JP7797341B2 - 測定器 - Google Patents

Description

本発明は、測定器に関する。

原子力プラント等に設置される圧力伝送装置の回路に関して、例えば、特許文献１の技術が知られている。すなわち、特許文献１には、「ＳｉＣ集積回路を搭載するＳｉＣ半導体と、前記ＳｉＣ半導体を設置するプリント基板と、」を備えた耐放射線回路装置について記載されている。

特開２０２１－２８６２０号公報

ＳｉＣ半導体を含む回路の問題点として、製造プロセスで製造されるウェハの価格が高く、また、低周波ノイズの偏差（製品間のばらつき）が大きいということが挙げられる。例えば、ＳｉＣ半導体を含む回路として低周波ノイズの小さいものを選別した場合、製品の歩留まりが低下するため、製造コストの増加を招く。また、前記した選別を特に行わない場合、低周波ノイズの偏差が大きくなり、製品の中に低周波ノイズの大きいものが存在する可能性が高くなるため、品質の低下を招く。

このように、ＳｉＣ半導体を含む回路では、ノイズの影響の抑制と歩留まりの向上とがトレードオフの関係になっている。ＳｉＣ半導体を含む回路において、ノイズの影響を抑制しつつ、歩留まりを高めるようにすることが望ましいが、そのような技術については特許文献１には記載されていない。

そこで、本発明は、ノイズの影響を抑制するとともに歩留まりを高めることが可能な測定器を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するために、本発明に係る測定器は、所定の物理量を測定するセンサ部と、前記センサ部から出力される信号を増幅する増幅回路と、前記増幅回路に電力を供給するリニア電源と、を含み、前記増幅回路は、ＳｉＣ半導体を用いた第１トランジスタを有する第１アンプを備え、前記リニア電源は、ＳｉＣ半導体を用いた第２トランジスタを有する第２アンプを備え、前記第１アンプのノイズ特性は、前記第２アンプのノイズ特性よりも優れていることとした。

本発明によれば、ノイズの影響を抑制するとともに歩留まりを高めることが可能な測定器を提供できる。

第１実施形態に係る測定器の構成図である。 第１実施形態に係る測定器が備える第１アンプの回路図である。 第１実施形態に係る測定器が備えるリニア電源の回路図である。 第１実施形態に係る測定器の第１アンプ及び第２アンプのノイズ量に関する説明図である。 第１実施形態に係る測定器の第１アンプや第２アンプに用いられるｎ型のトランジスタ、及びｐ型のトランジスタの断面図である。 第１実施形態に係る測定器が備えるｎ型のトランジスタにおけるノイズ量の度数分布を示す説明図である。 第１実施形態に係る測定器が備えるｐ型のトランジスタにおけるノイズ量の度数分布を示す説明図である。 第１実施形態に係る測定器におけるＳｉＣの結晶欠陥密度と、交点Ｇ１におけるノイズ量と、の関係を示す説明図である。 第１実施形態に係る測定器におけるゲート絶縁膜の上面からの深さと、窒素濃度と、の関係を示す説明図である。 第２実施形態に係る測定器の構成図である。 第３実施形態に係る測定器の構成図である。

≪第１実施形態≫
＜測定器の構成＞
図１は、第１実施形態に係る測定器１００の構成図である。
図１に示す測定器１００は、所定の物理量（状態量）を測定する機器である。第１実施形態では、一例として、測定器１００が圧力伝送器（圧力センサ）である場合について説明するが、測定器１００の種類はこれに限定されるものではない。

図１に示すように、測定器１００は、センサ部１０と、増幅回路２０と、リニア電源３０と、を備えている。センサ部１０は、圧力等の所定の物理量を測定するものである。図１の例では、センサ部１０は、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と、ひずみゲージＲ４と、を含んで構成されている。ひずみゲージＲ４は、外部からの圧力に伴うひずみ量を所定の電気信号として出力する素子である。例えば、ダイヤフラム（図示せず）に接続されたチューブ（図示せず）内の液圧に応じて、ひずみゲージＲ４に所定の圧力が作用するようにしてもよい。

図１に示すように、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及びひずみゲージＲ４は、ブリッジ回路（ホイートストンブリッジ）を構成するように接続されている。そして、ブリッジ回路の出力電圧が、配線Ｋ１，Ｋ２を介して、増幅回路２０の入力側に印加されるようになっている。増幅回路２０に印加された電圧は、この増幅回路２０で所定に増幅され、増幅後の電圧が出力端子Ｔ３を介して出力される。なお、図１では図示を省略しているが、出力端子Ｔ３から出力された信号（圧力の値を示す電圧）がＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換され、さらに、表示用のＩＣ（Integrated Circuit）に入力されるようになっている。また、図１に示すセンサ部１０の構成は一例であり、これに限定されるものではない。

増幅回路２０は、センサ部１０から配線Ｋ１，Ｋ２を介して出力される信号（電圧）を増幅する回路である。図１に示すように、増幅回路２０は、第１アンプ２１を備えている。第１アンプ２１は、反転入力端子Ｔ１と非反転入力端子Ｔ２との間に印加される電圧を増幅する回路である。図１の例では、第１アンプ２１の反転入力端子Ｔ１に配線Ｋ１が接続され、非反転入力端子Ｔ２に配線Ｋ２が接続されている。第１アンプ２１の出力側は、配線Ｋ３を介して、出力端子Ｔ３に接続されている。また、第１アンプ２１の高電圧側の電源線Ｋ４は、リニア電源３０に接続されている。第１アンプ２１の低電圧側の電源線Ｋ５は、接地されている。なお、第１アンプ２１の回路構成については後記する。

