制御型の水晶発振器（ＶＣＸＯ）として構成されている。水晶発振器２１０は、圧電振動子としての水晶振動子２１１および発振回路２１２を備えた構成になっている。水晶振動子２１１としては、少なくとも２次関数的に変化する周波数温度特性を有するものが用いられており、例えば、音叉型水晶振動板を備えた音叉型水晶振動子を用いることが可能である。発振回路２１２は、電圧印加により容量が変化する可変容量素子を備えており、この可変容量素子の容量変化により、水晶発振器２１０の周波数制御が可能になっている。可変容量素子としては、例えば、可変容量ダイオード（バリキャップ）や、ＭＯＳ型バラクター等を用いることが可能である。 In this embodiment, the crystal oscillator 210 is configured as a voltage-controlled crystal oscillator (VCXO). The crystal oscillator 210 is configured to include a crystal resonator 211 as a piezoelectric vibrator and an oscillation circuit 212. The crystal resonator 211 has a frequency-temperature characteristic that varies at least quadratically; for example, a tuning-fork crystal resonator equipped with a tuning-fork crystal diaphragm can be used. The oscillation circuit 212 includes a variable capacitance element whose capacitance changes when a voltage is applied, and the change in capacitance of this variable capacitance element enables frequency control of the crystal oscillator 210. For example, a variable capacitance diode (varicap) or a MOS varactor can be used as the variable capacitance element.
温度補償回路２３０は、温度センサ２２０から出力された温度情報に基づいて水晶振動子２１１の周波数温度特性を補償する温度補償電圧を生成し、この温度補償電圧を発振回路２１２の可変容量素子に印加する。本実施形態では、温度補償回路２３０は、温度変化に対して水晶振動子２１１の周波数偏差が小さくなるように設定された温度補償電圧を発振回路２１２の可変容量素子に印加し、温度に対し連続的に可変容量素子の容量を変化させるというアナログ制御を行なっている。このように、温度補償回路２３０が発振回路２１２の可変容量素子に温度補償電圧を印加することにより、水晶振動子２１１の周波数温度特性を打ち消すように負荷容量が変化するため、発振回路２１２としては温度に対する周波数変化を小さくした周波数温度特性を得ることができるようになっている。 The temperature compensation circuit 230 generates a temperature compensation voltage that compensates for the frequency-temperature characteristics of the crystal oscillator 211 based on the temperature information output from the temperature sensor 220, and applies this temperature compensation voltage to the variable capacitance element of the oscillation circuit 212. In this embodiment, the temperature compensation circuit 230 applies a temperature compensation voltage set to reduce the frequency deviation of the crystal oscillator 211 with temperature changes to the variable capacitance element of the oscillation circuit 212, performing analog control by continuously changing the capacitance of the variable capacitance element with respect to temperature. In this way, by the temperature compensation circuit 230 applying a temperature compensation voltage to the variable capacitance element of the oscillation circuit 212, the load capacitance changes so as to cancel out the frequency-temperature characteristics of the crystal oscillator 211, allowing the oscillation circuit 212 to obtain a frequency-temperature characteristic with reduced frequency change with temperature.
温度補償回路２３０は、図７に示すように、２次関数発生回路２３２、差分補正発生回路２３３、ゲインアンプ２３５、加算回路２３７等を備えた構成になっている。２次関数発生回路２３２は、温度センサ２２０から出力された温度情報に基づいて、温度補償回路２３０の温度補償電圧の２次成分を発生する。２次関数発生回路２３２の２次成分を生成する回路には、増幅回路としてのゲインアンプ２３５が接続されており、ゲインアンプ２３５によって温度補償回路２３０の温度補償電圧の２次成分が増幅される。２次関数発生回路２３２の２次成分を生成する回路と、ゲインアンプ２３５との間には、差分補正発生回路２３３が介在されている。ゲインアンプ２３５によって増幅された温度補償回路２３０の温度補償電圧の２次成分は、加算回路２３７に入力される。加算回路２３７は、ゲインアンプ２３５から入力された温度補償回路２３０の温度補償電圧の２次成分を発振回路１１２へ出力する。 As shown in FIG. 7, the temperature compensation circuit 230 is configured to include a quadratic function generating circuit 232, a difference correction generating circuit 233, a gain amplifier 235, an adder circuit 237, etc. The quadratic function generating circuit 232 generates the quadratic component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 230 based on the temperature information output from the temperature sensor 220. A gain amplifier 235 serving as an amplifier circuit is connected to the circuit that generates the quadratic component of the quadratic function generating circuit 232, and the gain amplifier 235 amplifies the quadratic component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 230. A difference correction generating circuit 233 is interposed between the circuit that generates the quadratic component of the quadratic function generating circuit 232 and the gain amplifier 235. The quadratic component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 230, amplified by the gain amplifier 235, is input to the adder circuit 237. The adder circuit 237 outputs the second-order component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 230 input from the gain amplifier 235 to the oscillator circuit 112 .
