JP7807950B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

非絶縁型の無停電電源装置であり、二相変調方式と三相変調方式とを切り替えてＰＷＭ制御を行う電力変換装置が知られている。

例えば、特許文献１には、インバータ回路のスイッチング素子をオフする二相変調方式でのＰＷＭ制御を行い、二相変調の相を切り替える間に、三相変調方式でのＰＷＭ制御を行う電力変換装置が開示されている。これにより、二相変調の相の切り替え時における出力交流波形の歪を低減している。

特開平０９－１４９６６０号公報

しかしながら、特許文献１では、三相変調方式でのＰＷＭ制御を行う時間幅が、正弦波の角度を基準として定められている。そのため、入力される交流の周波数が変動すると、三相変調を行う時間幅も変動するため、二相変調の効率が低下する恐れがある。

そこで、本発明は、効率的な二相変調を行うことのできる電力変換装置を提供する。

本実施形態に係る一側面に係る電力変換装置は、
三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流出力端子に接続され、コンデンサからなる平滑回路と、
前記コンバータ回路の前記直流出力端子に接続され、かつ、前記平滑回路と並列に接続され、直流電源からなる直流回路と、
前記平滑回路の直流出力端子、および、前記直流回路の直流出力端子に接続され、前記平滑回路からの直流、または、前記直流回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
前記コンバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部と、
前記インバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
を備え、
前記コンバータ回路及び前記インバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、
前記コンバータ回路及び前記インバータ回路の制御期間の６０°周期は、二相変調方式によりＰＷＭ制御する二相変調制御期間と、三相変調方式によりＰＷＭ制御する三相変調制御期間からなり、
前記コンバータ制御部及び前記インバータ制御部は、前記三相変調制御期間の時間幅が一定となるように、前記三相交流電源からの交流の周波数、前記インバータ回路からの出力交流の周波数に基づいて、前記三相変調制御角度を制御する。

本発明によれば、三相変調を行う時間幅が一定となり、効率的な二相変調を行うことができる。

本実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す回路図である。 従来のコンバータ制御部の回路構成を示すブロック図である。 従来のインバータ制御部の回路構成を示すブロック図である。 本実施形態に係るコンバータ制御部の回路構成を示すブロック図である。 本実施形態に係るインバータ制御部の回路構成を示すブロック図である。 本実施形態に係るインバータ制御部の内部信号波形を示す図である。

以下、本実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、実施形態の説明において既に説明された部材と同一の参照番号を有する部材については、説明の便宜上、その説明は省略する。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の回路構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃには、三相交流電源９１が接続され、電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃには、インバータ回路Ｉから出力される三相交流が供給される交流負荷９２が接続される。電力変換装置１は、入力フィルタＦ１と、コンバータ回路Ｃと、平滑回路Ｓと、インバータ回路Ｉと、出力フィルタＦ２と、直流フィルタＦ３と、直流回路Ｄと、コンバータ制御部１２と、インバータ制御部１３と、を備える。

入力フィルタＦ１は、入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃと、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃと、を有する。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの一方の端子は、電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃにそれぞれ接続される。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの他方の端子は、コンバータ回路Ｃの三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）の交流入力端子４１ａ～４１ｃにそれぞれ接続される。

入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの一方の端子は、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃにおける装置入力端子３１ａ～３１ｃ側の端子にそれぞれ接続される。入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの他方の端子は、中性線ｎ１にそれぞれ接続される。入力フィルタＦ１は、三相交流電源９１からの三相交流をコンバータ回路Ｃに通過させるとともに、コンバータ回路Ｃで発生するキャリア周波数（ＰＷＭ制御方式におけるパルス幅変調周期を決定する周波数）の信号が三相交流電源９１に流れ込むのを防止する。

コンバータ回路Ｃは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを有する。半導体スイッチング素子４ａ～４ｆは、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）と、逆並列された還流ダイオードとから構成される。コンバータ回路Ｃは、三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）のフルブリッジ回路で構成される。コンバータ回路Ｃは、三相交流電源９１から入力される三相交流を直流に変換する。