リニア電源３０は、増幅回路２０に電力を供給する電源であり、電源線Ｋ４を介して第１アンプ２１に接続されている。なお、「リニア電源」とは、スイッチング素子によるスイッチング動作が特に行われない電源である。このように、リニア電源３０はスイッチング動作を行う必要が特にないため、放射線の環境下でも故障しにくいという利点がある。図１に示すように、リニア電源３０は、第２アンプ３１と、トランジスタ３２と、を備えている。なお、リニア電源３０の回路構成については後記する。

図２は、測定器が備える第１アンプ２１の回路図である。
図２に示すように、第１アンプ２１は、差動回路２１１と、電流制御回路２１２と、出力段２１３と、を備えている。差動回路２１１、電流制御回路２１２、及び出力段２１３は、それぞれ、高電圧側の電源ラインＬ１に接続されるとともに、低電圧側の電源ラインＬ２に接続されている。電源ラインＬ１，Ｌ２の間には、リニア電源３０（図１参照）から電圧が印加される。

第１アンプ２１は、ＳｉＣ半導体を用いたトランジスタＭ１～Ｍ８（第１トランジスタ）を備えている。図２の例では、トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ５～Ｍ７がｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、残りのトランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ８はｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。以下では、「ｎチャネル型」を単に「ｎ型」といい、また、「ｐチャネル型」を単に「ｐ型」という。

なお、一般に半導体素子は放射線（特にγ線）の影響を受けやすいが、ワイドバンドギャップ半導体の一つであるＳｉＣ半導体は、耐放射線性に優れているという特長を有している。そこで、第１実施形態では、第１アンプ２１のトランジスタＭ１～Ｍ８として、ＳｉＣ半導体を用いることで、第１アンプ２１の耐放射線性を高めるようにしている。なお、それぞれのトランジスタＭ１～Ｍ８は、飽和領域で動作する。

図２に示す差動回路２１１は、反転入力端子Ｔ１と非反転入力端子Ｔ２との間の差電圧を増幅する回路であり、トランジスタＭ１～Ｍ４を含んで構成されている。電流制御回路２１２は、トランジスタＭ５等のアイドリング電流Ｉ_Ａを制御するための回路であり、抵抗素子Ｒ５と、トランジスタＭ５～Ｍ７と、を含んで構成されている。出力段２１３は、差動回路２１１によって増幅された電圧を出力するための回路であり、トランジスタＭ８と、コンデンサＣ１と、を含んで構成されている。

図２に示すように、高電圧側の電源ラインＬ１から、ｐ型のトランジスタＭ３、ｎ型のトランジスタＭ１、及びｎ型のトランジスタＭ６を順次に介して、低電圧側の電源ラインＬ２に接続されている。同様に、高電圧側の電源ラインＬ１から、ｐ型のトランジスタＭ４、ｎ型のトランジスタＭ２、及びｎ型のトランジスタＭ６を順次に介して、低電圧側の電源ラインＬ２に接続されている。

ｎ型のトランジスタＭ１のゲートは、反転入力端子Ｔ１に接続されている。また、ｎ型のトランジスタＭ２のゲートは、非反転入力端子Ｔ２に接続されている。ｐ型のトランジスタＭ３，Ｍ４のゲートは、配線を介して互いに接続されている。ｎ型のトランジスタＭ５～Ｍ７は、それぞれのゲートが互いに接続され、カレントミラー回路を構成している。したがって、電流制御回路２１２では、トランジスタＭ５のアイドリング電流Ｉ_Ａに等しい大きさの電流、もしくはトランジスタＭ５のゲート幅の比に応じた電流がトランジスタＭ６，Ｍ７にも流れる。

カレントミラー回路を構成要素であるｎ型のトランジスタＭ５は、抵抗素子Ｒ５を介して、高電圧側の電源ラインＬ１に接続されている。また、カレントミラー回路の構成要素であるｎ型のトランジスタＭ７は、ｐ型のトランジスタＭ８を介して、高電圧側の電源ラインＬ１に接続されている。トランジスタＭ８のゲートは、トランジスタＭ２，Ｍ４の間に接続されるとともに、コンデンサＣ１を介して、出力端子Ｔ３に接続されている。そして、反転入力端子Ｔ１と非反転入力端子Ｔ２との間の電圧が所定に増幅され、増幅後の電圧が出力端子Ｔ３を介して出力されるようになっている。なお、図２に示す第１アンプ２１の構成は一例であり、これに限定されるものではない。

図３は、測定器が備えるリニア電源３０の回路図である。
リニア電源３０は、前記したように、第１アンプ２１（図１参照）に電力を供給する電源である。図３に示すように、リニア電源３０は、ツェナーダイオードＺ１と、抵抗素子Ｒ６と、第２アンプ３１と、トランジスタ３２，３３と、を備えている。ツェナーダイオードＺ１は、所定のツェナー電圧（逆方向電圧）が印加された場合、電流の変化に関わらず両端の電圧が略一定になる素子である。

ツェナーダイオードＺ１のアノードは、低電圧側の電源ラインＬ４に接続されている。また、ツェナーダイオードＺ１のカソードは、第２アンプ３１の非反転入力端子Ｔ５に接続されるとともに、抵抗素子Ｒ６を介して、高電圧側の電源ラインＬ３に接続されている。このようなツェナーダイオードＺ１を用いることで、入力電圧Ｖ_ｉｎが変動した場合でも、第２アンプ３１の非反転入力端子Ｔ５の電位が略一定に保たれる。

第２アンプ３１は、反転入力端子Ｔ４と非反転入力端子Ｔ５との間に印加される電圧を増幅する回路であり、ＳｉＣ半導体を用いた第２トランジスタ（図示せず）を有している。なお、第２アンプ３１の構成は、増幅回路２０（図１参照）の第１アンプ２１（図２参照）と同様であってもよいし、また、第１アンプ２１とは異なる構成であってもよい。第１実施形態では、第２アンプ３１の回路構成が、第１アンプ２１（図２参照）と同様である場合について説明する。なお、図２が第２アンプ３１の回路構成であるとみなした場合、図２に示すトランジスタＭ１～Ｍ８が「第２トランジスタ」に相当する。