本実施形態では、温度補償回路２３０で発生する温度補償電圧に着目し、特に温度補償電圧の２次成分のエラー成分を改善することによって、温度補償型水晶発振器２００の周波数温度特性の改善を図っている。詳細には、温度補償型水晶発振器２００において、温度補償回路２３０は、疑似２次関数的な温度補償電圧を発生し、この疑似２次関数的な温度補償電圧を２次関数で近似した理想２次関数的な温度補償電圧と、疑似２次関数的な温度補償電圧との差分となる補償電圧を算出し、差分となる補償電圧に対応する差分補正補償電圧が温度補償回路２３０に加えられることを特徴とする。以下、この点について説明する。In this embodiment, attention is focused on the temperature compensation voltage generated by the temperature compensation circuit 230, and by improving the error component of the quadratic component of the temperature compensation voltage in particular, the frequency-temperature characteristics of the temperature-compensated crystal oscillator 200 are improved. Specifically, in the temperature-compensated crystal oscillator 200, the temperature compensation circuit 230 generates a pseudo-quadratic temperature compensation voltage, calculates a compensation voltage that is the difference between the pseudo-quadratic temperature compensation voltage and an ideal quadratic temperature compensation voltage that approximates this pseudo-quadratic temperature compensation voltage with a quadratic function, and then applies a difference-corrected compensation voltage corresponding to the differential compensation voltage to the temperature compensation circuit 230. This point will be explained below.
上述したように、温度補償回路２３０では、簡易な回路構成によっては理想的な２次関数的な温度補償電圧を発生することが困難であることから、２次関数発生回路２３２によって疑似的に２次関数的に調整された温度補償電圧が発生される。詳細には、２次関数発生回路２３２の２次成分を生成する回路は、例えば定電流回路および差動増幅回路によって構成され、定電流回路および差動増幅回路を直列に接続することによって、疑似２次関数的な温度補償電圧を発生する。このため、水晶振動子２１１の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的な２次関数）と、２次関数発生回路２３２によって発生された温度補償電圧（疑似的な２次関数）との間でズレ（２次成分の近似エラー）が発生する。つまり、理想的な２次関数的な温度補償電圧が［Ｖｃ＝Ａ２×Ｔ2］の関係によって表されるとすると、２次関数発生回路２３２によって発生された疑似２次関数的な温度補償電圧は［Ｖｃ＝Ａ２×Ｔ2＋γ］の関係によって表され、２次成分の近似エラーγを含む関係となっている（Ａ２は係数、Ｔは温度）。 As described above, since it is difficult for the temperature compensation circuit 230 to generate an ideal quadratic temperature compensation voltage using a simple circuit configuration, the quadratic function generating circuit 232 generates a temperature compensation voltage that is adjusted to a pseudo quadratic function. Specifically, the circuit that generates the quadratic component of the quadratic function generating circuit 232 is configured, for example, with a constant current circuit and a differential amplifier circuit, and the constant current circuit and differential amplifier circuit are connected in series to generate a pseudo quadratic temperature compensation voltage. For this reason, a deviation (approximation error of the quadratic component) occurs between the temperature compensation voltage (ideal quadratic function) corresponding to the frequency-temperature characteristics of the crystal resonator 211 and the temperature compensation voltage (pseudo quadratic function) generated by the quadratic function generating circuit 232. In other words, if an ideal quadratic temperature compensation voltage is expressed by the relationship [Vc = A2 x T2 ], then the pseudo-quadratic temperature compensation voltage generated by the quadratic function generating circuit 232 is expressed by the relationship [Vc = A2 x T2 + γ], which is a relationship that includes the approximation error γ of the quadratic component (A2 is a coefficient, and T is temperature).