平滑回路Ｓは、コンバータ回路Ｃの平滑コンデンサ５を有する。平滑コンデンサ５は、例えば、電解コンデンサであり、コンバータ回路Ｃの直流出力端子４２ａ、４２ｂに接続される。平滑コンデンサ５は、コンバータ回路Ｃの出力を平滑化する。

インバータ回路Ｉは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを有する。半導体スイッチング素子６ａ～６ｆは、例えば、ＩＧＢＴと、逆並列された還流ダイオードとから構成される。インバータ回路Ｉは、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のフルブリッジ回路で構成される。インバータ回路Ｉは、直流入力端子６１ａ、６１ｂが平滑コンデンサ５の両極端子、および、直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂの一方の端子にそれぞれ接続される。インバータ回路Ｉは、半導体スイッチング素子６ａ～６ｆのスイッチング動作により、平滑回路Ｓからの直流（コンバータ回路Ｃが出力する直流）を交流に変換する、または、直流回路Ｄからの直流を交流に変換する。

出力フィルタＦ２は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃと、出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃと、を有する。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの一方の端子は、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のインバータ回路Ｉの交流出力端子６２ａ～６２ｃにそれぞれ接続される。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの他方の端子は、電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃにそれぞれ接続される。

出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの一方の端子は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃにおける装置出力端子７１ａ～７１ｃ側の端子にそれぞれ接続される。出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの他方の端子は、中性線ｎ１にそれぞれ接続される。出力フィルタＦ２は、インバータ回路Ｉから出力される交流を交流負荷９２に通過させるとともに、インバータ回路Ｉで発生するキャリア周波数の信号が交流負荷９２に流れ込むのを防止する。

直流フィルタＦ３は、直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂと、直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂと、を有する。直流回路Ｄは、直流電源（蓄電池）１１を有する。直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂの一方の端子は、インバータ回路Ｉの直流入力端子６１ａ、６１ｂにそれぞれ接続される。直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂの他方の端子は、直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂ、および、直流電源１１にそれぞれ接続される。

直流回路Ｄは、平滑回路Ｓと並列に接続され、停電や瞬断が発生した際に交流負荷９２への電力供給を継続するように構成される。具体的には、電力変換装置１の通常動作時は、コンバータ回路Ｃが出力する直流がインバータ回路Ｉに入力される。電力変換装置１の蓄電池動作時は、直流回路Ｄからの直流がインバータ回路Ｉに入力される。

コンバータ制御部１２は、三相交流電源９１から入力される三相交流から、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒ、Ｖｇｓ、Ｖｇｔ（図４参照）を生成して、コンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを所望の状態にスイッチング制御する。

同様に、インバータ制御部１３は、三相交流電源９１から入力される三相交流から、または、あらかじめ設定された三相交流信号から、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｕ、Ｖｇｖ、Ｖｇｗ（図５参照）を生成して、インバータ回路Ｉの半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを所望の状態にスイッチング制御する。

以下、本実施形態に係るコンバータ制御部１２の回路構成を説明するため、比較対象として、従来のコンバータ制御部１２の回路構成を図２に示す。
図２に示すように、従来のコンバータ制御部１２は、位相同期回路（ＰＬＬ回路）１２０と、コンバータ変調指令生成部１２１と、第１二相変調制御部１２２と、第１ＰＷＭ信号生成部１２３と、第１二相変調用信号生成部１２４と、を有する。

第１位相同期回路１２０は、三相交流電源９１の三相交流の位相が同期した波形を出力するための回路であり、位相比較回路１２６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２８と、を有する。位相比較回路１２６には、三相交流電源９１からの三相交流と、電圧制御発振器１２８からフィードバックされる交流が入力され、両者を比較して位相差を検出し、位相差を電圧に変換して、ローパスフィルタ１２７へ出力する。ローパスフィルタ１２７は、位相比較回路１２６から出力された電圧の急峻な変化を抑制する。電圧制御発振器１２８は、ローパスフィルタ１２７からの電圧Ｖが入力され、入力された電圧Ｖに基づいて周波数ｆの交流を生成し、コンバータ変調指令生成部１２１と第１二相変調用信号生成部１２４へ出力し、位相比較回路１２６へフィードバックする。