図３に示すように、第２アンプ３１の非反転入力端子Ｔ５は、配線Ｋ６を介して、ツェナーダイオードＺ１と抵抗素子Ｒ６との間に接続されている。また、第２アンプ３１の反転入力端子Ｔ４は、配線Ｋ７を介して、高電圧側の電源ラインＬ３におけるトランジスタ３３のコレクタ側に接続されている。第２アンプ３１の出力側は、配線Ｋ８を介して、トランジスタ３２のベースに接続されている。

トランジスタ３２，３３は、第２アンプ３１の出力に応じて、電流を増幅するバイポーラトランジスタである。トランジスタ３２のベースは、第２アンプ３１の出力側に接続され、エミッタは低電圧側の電源ラインＬ４に接続され、コレクタは他方のトランジスタ３３のベースに接続されている。

他方のトランジスタ３３のエミッタは、高電圧側の電源ラインＬ３の入力側に接続されている。また、トランジスタ３３のコレクタは、高電圧側の電源ラインＬ３の出力側に接続されるとともに、配線Ｋ７を介して、第２アンプ３１の反転入力端子Ｔ４に接続されている。これらのトランジスタ３２，３３は、それぞれ、飽和領域で動作する。そして、リニア電源３０から略一定の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが出力されるようになっている。なお、図３に示すリニア電源３０の構成は一例であり、これに限定されるものではない。

図４は、第１アンプ及び第２アンプのノイズ量に関する説明図である（適宜、図１も参照）。
なお、図４の横軸は、第１アンプ２１や第２アンプ３１に直流電圧を印加した場合のノイズの周波数である。図４の縦軸は、第１アンプ２１や第２アンプ３１におけるノイズ量である。なお、縦軸におけるＳ_ｉｄ［ａ．ｕ．］は、ノイズ量をドレイン電流の２乗で除算して正規化したことを意味している。図４に示すように、同一の周波数（ノイズの周波数）で比較すると、第１アンプ２１のノイズ量が、第２アンプ３１のノイズ量よりも小さい値になっている。つまり、第１アンプ２１のノイズ特性は、第２アンプ３１のノイズ特性よりも優れている。

図４の例では、第１アンプ２１や第２アンプ３１に直流電圧を印加した場合のノイズの周波数が１．００×１０^０［Ｈｚ］～１．００×１０^４［Ｈｚ］の範囲内において、第１アンプ２１のノイズ量が第２アンプ３１のノイズ量よりも小さくなっている。なお、ノイズの周波数の全範囲において、第１アンプ２１のノイズ量が第２アンプ３１のノイズ量よりも小さくなっている必要は特にない。例えば、第１アンプ２１や第２アンプ３１の使用時に生じやすい所定のノイズ周波数の範囲内で、第１アンプ２１のノイズ量が第２アンプ３１のノイズ量よりも小さくなるようにしてもよい。このような場合でも、第１アンプ２１のノイズ特性が、第２アンプ３１のノイズ特性よりも優れているという事項に含まれる。

前記したように、第１アンプ２１や第２アンプ３１の各トランジスタに用いられるＳｉＣ半導体は、耐放射線性に優れている。しかしながら、これまでの技術では、ＳｉＣ半導体に特有の結晶欠陥に起因して検査段階で不合格になるアンプの割合が比較的高く、製品の歩留まりの低下や製造コストの増加を招いていた。なお、測定器１００の低ノイズ化には、検査段階で低周波ノイズの小さいアンプを選別することが有効であるが、製品の歩留まりの更なる低下や製造コストの増加を招く。そこで、第１実施形態では、検査段階でアンプのノイズ量を測定し、低ノイズのアンプと、高ノイズのアンプと、にクラス分けするようにしている。

前記したように、第１アンプ２１及び第２アンプ３１として、回路構成が共通のものを用いることができる。したがって、１種類のアンプを低ノイズ・高ノイズにクラス分けした上で、センサ部１０（図１参照）からの信号を処理する第１アンプ２１（図１参照）には、低ノイズのアンプを用いるようにする。また、ノイズの影響を受けにくいリニア電源３０（図１参照）の第２アンプ３１（図１参照）には、高ノイズのアンプを用いるようにする。これによって、例えば、高ノイズを理由として検査段階で不合格になるアンプの数を低減できるため、アンプの単価を抑えることができる。また、ノイズの影響が大きい増幅回路２０（図１参照）の第１アンプ２１（図１参照）として低ノイズのアンプを用いることで、ノイズを抑制できる。

図５は、第１アンプや第２アンプに用いられるｎ型のトランジスタ４０ｎ、及びｐ型のトランジスタ４０ｐの断面図である。
図５に示すｎ型のトランジスタ４０ｎは、例えば、前記したトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ５～Ｍ７（図２参照）である。図５に示すｐ型のトランジスタ４０ｐは、例えば、前記したトランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ８（図２参照）である。なお、第２アンプ３１（図３参照）は、第１アンプ２１（図２参照）と同様の回路構成であってもよいため、トランジスタＭ１～Ｍ８が用いられる。図５では、ｎ型のトランジスタ４０ｎとｐ型のトランジスタ４０ｐとが一体である場合を示しているが、これらが一体である必要は特にない。

図５に示すｎ型のトランジスタ４０ｎでは、ＳｉＣ（炭化ケイ素）のような化合物半導体からなるｎ型の半導体基板４１の上に、ｎ型のエピタキシャル層４２（半導体層）が形成されている。エピタキシャル層４２は、半導体基板４１と同様に、ＳｉＣ（炭化ケイ素）のような化合物半導体で形成されている。エピタキシャル層４２の不純物濃度は、半導体基板４１の不純物濃度よりも低くなっている。半導体基板４１の下には、金属層４３が形成されている。