本実施形態では、温度補償回路２３０で得られる温度補償電圧は［Ｖｃ＝Ａ２×Ｔ2＋γ’（γ－δ）］の関係によって表され、２次成分の近似エラーγに対応してこれを抑制する反成分δ（差分補正電圧）を温度補償電圧に加えることで、理想的な２次関数の特性に近づけるようにしている（γ’＜γ）。図８では、理想的な２次関数的な温度補償電圧（縦軸の単位は［Ｖ］）を実線で示し、２次関数発生回路２３２によって発生された疑似２次関数的な温度補償電圧（縦軸の単位は［Ｖ］）を２点鎖線で示し、両者の差分である２次成分の近似エラーγ（縦軸の単位は［ｍＶ］）を破線で示している。理想的な２次関数的な温度補償電圧と、２次関数発生回路２３２によって発生された疑似２次関数的な温度補償電圧とは、図８では略重なって表れているが、厳密には、破線で示すように変化する２次成分の近似エラーγが存在する。２次成分の近似エラーγは、図８に示すように、０［ｍＶ］を中心として正方向および負方向の両側で変動している。 In this embodiment, the temperature-compensated voltage obtained by the temperature compensation circuit 230 is expressed by the relationship [Vc = A2 × T2 + γ'(γ-δ)], and an anticomponent δ (differential correction voltage) that corresponds to and suppresses the quadratic component approximation error γ is added to the temperature-compensated voltage to approximate the ideal quadratic function characteristics (γ'<γ). In Figure 8, the ideal quadratic temperature-compensated voltage (vertical axis in units of [V]) is shown by a solid line, the pseudo-quadratic temperature-compensated voltage (vertical axis in units of [V]) generated by the quadratic function generating circuit 232 is shown by a two-dot chain line, and the quadratic component approximation error γ (vertical axis in units of [mV]), which is the difference between the two, is shown by a dashed line. Although the ideal quadratic temperature-compensated voltage and the pseudo-quadratic temperature-compensated voltage generated by the quadratic function generating circuit 232 appear to be substantially overlapping in Figure 8, strictly speaking, there is a quadratic component approximation error γ that varies as shown by the dashed line. As shown in FIG. 8, the approximation error γ of the second-order component fluctuates on both the positive and negative sides with 0 [mV] as the center.
本実施形態では、２次成分の近似エラーγを打ち消すような反成分δを調整することによって、２次成分の近似エラーγを低減し、２次成分の近似エラーγを０［ｍＶ］に近づけるようにしている。具体的には、図８に示すように、２次成分の近似エラーγは、温度Ｔ４、Ｔ５付近において、最大値（極大値）または最小値（極小値）を示している。温度Ｔ４、Ｔ５付近において、２次成分の近似エラーγに基づいて、２次成分の近似エラーγを打ち消すための反成分δをそれぞれ調整する。反成分δは、２次成分の近似エラーγが最大値（極大値）となる温度では、その最大値を小さくするように調整される。一方、反成分δは、２次成分の近似エラーγが最小値（極小値）となる温度では、その最小値を大きくするように調整される。つまり、反成分δは、３次成分の近似エラーγの絶対値を小さくするように調整される。このような差分補正電気信号としての反成分δの調整は差分補正発生回路２３３によって行われる。差分補正発生回路２３３は、温度Ｔ４、Ｔ５付近において、２次成分の近似エラーγに基づいて、定電流回路および差動増幅回路による逆成分（２次成分の近似エラーγとは正負が逆の成分）の反成分δを調整する。In this embodiment, the second-order component approximation error γ is reduced by adjusting the anticomponent δ to cancel out the second-order component approximation error γ, bringing the second-order component approximation error γ closer to 0 mV. Specifically, as shown in Figure 8, the second-order component approximation error γ exhibits a maximum value (maximum value) or a minimum value (minimum value) near temperatures T4 and T5. Based on the second-order component approximation error γ near temperatures T4 and T5, the anticomponent δ is adjusted to cancel out the second-order component approximation error γ. The anticomponent δ is adjusted to reduce its maximum value at the temperature where the second-order component approximation error γ reaches its maximum value (maximum value). On the other hand, the anticomponent δ is adjusted to increase its minimum value at the temperature where the second-order component approximation error γ reaches its minimum value (minimum value). In other words, the anticomponent δ is adjusted to reduce the absolute value of the third-order component approximation error γ. This adjustment of the anticomponent δ as a differential correction electrical signal is performed by the differential correction generation circuit 233. The differential correction generating circuit 233 adjusts the inverse component δ (a component whose positive and negative polarities are opposite to those of the approximation error γ of the second-order component) produced by the constant current circuit and the differential amplifier circuit based on the approximation error γ of the second-order component near temperatures T4 and T5.
図９、図１０は、反成分δの一例を示すグラフである。図９は、温度Ｔ４付近で２次関数的に変化するように調整された反成分δのグラフである。反成分δは、温度Ｔ４で最小値（極小値）となるように下向きの凸状に変化し、温度Ｔ４付近以外では、０となっている。温度Ｔ４での反成分δ（最小値）は、２次成分の近似エラーγの温度Ｔ４での最大値（極大値）に対応した値になっている。 Figures 9 and 10 are graphs showing an example of anticomponent δ. Figure 9 is a graph of anticomponent δ adjusted to vary quadratically near temperature T4. Anticomponent δ varies in a downward convex shape so that it reaches a minimum value (local minimum value) at temperature T4, and is 0 except near temperature T4. The anticomponent δ (minimum value) at temperature T4 corresponds to the maximum value (local maximum value) of the quadratic component approximation error γ at temperature T4.
図１０は、温度Ｔ５付近で２次関数的に変化するように調整された反成分δのグラフである。反成分δは、温度Ｔ５で最大値（極大値）となるように上向きの凸状に変化し、温度Ｔ５付近以外では、０となっている。温度Ｔ５での反成分δ（最大値）は、２次成分の近似エラーγの温度Ｔ５での最小値（極小値）に対応した値になっている。 Figure 10 is a graph of the anticomponent δ adjusted to vary quadratically near temperature T5. The anticomponent δ varies in an upward convex shape so that it reaches a maximum value (local maximum value) at temperature T5, and is 0 outside the vicinity of temperature T5. The anticomponent δ (maximum value) at temperature T5 corresponds to the minimum value (local minimum value) of the quadratic component approximation error γ at temperature T5.
そして、差分補正発生回路２３３によって調整された反成分δ（図９、図１０参照）が、２次成分の近似エラーγに加えられる。これにより、図８の矢印で示すように、温度Ｔ４、Ｔ５付近において、２次成分の近似エラーγを低減することができ、２次成分の近似エラーγを０［ｍＶ］に近づけることができる。２次成分の近似エラーγのピークとなる電圧を、反成分δを加算することによって抑制することができる。 Then, the anticomponent δ (see Figures 9 and 10) adjusted by the differential correction generation circuit 233 is added to the approximation error γ of the second-order component. As a result, as shown by the arrows in Figure 8, the approximation error γ of the second-order component can be reduced near temperatures T4 and T5, and the approximation error γ of the second-order component can be brought closer to 0 mV. The voltage at which the approximation error γ of the second-order component peaks can be suppressed by adding the anticomponent δ.
上述したように、本実施形態では、水晶振動子２１１の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的な２次関数）と、２次関数発生回路２３２によって発生された温度補償電圧（疑似的な２次関数）との間で発生する２次成分の近似エラーγを、差分補正発生回路２３３によって調整された反成分δによって打ち消すことで、温度補償回路２３０で発生する２次成分の近似エラーγを低減することができる。これにより、差分補正発生回路２３３から出力される温度補償電圧（ゲインアンプ２３５に入力される温度補償電圧）を、水晶振動子２１１の周波数温度特性に対応した温度補償電圧（理想的な２次関数）にできる限り近づけることができ、温度補償型水晶発振器２００の温度補償精度を改善させることができる。As described above, in this embodiment, the approximation error γ of the quadratic component that occurs between the temperature compensation voltage (ideal quadratic function) corresponding to the frequency-temperature characteristics of the crystal unit 211 and the temperature compensation voltage (pseudo-quadratic function) generated by the quadratic function generating circuit 232 is canceled out by the anti-component δ adjusted by the differential correction generating circuit 233, thereby reducing the approximation error γ of the quadratic component generated by the temperature compensation circuit 230. This allows the temperature compensation voltage output from the differential correction generating circuit 233 (the temperature compensation voltage input to the gain amplifier 235) to be as close as possible to the temperature compensation voltage (ideal quadratic function) corresponding to the frequency-temperature characteristics of the crystal unit 211, thereby improving the temperature compensation accuracy of the temperature-compensated crystal oscillator 200.
また、上述したように、従来の温度補償回路では、温度補償電圧の各次成分ごとにゲインを調整していたため、温度補償電圧の２次成分のゲインを大きくすると、これに伴って温度補償電圧に含まれる２次成分の近似エラーγも大きくなり、温度補償精度が悪化していた。しかし、本実施形態によれば、温度補償電圧に含まれる２次成分の近似エラーγを反成分δによって打ち消すようにして２次成分の近似エラーγを低減できるため、温度補償精度の悪化を抑制できる。 Furthermore, as described above, in conventional temperature compensation circuits, the gain was adjusted for each order component of the temperature compensation voltage. Therefore, increasing the gain of the second-order component of the temperature compensation voltage would increase the approximation error γ of the second-order component included in the temperature compensation voltage, thereby degrading the temperature compensation accuracy. However, according to this embodiment, the approximation error γ of the second-order component included in the temperature compensation voltage can be reduced by canceling it out with the anticomponent δ, thereby suppressing the deterioration of temperature compensation accuracy.