ｎ型のトランジスタ４０ｎにおいて、ｎ型のエピタキシャル層４２の上には、ｐ型のウェル領域４４が形成されている。ｐ型のウェル領域４４には、半導体基板４１よりも不純物濃度が高いｎ型の高濃度不純物領域４５ａ，４５ｂが形成されている。高濃度不純物領域４５ａ，４５ｂのうちの一方は、トランジスタ４０ｎのソースであり、他方はトランジスタ４０ｎのドレインである。これらの高濃度不純物領域４５ａ，４５ｂの間には、前記したｐ型のウェル領域４４が存在している。ｎ型の高濃度不純物領域４５ａには、配線４６ａが接続されている。同様に、他方の高濃度不純物領域４５ｂには、配線４６ｂが接続されている。

ｎ型の高濃度不純物領域４５ａ，４５ｂやｐ型のウェル領域４４の上には、ゲート絶縁膜４７が形成されている。このようなゲート絶縁膜４７として、例えば、酸化シリコン膜が用いられる。ゲート絶縁膜４７は、ｎ型の高濃度不純物領域４５ａ，４５ｂを含む領域において上側に突出しており、この突出している部分の下にフィールド酸化膜４８が設けられている。このようなフィールド酸化膜４８として、例えば、酸化シリコン膜が用いられる。ゲート絶縁膜４７の上には、ゲート電極４９が形成されている。このようなゲート電極４９として、例えば、ｎ型の不純物が注入された多結晶シリコン膜が用いられる。ゲート電極４９の下側において、高濃度不純物領域４５ａ，４５ｂの間のウェル領域４４は、チャネル領域として機能する。

また、ゲート絶縁膜４７やゲート電極４９を上から覆うように、層間絶縁膜５０が形成されている。このような層間絶縁膜５０として、例えば、酸化シリコン膜が用いられる。前記した配線４６ａは、層間絶縁膜５０、ゲート絶縁膜４７、及びフィールド酸化膜４８を順次に貫通して、高濃度不純物領域４５ａに接続されている（他方の配線４６ｂも同様）。

図５に示すｐ型のトランジスタ４０ｐの構成は、ウェル領域４４が特に設けられていない点と、高濃度不純物領域４５ｃ，４５ｄにｐ型の不純物が注入されている点以外は、ｎ型のトランジスタ４０ｎと同様である。つまり、ｐ型のトランジスタ４０ｐでは、ｎ型のエピタキシャル層４２の上にｐ型の高濃度不純物領域４５ｃ，４５ｄが形成されている。

図６Ａは、ｎ型のトランジスタにおけるノイズ量の度数分布を示す説明図である。
図６Ａの横軸は、ノイズ量をドレイン電流の２乗で除算して正規化した場合の値である。図６Ａの縦軸は、百分率で示した累積度数である。なお、図６Ａの測定条件として、ｎ型のトランジスタ４０ｎ（図５参照）のドレイン－ソース間に３［Ｖ］の一定電圧を印加するとともに、ドレイン電流が０．１［ｍＡ］になるようにゲート－ソース間に所定の電圧を印加し、ドレイン電流の変動（ノイズ）をスペクトルアナライザ（図示せず）で測定した。なお、後記する図６Ｂや図７の測定条件も同である。

図６Ａに示すように、ｎ型のトランジスタ４０ｎでは、ノイズ量が約１．００×１０^－１１［／Ｈｚ］になっており、また、ノイズ量の大きさに基づく度数分布の各点が直線Ｎ１（正の傾きが急な直線）に沿うように分布している。したがって、ｎ型のトランジスタ４０ｎの製品については、そのノイズ量を約１．００×１０^－１１［／Ｈｚ］とみなして取り扱うことができる。

図６Ｂは、ｐ型のトランジスタにおけるノイズ量の度数分布を示す説明図である。
図６Ｂの横軸は、ノイズ量をドレイン電流の２乗で除算して正規化した場合の値である。図６Ｂの縦軸は、百分率で示した累積度数である。図６Ｂに示すように、ｐ型のトランジスタ４０ｐでは、ノイズ量が約１．００×１０^－１１［／Ｈｚ］までの各点が直線Ｎ２（正の傾きが急な直線）に沿うように分布している。しかしながら、ノイズ量が約１．００×１０^－１１［／Ｈｚ］を超えると、度数分布が直線Ｎ２に沿わなくなり、ノイズ量のばらつきが大きくなる。

図７は、ＳｉＣの結晶欠陥密度と、交点Ｇ１におけるノイズ量と、の関係を示す説明図である。
なお、図７の横軸は、ｐ型のトランジスタ４０ｐ（図５参照）において、ＳｉＣで形成されたエピタキシャル層４２（図５参照）の結晶欠陥密度である。また、図７の縦軸は、図６Ｂに示す交点Ｇ１におけるノイズ量である。つまり、ｐ型のトランジスタ４０ｐ（図５参照）のノイズ量に基づく度数分布（図６Ｂ参照）が、所定の直線Ｎ２に沿わなくなってばらつき始める際のノイズ量が、交点Ｇ１（図６Ｂ参照）におけるノイズ量である。図７の縦軸の数値に含まれる「Ｅ－１１」は１０^－１１を意味し、また、「Ｅ－１２」は１０^－１２を意味している。

ちなみに、図６Ｂの度数分布は、ＳｉＣで形成されたエピタキシャル層４２（図５参照）の結晶欠陥密度が約１００［ｃｍ^－２］（図７の点Ｈ１に対応）のトランジスタ４０ｐを対象としたものである。そして、エピタキシャル層４２（図５参照）の結晶欠陥密度が異なるさまざまなトランジスタ４０ｐを対象としてデータをプロットしたものが、図７である。なお、図７では、結晶欠陥密度が約１００［ｃｍ^－２］の場合の点Ｈ１と、結晶欠陥密度が約５７０［ｃｍ^－２］の場合の点Ｈ２と、の２つをプロットしているが、実際には、直線Ｎ４に沿うように多数の点がプロットされる。