また、本実施形態では、温度補償回路２３０の２次関数発生回路２３２の２次成分を生成する回路と、ゲインアンプ２３５との間に、２次成分の近似エラーγを打ち消す反成分δを調整する差分補正発生回路２３３が介在されているので、ゲインアンプ２３５に入力される前の温度補償電圧に対し、差分補正が行われるので、ゲインアンプ２３５から出力される温度補償電圧に含まれる２次成分の近似エラーγを効率よく低減することができる。これにより、温度補償精度の悪化を抑制できる。 In addition, in this embodiment, a differential correction generation circuit 233 that adjusts the anti-component δ that cancels the approximation error γ of the quadratic component is interposed between the circuit that generates the quadratic component of the quadratic function generation circuit 232 in the temperature compensation circuit 230 and the gain amplifier 235. Therefore, differential correction is performed on the temperature compensation voltage before it is input to the gain amplifier 235, and the approximation error γ of the quadratic component contained in the temperature compensation voltage output from the gain amplifier 235 can be efficiently reduced. This makes it possible to suppress deterioration in temperature compensation accuracy.
また、本実施形態では、温度補償回路２３０の温度補償電圧の２次成分のみに対し、反成分δを加えるので、温度補償回路２３０で発生する２次成分の近似エラーγを精度よく打ち消すことができ、２次成分の近似エラーγを低減することができる。また、温度補償回路２３０の回路構成を簡素にすることができ、回路面積をできる限り小さくすることができる。これにより、消費電力の低減およびコスト低減を図ることができる。 In addition, in this embodiment, the anti-component δ is added only to the second-order component of the temperature compensation voltage of the temperature compensation circuit 230, so the approximation error γ of the second-order component generated in the temperature compensation circuit 230 can be accurately canceled out, and the approximation error γ of the second-order component can be reduced. Furthermore, the circuit configuration of the temperature compensation circuit 230 can be simplified, and the circuit area can be made as small as possible. This allows for reduced power consumption and costs.
上記実施形態では、差分補正発生回路１３３によって調整された反成分βが２次関数的に凸状に変化する波形であったが（図３～図５参照）、これに限らず、反成分βの波形は、三角形状、台形状、矩形状等であってもよい。また、反成分βのピーク値（最大値または最小値）は、３次成分の近似エラーαのピーク値（最大値または最小値）に対応した値になっているが、反成分βのピーク値は、３次成分の近似エラーαのピーク値に応じて比例的に設定してもよいし、あるいは、３次成分の近似エラーαのピーク値に応じて段階的に設定してもよい。 In the above embodiment, the anticomponent β adjusted by the differential correction generating circuit 133 was a waveform that changed convexly like a quadratic function (see Figures 3 to 5), but this is not limited to this, and the waveform of the anticomponent β may be triangular, trapezoidal, rectangular, etc. Also, while the peak value (maximum or minimum value) of the anticomponent β corresponds to the peak value (maximum or minimum value) of the approximation error α of the third-order component, the peak value of the anticomponent β may be set proportionally to the peak value of the approximation error α of the third-order component, or may be set in stages depending on the peak value of the approximation error α of the third-order component.
同様に、図９、図１０に示す差分補正発生回路２３３によって調整された反成分δが２次関数的に凸状に変化する波形であったが、これに限らず、反成分δの波形は、三角形状、台形状、矩形状等であってもよい。また、反成分δのピーク値（最大値または最小値）は、２次成分の近似エラーγのピーク値（最大値または最小値）に対応した値になっているが、反成分δのピーク値は、２次成分の近似エラーγのピーク値に応じて比例的に設定してもよいし、あるいは、２次成分の近似エラーγのピーク値に応じて段階的に設定してもよい。Similarly, while the anticomponent δ adjusted by the differential correction generating circuit 233 shown in Figures 9 and 10 has a waveform that changes convexly like a quadratic function, the waveform of the anticomponent δ may be triangular, trapezoidal, rectangular, or other shapes. Furthermore, the peak value (maximum or minimum value) of the anticomponent δ corresponds to the peak value (maximum or minimum value) of the second-order component approximation error γ, but the peak value of the anticomponent δ may be set proportionally to the peak value of the second-order component approximation error γ, or may be set in stages depending on the peak value of the second-order component approximation error γ.
上記実施形態では、３次成分の近似エラーαがピーク値となる温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３付近の３箇所において、それぞれ反成分βを加える差分補正を行ったが（図２参照）、３次成分の近似エラーαのピーク値となる箇所の数に応じて、１箇所または２箇所、あるいは４箇所以上の箇所で差分補正を行ってもよい。なお、３次成分の近似エラーαの線対称な波形となる完全逆差分信号を加えることが望ましい。In the above embodiment, differential correction was performed by adding the inverse component β at three locations near temperatures T1, T2, and T3 where the approximation error α of the third-order component reaches its peak value (see Figure 2). However, differential correction may be performed at one, two, or four or more locations depending on the number of locations where the approximation error α of the third-order component reaches its peak value. It is desirable to add a complete inverse differential signal that has an axisymmetric waveform with respect to the approximation error α of the third-order component.
同様に、図８に示す２次成分の近似エラーγがピーク値となる温度Ｔ４、Ｔ５付近の２箇所において、それぞれ反成分δを加える差分補正を行ったが、２次成分の近似エラーγのピーク値となる箇所の数に応じて、１箇所、あるいは３箇所以上の箇所で差分補正を行ってもよい。なお、２次成分の近似エラーγの線対称な波形となる完全逆差分信号を加えることが望ましい。Similarly, differential correction was performed by adding the inverse component δ at two locations near temperatures T4 and T5 where the second-order component approximation error γ peaks, as shown in Figure 8. However, differential correction may be performed at one location or three or more locations depending on the number of locations where the second-order component approximation error γ peaks. It is desirable to add a complete inverse differential signal that has an axisymmetric waveform with respect to the second-order component approximation error γ.
上記実施形態では、温度補償回路１３０が１次関数発生回路１３１および３次関数発生回路１３２を含む構成であったが（図１参照）、温度補償回路１３０を３次関数発生回路１３２のみを含む構成としてもよい。あるいは、温度補償回路１３０を１次関数発生回路１３１および３次関数発生回路１３２に加えて、例えば、図１１に示すように、高次関数発生回路（４次関数発生回路、５次関数発生回路、６次関数発生回路、・・・）も含む構成としてもよい。図１１は、変形例１にかかる温度補償型圧電発振器１０１の概略構成を示すブロック図である。図１１に示すように、温度補償型圧電発振器１０１の温度補償回路１３０Ａは、１次関数発生回路１３１、３次関数発生回路１３２、高次関数発生回路（４次関数発生回路１４１、５次関数発生回路１５１）、差分補正発生回路１３３，１４２，１５２、ゲインアンプ１３４，１３５，１４３，１５３、加算回路１３７等を備えた構成になっている。温度補償回路１３０Ａでは、３次関数発生回路１３２に対して、差分補正発生回路１３３による差分補正電気信号を加える構成に加えて、高次の４次関数発生回路１４１および５次関数発生回路１５１に対しても、差分補正発生回路１４２，１５２による差分補正電気信号を加える構成としている。これにより、高次関数発生回路（４次関数発生回路１４１、５次関数発生回路１５１）に対しても、差分補正発生回路１４２，１５２による差分補正電気信号を加えることによって、温度補償回路１３０Ａによる高精度な温度補償を実現できる。なお、低次の１次関数発生回路１３１に対しても、差分補正発生回路による差分補正電気信号を加える構成としてもよい。 In the above embodiment, the temperature compensation circuit 130 was configured to include a linear function generating circuit 131 and a cubic function generating circuit 132 (see Figure 1), but the temperature compensation circuit 130 may also be configured to include only the cubic function generating circuit 132. Alternatively, the temperature compensation circuit 130 may also include a higher-order function generating circuit (a quartic function generating circuit, a quintic function generating circuit, a sextic function generating circuit, etc.) in addition to the linear function generating circuit 131 and the cubic function generating circuit 132, as shown in Figure 11, for example. Figure 11 is a block diagram showing the general configuration of a temperature-compensated piezoelectric oscillator 101 according to variant example 1. 11 , the temperature compensation circuit 130A of the temperature compensated piezoelectric oscillator 101 is configured to include a linear function generating circuit 131, a cubic function generating circuit 132, higher-order function generating circuits (quaternary function generating circuit 141, quintic function generating circuit 151), difference correction generating circuits 133, 142, 152, gain amplifiers 134, 135, 143, 153, and an adder circuit 137. In the temperature compensation circuit 130A, in addition to the configuration in which the difference correction generating circuit 133 applies a difference correction electrical signal to the cubic function generating circuit 132, the difference correction generating circuits 142, 152 also apply difference correction electrical signals to the higher-order quartic function generating circuit 141 and quintic function generating circuit 151. As a result, highly accurate temperature compensation can be achieved by the temperature compensation circuit 130A by applying the difference correction electrical signals from the difference correction generating circuits 142 and 152 to the higher-order function generating circuits (quartic function generating circuit 141 and quintic function generating circuit 151). Note that a configuration may also be adopted in which the difference correction electrical signal from the difference correction generating circuit is applied to the low-order linear function generating circuit 131.