例えば、結晶欠陥密度が約１００［ｃｍ^－２］の場合において、ノイズ量が約１．００×１０^－１１（図７の点Ｈ１、図６Ｂの交点Ｇ１のノイズ量を参照）以下の範囲では、ノイズ量に基づく度数分布がほとんどばらつかず、所定の直線Ｎ２（図６Ｂ参照）に沿うように分布する。同様に、結晶欠陥密度が約５７０［ｃｍ^－２］の場合において、ノイズ量が約１．０８×１０^－１１（図７の点Ｈ２を参照）以下の範囲では、ノイズ量に基づく度数分布が所定の直線（図示せず）に沿うように分布する。

図７に示すように、ＳｉＣで形成されたエピタキシャル層４２（図５参照）の結晶欠陥密度がゼロになるときの直線Ｎ４の値（切片）が、９．８０×１０^－１２［／Ｈｚ］になっている。したがって、第１アンプ２１（図１参照）よりもノイズ量の大きい第２アンプ３１（図１参照）の「第２トランジスタ」のノイズ特性として、次のものを用いることが好ましい。すなわち、「第２トランジスタ」のノイズ量をドレイン電流の２乗で除算して正規化した値が、９．８０×１０^－１２［／Ｈｚ］よりも大きいことが好ましい。

これによって、ＳｉＣの結晶欠陥密度の大きさに関わらず、第１アンプ２１のｐ型のトランジスタ４０ｐにおけるノイズ量のばらつきを抑制できる。その結果、トランジスタ４０ｐのノイズ量を一定であるとみなして、システム全体のノイズ量を低く取り扱うことが可能になる。また、ノイズ量のばらつき自体を抑えるために、次に説明する方法を用いることも可能である。

図８は、ゲート絶縁膜の上面からの深さと、窒素濃度と、の関係を示す説明図である（適宜、図５も参照）。
なお、図８の横軸は、ゲート絶縁膜４７の上面からの深さであり、縦軸は、窒素濃度である。また、図８における「p-well or エピタキシャル層」という記載に関して、「p-well」は、ｎ型のトランジスタ４０ｎ（ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）に対応している。すなわち、図８では、ｎ型のトランジスタ４０ｎのウェル領域４４（p-well）とゲート絶縁膜４７との間の界面の深さが値Ｄ１になっている。また、図８における「エピタキシャル層」は、ｐ型のトランジスタ４０ｐ（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）に対応している。すなわち、図８では、ｐ型のトランジスタ４０ｐのエピタキシャル層４２とゲート絶縁膜４７との間の界面の深さが値Ｄ１になっている。

図８に示すように、ｎ型のトランジスタ４０ｎ（ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）では、ゲート絶縁膜４７とウェル領域４４との間の界面（深さの値Ｄ１）に近いほど、窒素濃度が高くなっている。また、ｐ型のトランジスタ４０ｎ（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）では、ゲート絶縁膜４７とエピタキシャル層４２との間の界面（深さの値Ｄ１）に近いほど、窒素濃度が高くなっている。

ＳｉＣ半導体を用いたｎ型のトランジスタ４０ｎでは、通常、ゲート絶縁膜４７とウェル領域４４との間の界面に酸窒化処理（ＮＯアニール）が施される。また、ＳｉＣ半導体を用いたｐ型のトランジスタ４０ｐの場合も同様である。しかしながら、ｐ型のトランジスタ４０ｐでは、ゲート絶縁膜４７とエピタキシャル層４２との間の界面に存在する窒素に起因して、界面付近の欠陥にキャリアがトラップされるやすくなるため、ノイズの偏差（製品ごとのばらつき）が大きくなると推測される。図６Ｂの例では、ノイズ量が約１．００×１０^－１１［／Ｈｚ］を超える領域でノイズ量に基づく度数分布がばらついている。

そこで、発明者らは、ｐ型のトランジスタ４０ｐ（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）におけるゲート絶縁膜４７とエピタキシャル層４２との間の界面の窒素濃度を、ｎ型のトランジスタ４０ｎ（ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）におけるゲート絶縁膜４７とウェル領域４４との間の界面の窒素濃度よりも低くすることで、ノイズのばらつきを低減できることを見いだした。

図８に示すように、ｐ型のトランジスタ４０ｐのゲート絶縁膜４７の界面付近では、ｎ型のトランジスタ４０ｎよりも窒素濃度が低くなっている。これによって、窒素に起因すると推測されるノイズのばらつきを低減できる。なお、前記した界面の窒素濃度の大小関係に関しては、第１アンプ２１の各トランジスタＭ１～Ｍ８（図２参照）の他、第２アンプ３１の各トランジスタについても同様のことがいえる。

また、ｐ型のトランジスタ４０ｐのゲート容量が、ｎ型のトランジスタ４０ｎのゲート容量よりも大きいことが好ましい。例えば、第１アンプ２１（図２参照）のトランジスタＭ１～Ｍ４（第１トランジスタ）のうち、ｐ型のトランジスタＭ３，Ｍ４（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）のゲート容量が、ｎ型のトランジスタＭ１，Ｍ２（ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）のゲート容量よりも大きくなるようにするとよい。

また、残りのトランジスタＭ５～Ｍ７も含めて、ｐ型のトランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ８のゲート容量が、ｎ型のトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ５～Ｍ７のゲート容量のいずれよりも大きくなるようにしてもよい。このように、ｐ型のトランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ８のゲート容量を大きくすることでノイズが吸収されやすくなる。なお、前記したゲート容量の大小関係に関しては、第１アンプ２１（図１参照）の他、第２アンプ３１（図１参照）についても同様のことがいえる。

また、第１アンプ２１（図２参照）のｐ型のトランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ８（ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）におけるゲート絶縁膜４７とエピタキシャル層４２との間の界面の窒素濃度（１ｃｍ^２当たりの窒素分子の数）は、１０^１０［ｃｍ^－２］以上であって、１０^１４［ｃｍ^－２］以下であることが好ましい。このように、前記した界面の窒素濃度を抑えることで、界面の欠陥が低減されるため、界面付近でのキャリアのトラップが生じにくくなる。その結果、第１アンプ２１のノイズが抑制される。なお、第２アンプ３１（図３参照）のｐ型の各トランジスタについても同様のことがいえる。

＜効果＞
第１実施形態では、センサ部１０からの信号を処理する第１アンプ２１として、リニア電源３０に用いられる第２アンプ３１よりもノイズ特性の優れたものを用いるようにしている。これによって、測定器１００におけるノイズの影響を抑制できる。また、これまでは検査段階において不合格とされていたような高ノイズの（つまり、ノイズ特性がそれほど良くない）アンプをリニア電源３０の第２アンプ３１として用いることができる。したがって、歩留まりを向上させ、第１アンプ２１や第２アンプ３１の単価を低くすることができる。その結果、測定器１００の製造コストを削減できる。このように、第１実施形態によれば、測定器１００におけるノイズの影響の抑制と、歩留まりの向上と、を両立させることができる。

≪第２実施形態≫
第２実施形態は、測定器１００Ａ（図９参照）がセンサ部１０Ａとして、圧力センサ１０ａ（図９参照）及び温度センサ１０ｂ（図９参照）を備える点が、第１実施形態とは異なっている。また、第２実施形態は、圧力センサ１０ａに第１アンプ２１ａ（図９参照）が接続され、また、温度センサ１０ｂに別の第１アンプ２１ｂ（図９参照）が接続される点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図９は、第２実施形態に係る測定器１００Ａの構成図である。
図９に示すように、測定器１００Ａは、センサ部１０Ａと、増幅回路２０Ａと、リニア電源３０と、を備えている。センサ部１０Ａは、圧力センサ１０ａと、温度センサ１０ｂ（別のセンサ）と、を含んで構成されている。圧力センサ１０ａは、圧力（所定の物理量）を検出するセンサである。圧力センサ１０ａの構成は、第１実施形態で説明したセンサ部１０（図１参照）と同様であるから、説明を省略する。温度センサ１０ｂは、温度（所定の物理量）を検出するセンサである。このような温度センサ１０ｂの構成については周知であるから、詳細な説明を省略する。

図９に示すように、増幅回路２０Ａは、第１アンプ２１ａ，２１ｂを含んで構成されている。第１アンプ２１ａは、圧力センサ１０ａから出力される信号を増幅するものであり、配線Ｋ１１を介して圧力センサ１０ａに接続されている。なお、図９では簡略化して、圧力センサ１０ａと第１アンプ２１ａとを接続する配線Ｋ１１として１本の配線を示しているが、実際には、圧力センサ１０ａと第１アンプ２１ａとが２本の配線を介して接続されている（温度センサ１０ｂについても同様）。そして、第１アンプ２１ａの出力端子Ｔ６を介して、所定の信号が出力されるようになっている。

第１アンプ２１ｂ（別の第１アンプ）は、温度センサ１０ｂから出力される信号を増幅するものであり、配線Ｋ１２を介して温度センサ１０ｂに接続されている。そして、第１アンプ２１ｂの出力端子Ｔ７を介して、所定の信号が出力されるようになっている。

図９に示すように、第１アンプ２１ａは、高電圧側の電源線Ｋ１３を介してリニア電源３０に接続されるとともに、低電圧側の電源線Ｋ１４を介して接地されている。他方の第１アンプ２１も同様に、高電圧側の電源線Ｋ１５及び電源線Ｋ１３（一部）を順次に介してリニア電源３０に接続されるとともに、低電圧側の電源線Ｋ１６を介して接地されている。このように、第１アンプ２１ａ，２１ｂに共通のリニア電源３０から電力を供給することで、構成の簡素化が図られる他、測定器１００Ａの製造コストを削減できる。

例えば、原子力プラントや放射線利用設備では、圧力センサ１０ａの方が温度センサ１０ｂよりも高い検出精度が求められることが多い。このような場合には、圧力センサ１０ａに接続される第１アンプ２１ａのノイズ特性が、温度センサ１０ｂ（別のセンサ）に接続される第１アンプ２１ｂ（別の第１アンプ）のノイズ特性よりも優れるようにするとよい。例えば、検査段階でアンプのノイズ量を測定し、低ノイズ・中ノイズ・高ノイズの３段階にクラス分けするようにしてもよい。そして、圧力センサ１０ａに接続される第１アンプ２１ａには低ノイズのアンプを用い、温度センサ１０ｂに接続される第１アンプ２１ｂには中ノイズのアンプを用い、また、リニア電源３０の第２アンプ３１には高ノイズのアンプを用いるようにしてもよい。これによって、ノイズの影響を抑制しつつ、測定器１００Ａの製造コストを削減できる。

＜効果＞
第２実施形態によれば、圧力センサ１０ａに接続される第１アンプ２１ａと、温度センサ１０ｂに接続される第１アンプ２１ｂと、に電力を供給する電源として、共通のリニア電源３０を用いるようにしている。これによって、測定器１００Ａの回路構成を簡素化できるとともに、製造コストを削減できる。また、圧力センサ１０ａに接続される第１アンプ２１ａは、温度センサ１０ｂに接続される第１アンプ２１ｂよりもノイズ特性が優れている。これによって、例えば、原子力プラントにおいて冷却水の圧力を高精度で検出しつつ、温度も許容範囲内の精度で検出できる。