また、図７に示す温度補償回路２３０は、２次関数発生回路２３２のみを含む構成であったが、温度補償回路２３０を２次関数発生回路２３２に加えて、例えば、図１２に示すように、高次関数発生回路（３次関数発生回路、４次関数発生回路、５次関数発生回路、・・・）も含む構成としてもよい。図１２は、変形例２にかかる温度補償型圧電発振器２０１の概略構成を示すブロック図である。図１２に示すように、温度補償型圧電発振器２０１の温度補償回路２３０Ａは、２次関数発生回路２３２、高次関数発生回路（３次関数発生回路２４１、４次関数発生回路２５１）、差分補正発生回路２３３，２４２，２５２、ゲインアンプ２３５，２４３，２５３、加算回路１３７等を備えた構成になっている。温度補償回路２３０Ａでは、２次関数発生回路２３２に対して、差分補正発生回路２３３による差分補正電気信号を加える構成に加えて、高次の３次関数発生回路２４１および４次関数発生回路２５１に対しても、差分補正発生回路２４２，２５２による差分補正電気信号を加える構成としている。これにより、高次関数発生回路（３次関数発生回路２４１、４次関数発生回路２５１）に対しても、差分補正発生回路２４２，２５２による差分補正電気信号を加えることによって、温度補償回路２３０Ａによる高精度な温度補償を実現できる。 Furthermore, while the temperature compensation circuit 230 shown in FIG. 7 is configured to include only the quadratic function generating circuit 232, the temperature compensation circuit 230 may also be configured to include higher-order function generating circuits (cubic function generating circuit, quartic function generating circuit, quintic function generating circuit, etc.) in addition to the quadratic function generating circuit 232, as shown in FIG. 12, for example. FIG. 12 is a block diagram showing the general configuration of a temperature-compensated piezoelectric oscillator 201 according to Modification 2. As shown in FIG. 12, the temperature compensation circuit 230A of the temperature-compensated piezoelectric oscillator 201 is configured to include a quadratic function generating circuit 232, higher-order function generating circuits (cubic function generating circuit 241, quartic function generating circuit 251), difference correction generating circuits 233, 242, 252, gain amplifiers 235, 243, 253, an adder circuit 137, etc. In addition to the configuration in which the difference correction electrical signal from the difference correction generating circuit 233 is applied to the quadratic function generating circuit 232, the temperature compensation circuit 230A is also configured to apply difference correction electrical signals from the difference correction generating circuits 242, 252 to the higher-order cubic function generating circuit 241 and quartic function generating circuit 251. In this way, by applying the difference correction electrical signals from the difference correction generating circuits 242, 252 to the higher-order function generating circuits (cubic function generating circuit 241, quartic function generating circuit 251), highly accurate temperature compensation can be achieved by the temperature compensation circuit 230A.
この出願は、２０２２年５月３１日に日本で出願された特願２０２２－０８９２０２に基づく優先権を請求する。これに言及することにより、その全ての内容は本出願に組み込まれるものである。 This application claims priority from Japanese Patent Application No. 2022-089202, filed in Japan on May 31, 2022, the entire contents of which are incorporated herein by reference.
１００ 温度補償型水晶発振器（温度補償型圧電発振器）
１１０ 水晶発振器（圧電発振器）
１１１ 水晶振動子（圧電振動子）
１１２ 発振回路
１２０ 温度センサ
１３０ 温度補償回路（信号発生回路）
１３２ ３次関数発生回路
１３３ 差分補正発生回路
１３５ ゲインアンプ（増幅回路）
α 近似エラー（差分となる電気信号）
β 反成分（差分補正電気信号）
100 Temperature compensated crystal oscillator (temperature compensated piezoelectric oscillator)
110 Crystal oscillator (piezoelectric oscillator)
111 Quartz crystal oscillator (piezoelectric oscillator)
112 Oscillator circuit 120 Temperature sensor 130 Temperature compensation circuit (signal generating circuit)
132 Cubic function generating circuit 133 Difference correction generating circuit 135 Gain amplifier (amplifying circuit)
α Approximation error (differential electrical signal)
β anticomponent (differential correction electrical signal)
Claims (8)
前記圧電振動子の周波数温度特性を補償するｎ次関数的な電気信号を出力する信号発生回路と、
前記圧電振動子と可変容量素子が接続されるとともに前記信号発生回路の出力電気信号が前記可変容量素子に入力される発振回路とを有する温度補償型圧電発振器であって、
前記信号発生回路は、疑似ｎ次関数的な電気信号を発生し、この疑似ｎ次関数的な電気信号をｎ次関数で近似した理想ｎ次関数的な電気信号と、前記疑似ｎ次関数的な電気信号との差分となる電気信号を算出し、
前記差分となる電気信号に対応する差分補正電気信号が前記信号発生回路に加えられ、
前記差分補正電気信号は、前記理想ｎ次関数的な電気信号と、前記疑似ｎ次関数的な電気信号との間のｎ次成分の近似エラーに対応してこれを抑制するものであり、
前記差分補正電気信号を前記信号発生回路に加えることで、前記疑似ｎ次関数的な電気信号に含まれる前記ｎ次成分の近似エラーを前記差分補正電気信号によって打ち消すようにしていることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 a piezoelectric vibrator whose frequency-temperature characteristics change at least n-th order (n is 2 or 3);
a signal generating circuit that outputs an n-order functional electric signal that compensates for the frequency temperature characteristics of the piezoelectric vibrator;
a temperature-compensated piezoelectric oscillator having an oscillation circuit to which the piezoelectric vibrator and a variable capacitance element are connected and to which an output electrical signal from the signal generating circuit is input to the variable capacitance element,