≪第３実施形態≫
第３実施形態は、増幅回路２０Ｂ（図１０参照）が２つの第１アンプ２１ｃ，２１ｄ（図１０参照）を備える点が、第１実施形態とは異なっている。また、第３実施形態は、２つの第１アンプ２１ｃ，２１ｄ（図１０参照）の高電圧側にリニア電源３０（図１０参照）が接続されている他、低電圧側に別のリニア電源３０Ｂ（図１０参照）が接続される点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図１０は、第３実施形態に係る測定器１００Ｂの構成図である。
図１０に示すように、測定器１００Ｂは、センサ部１０と、増幅回路２０Ｂと、リニア電源３０，３０Ｂと、を備えている。増幅回路２０Ｂは、センサ部１０からの信号を増幅する回路であり、第１アンプ２１ｃ，２１ｄを含んで構成されている。一方の第１アンプ２１ｃは、配線Ｋ１，Ｋ２を介して、センサ部１０に接続されている。他方の第１アンプ２１ｄは、配線Ｋ２１を介して、一方の第１アンプ２１ｃに接続されている。そして、第１アンプ２１ｄの出力端子Ｔ８を介して、所定の信号が出力されるようになっている。

リニア電源３０，３０Ｂは、増幅回路２０Ｂの第１アンプ２１ｃ，２１ｄに電力を供給する電源である。図１０に示すように、リニア電源３０（高電圧側リニア電源）は、高電圧側の電源線Ｋ２２を介して第１アンプ２１ｃに接続されるとともに、高電圧側の電源線Ｋ２３を介して別の第１アンプ２１ｄに接続されている。他方のリニア電源３０Ｂ（低電圧側リニア電源）は、低電圧側の電源線Ｋ２４を介して第１アンプ２１ｃに接続されるとともに、低電圧側の電源線Ｋ２５を介して別の第１アンプ２１ｄに接続されている。なお、リニア電源３０Ｂは、他方のリニア電源３０と同様の構成であってもよいし、また、異なる構成であってもよい。

第１アンプ２１ｃ，２１ｄのうち少なくとも一つのノイズ特性は、リニア電源３０（高電圧側リニア電源）の第２アンプ３１のノイズ特性、及び、リニア電源３０Ｂ（低電圧側リニア電源）の第２アンプ３１Ｂのノイズ特性のいずれよりも優れていることが好ましい。これによって、ノイズの影響を抑制しつつ、各アンプの歩留まりを高めることができる。

＜効果＞
第３実施形態によれば、複数の第１アンプ２１ｃ，２１ｄを設けることで、所定の仕様に適合した増幅回路２０Ｂを設計できる。また、第１アンプ２１ｃ，２１ｄの少なくとも一つのノイズ特性が、高電圧側のリニア電源３０の第２アンプ３１、及び、低電圧側のリニア電源３０Ｂの第２アンプ３１Ｂのノイズ特性のいずれよりも優れるようにしている。これによって、ノイズの影響を抑制しつつ、各アンプの歩留まりを高めることができる。

≪変形例≫
以上、本発明に係る測定器１００等について各実施形態で説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
例えば、第１実施形態では、リニア電源３０が図３の構成を備える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、リニア電源３０において、鉄芯とコイルを含むＡＣトランス（図示せず）を用いて、電圧の昇圧又は降圧を行うようにしてもよい。なお、第２実施形態や第３実施形態についても同様のことがいえる。

また、第２実施形態では、センサ部１０Ａ（図９参照）が圧力センサ１０ａと温度センサ１０ｂとを備える場合について説明したが、センサ部１０Ａにおけるセンサの数や種類は、適宜に変更可能である。センサが検出する物理量の例として、圧力や温度の他、質量、流量、照度、光度、音量、粘度、電流、電圧が挙げられるが、これに限定されるものではない。
また、センサ部１０Ａ（図９参照）が、圧力センサ１０ａを備えるとともに、圧力とは異なる種類の物理量を測定する別のセンサを備える構成において、圧力センサ１０ａに接続される第１アンプ２１ａのノイズ特性は、別のセンサに接続される別の第１アンプのノイズ特性よりも優れていることが好ましい。これによって、原子力プラント等において圧力を高精度で測定できるともに、他の物理量も許容範囲内の精度で測定できる。

また、第３実施形態では、増幅回路２０Ｂ（図１０参照）が２つの第１アンプ２１ｃ，２１ｄを備える他、リニア電源３０，３０Ｂ（図１０参照）がそれぞれ第２アンプを１つずつ備える構成について説明したが、これに限らない。例えば、増幅回路が複数の第１アンプを備え、さらに、リニア電源が複数の第２アンプを備えるようにしてもよい。このような構成において、複数の第１アンプの少なくとも一つのノイズ特性が、複数の第２アンプのノイズ特性のいずれよりも優れていることが好ましい。このような構成でも、ノイズの影響を抑制しつつ、製品の歩留まりを高めることができる。また、複数の第１アンプのそれぞれのノイズ特性が、複数の第２アンプのノイズ特性のいずれよりも優れているようにしてもよい。このような構成によって、ノイズの影響をさらに低減できる。

また、リニア電源が複数の第２アンプを備える構成において、複数の第２アンプの少なくとも一つが有する第２トランジスタのノイズ量をドレイン電流の２乗で除算して正規化した値が、９．８０×１０^－１２［／Ｈｚ］よりも大きくなるようにするとよい。これによって、ＳｉＣで形成されたエピタキシャル層４２（図５参照）における結晶欠陥密度の大きさに関わらず、ノイズのばらつきを抑制できる。

また、各実施形態では、トランジスタＭ１～Ｍ８（図２参照）がＭＯＳＦＥＴである場合について説明したが、他の種類のトランジスタにも適用することが可能である。
また、各実施形態では、第１アンプ２１や第２アンプ３１の種類がトランス・インピーダンス・アンプである場合について説明したが、オペアンプといった他の種類のアンプにも適用できる。

また、各実施形態では、第１アンプ２１（図２参照）が備えるトランジスタＭ１～Ｍ８のそれぞれにＳｉＣ半導体が用いられ、また、第２アンプ３１（図３参照）が備えるトランジスタ（図示せず）のそれぞれにＳｉＣ半導体が用いられる場合について説明したが、これに限らない。例えば、第１アンプ２１が備える複数のトランジスタの中にＳｉＣ半導体を含まないものが混在していてもよい。また、第２アンプ３１が備える複数のトランジスタの中にＳｉＣ半導体を含まないものが混在していてもよい。

また、各実施形態は、適宜に組み合わせることが可能である。例えば、第２実施形態（図９参照）と第３実施形態（図１０参照）とを組み合わせ、センサ部１０Ａが圧力センサ１０ａ及び温度センサ１０ｂを備える構成において（第２実施形態）、各センサの信号を増幅する増幅回路が複数の第１アンプを備えるようにしてもよい（第３実施形態）。

また、各実施形態では、測定器１００（図１参照）が原子力プラントや放射線利用設備で用いられる場合について説明したが、これに限らない。例えば、石油精製プラントや化学プラントといったさまざまなプラントの他、研究施設等でも測定器１００を用いることができる。

また、各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に記載したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、前記した各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、機構や構成は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての機構や構成を示しているとは限らない。また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際にはほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１００，１００Ａ，１００Ｂ 測定器
１０，１０Ａ センサ部
１０ａ 圧力センサ
１０ｂ 温度センサ（別のセンサ）
２０，２０Ａ，２０Ｂ 増幅回路
２１，２１ａ，２１ｃ，２１ｄ 第１アンプ
２１ｂ 第１アンプ（別の第１アンプ）
３０ リニア電源（高電圧側リニア電源）
３０Ｂ リニア電源（低電圧側リニア電源）
３１ 第２アンプ
４１ 半導体基板
４２ エピタキシャル層
４３ 金属層
４４ ウェル領域
４５ａ，４５ｂ，４５ｃ，４５ｄ 高濃度不純物領域
４６ａ，４６ｂ 配線
４７ ゲート絶縁膜
４８ フィールド酸化膜
４９ ゲート電極
５０ 層間絶縁膜
Ｋ２２，Ｋ２３ 電源線（高電圧側の電源線）
Ｋ２４，Ｋ２５ 電源線（低電圧側の電源線）
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ５，Ｍ６，Ｍ７ トランジスタ（第１トランジスタ、第２トランジスタ、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）
Ｍ３，Ｍ４，Ｍ８ トランジスタ（第１トランジスタ、第２トランジスタ、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）

Claims (9)

1. 所定の物理量を測定するセンサ部と、
   前記センサ部から出力される信号を増幅する増幅回路と、
   前記増幅回路に電力を供給するリニア電源と、を含み、
   前記増幅回路は、ＳｉＣ半導体を用いた第１トランジスタを有する第１アンプを備え、
   前記リニア電源は、ＳｉＣ半導体を用いた第２トランジスタを有する第２アンプを備え、
   前記第１アンプのノイズ特性は、前記第２アンプのノイズ特性よりも優れている、測定器。
2. 前記増幅回路は、複数の前記第１アンプを備え、
   前記リニア電源は、複数の前記第２アンプを備え、
   複数の前記第１アンプの少なくとも一つのノイズ特性は、複数の前記第２アンプのノイズ特性のいずれよりも優れていること
   を特徴とする請求項１に記載の測定器。
3. 前記第２トランジスタのノイズ量をドレイン電流の２乗で除算して正規化した値が、９．８０×１０^－１２［／Ｈｚ］よりも大きいこと
   を特徴とする請求項１に記載の測定器。
4. 前記リニア電源は、複数の前記第２アンプを備え、
   複数の前記第２アンプの少なくとも一つが有する前記第２トランジスタのノイズ量をドレイン電流の２乗で除算して正規化した値が、９．８０×１０^－１２［／Ｈｚ］よりも大きいこと
   を特徴とする請求項１に記載の測定器。
5. 前記第１アンプには、前記第１トランジスタとして、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが含まれるとともに、ｐ型ＭＯＳＦＥＴも含まれ、
   前記ｐ型ＭＯＳＦＥＴのゲート容量は、前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲート容量よりも大きいこと
   を特徴とする請求項１に記載の測定器。
6. 前記第１アンプには、前記第１トランジスタとして、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが含まれるとともに、ｐ型ＭＯＳＦＥＴも含まれ、
   前記ｐ型ＭＯＳＦＥＴにおけるゲート絶縁膜とエピタキシャル層との間の界面の窒素濃度は、前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴにおけるゲート絶縁膜とウェル領域との間の界面の窒素濃度よりも低いこと
   を特徴とする請求項１に記載の測定器。
7. 前記ｐ型ＭＯＳＦＥＴにおける前記ゲート絶縁膜と前記エピタキシャル層との間の界面の窒素濃度は、１０^１０［ｃｍ^－２］以上であって、１０^１４［ｃｍ^－２］以下であること
   を特徴とする請求項６に記載の測定器。
8. 前記センサ部は、圧力センサを備えるとともに、圧力とは異なる種類の物理量を測定する別のセンサを備え、
   前記圧力センサに接続される前記第１アンプのノイズ特性は、前記別のセンサに接続される別の前記第１アンプのノイズ特性よりも優れていること
   を特徴とする請求項１に記載の測定器。
9. 前記リニア電源は、高電圧側の電源線を介して前記第１アンプに接続される高電圧側リニア電源と、低電圧側の電源線を介して前記第１アンプに接続される低電圧側リニア電源と、を備え、
   前記第１アンプのノイズ特性は、前記高電圧側リニア電源の前記第２アンプのノイズ特性、及び、前記低電圧側リニア電源の前記第２アンプのノイズ特性のいずれよりも優れていること
   を特徴とする請求項１に記載の測定器。