the signal generating circuit generates a pseudo-n-th order functional electric signal, and calculates an electric signal that is a difference between an ideal n-th order functional electric signal obtained by approximating the pseudo-n-th order functional electric signal with an n-th order function, and the pseudo-n-th order functional electric signal;
a differential correction electrical signal corresponding to the differential electrical signal is applied to the signal generating circuit ;
the differential correction electrical signal corresponds to and suppresses an approximation error of an n-th order component between the ideal n-th order functional electrical signal and the pseudo n-th order functional electrical signal,
a temperature-compensated piezoelectric oscillator, characterized in that by adding the differential correction electrical signal to the signal generating circuit, the approximation error of the nth-order component contained in the pseudo-nth-order function-like electrical signal is canceled out by the differential correction electrical signal .
前記信号発生回路のｎ次成分のみに対し、前記差分補正電気信号を加えることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 2. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1,
a temperature-compensated piezoelectric oscillator, characterized in that the difference correction electrical signal is applied only to the n-th order component of the signal generating circuit;
前記信号発生回路は、疑似ｎ次関数的な電気信号を発生するｎ次関数発生回路と、前記差分補正電気信号を発生する差分補正発生回路と、ｎ次成分のゲインを調整する増幅回路とを有し、
前記ｎ次関数発生回路のｎ次成分を生成する回路と、前記増幅回路との間に前記差分補正発生回路が設けられていることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 3. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1,
the signal generating circuit includes an n-order function generating circuit that generates a pseudo-n-order function electric signal, a difference correction generating circuit that generates the difference correction electric signal, and an amplifier circuit that adjusts the gain of the n-order component;
a temperature-compensated piezoelectric oscillator, characterized in that the difference correction generating circuit is provided between a circuit for generating an nth-order component of the nth-order function generating circuit and the amplifier circuit;
前記ｎ次関数発生回路の前記ｎ次成分を生成する回路は、定電流回路および差動増幅回路からなることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 4. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 3,
A temperature compensated piezoelectric oscillator, wherein the circuit for generating the nth-order component of the nth-order function generating circuit comprises a constant current circuit and a differential amplifier circuit.
前記信号発生回路は、前記差分となる電気信号のうちの最大値および最小値の部分に対して、定電流回路および差動増幅回路による逆成分の前記差分補正電気信号を加えることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 5. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 4,
The signal generating circuit adds the difference correction electrical signal of the inverse component generated by a constant current circuit and a differential amplifier circuit to the maximum and minimum values of the electrical signal that is the difference.
前記圧電振動子は、ＡＴカット水晶振動子であることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 3. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1,
The temperature-compensated piezoelectric oscillator is characterized in that the piezoelectric vibrator is an AT-cut quartz crystal vibrator.
前記圧電振動子は、音叉型水晶振動子であることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 3. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1,
10. A temperature compensated piezoelectric oscillator, wherein the piezoelectric vibrator is a tuning fork type crystal vibrator.
前記信号発生回路は、前記ｎ次関数発生回路に対して、前記差分補正発生回路による前記差分補正電気信号を加えるとともに、それよりも高次の高次関数発生回路に対しても、差分補正発生回路による差分補正電気信号を加える構成になっていることを特徴とする温度補償型圧電発振器。 4. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 3,
a signal generating circuit configured to apply the differential correction electrical signal generated by the differential correction generating circuit to the n-th order function generating circuit, and also to apply differential correction electrical signals generated by differential correction generating circuits to higher-order function generating circuits of higher orders than the n-th order function generating circuit;
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