コンバータ変調指令生成部１２１は、電圧制御発振器１２８から三相交流が入力され、三相交流正弦波からなるコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。第１二相変調用信号生成部１２４は、電圧制御発振器１２８から三相交流が入力され、コンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６を生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。第１二相変調制御部１２２には、コンバータ変調指令生成部１２１からコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔが入力され、第１二相変調用信号生成部１２４からコンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６が入力される。さらに第１二相変調制御部１２２は、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’を生成して第１ＰＷＭ信号生成部１２３へ出力する。

図２において、電圧制御発振器１２８が生成する交流の周波数ｆは、電圧Ｖと電圧制御発振器１２８の周波数変換係数Ｋを用いてｆ＝Ｖ・Ｋで導き出される。ここで、三相変調制御期間の回転角を三相変調制御角度α、β（図６参照）、三相変調制御期間の時間を三相変調制御時間Ｔα、Ｔβと定義する。三相変調制御角度αと三相変調制御時間Ｔαの関係はＴα＝α／２πｆ、三相変調制御角度βと三相変調制御時間Ｔβの関係はＴβ＝β／２πｆである。三相変調制御角度α、βは、第１二相変調用信号生成部１２４においてあらかじめ設定された値であるため、交流の周波数ｆが変動すると三相変調制御時間Ｔα、Ｔβも変動し、二相変調の効率が低下する恐れがある。そのため、三相変調制御時間Ｔα、Ｔβが一定となる三相変調制御角度α、βを第１二相変調用信号生成部１２４に入力する必要がある。

第１ＰＷＭ信号生成部１２３は、コンパレータ１２３ａとキャリア信号生成部１２３ｂとを有する。コンパレータ１２３ａには、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’と、キャリア信号生成部１２３ｂで生成される三角波等のキャリア信号Ｖｃが入力され、両者を比較して、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒ、Ｖｇｓ、Ｖｇｔを出力する。ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒとその反転信号／Ｖｇｒ、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｓとその反転信号／Ｖｇｓ、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｔとその反転信号／Ｖｇｔは、それぞれコンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆのゲートに入力される。つまり、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒ、Ｖｇｓ、Ｖｇｔは、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’がキャリア信号Ｖｃよりも大きい場合に図１における上側の半導体スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅをオン、図１における下側の半導体スイッチング素子４ｂ，４ｄ，４ｆをオフする波形である。また、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’がキャリア信号Ｖｃよりも小さい場合に図１における下側の半導体スイッチング素子４ｂ，４ｄ，４ｆをオン、図１における上側の半導体スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅをオフする波形である。

本実施形態に係るインバータ制御部１３の回路構成を説明するため、比較対象として、従来のインバータ制御部１３の回路構成を図３に示す。
図３に示すように、従来のインバータ制御部１３は、第２位相同期回路１３０と、インバータ変調指令生成部１３１と、第２二相変調制御部１３２と、第２ＰＷＭ信号生成部１３３と、第２二相変調用信号生成部１３４と、を有する。

図３に示す第２位相同期回路１３０は、位相比較回路１３６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３８と、切換回路ＳＷと、を有し、通常動作時は切換回路ＳＷによりローパスフィルタ１３７と電圧制御発振器１３８が接続され、三相交流と同位相の三相交流波形が第２位相同期回路１３０から出力される。また、蓄電池動作時はインバータ回路Ｉが出力する周波数の基準となる基準電圧が電圧制御発信器１３８に入力され、基準となる三相交流波形が位相同期回路１３０から出力される。その他、インバータ変調指令生成部１３１と、第２二相変調制御部１３２と、第２ＰＷＭ信号生成部１３３と、第２二相変調用信号生成部１３４の構成は、図２に示すコンバータ制御部１２のコンバータ変調指令生成部１２１と、第１二相変調制御部１２２と、第１ＰＷＭ信号生成部１２３と、第１二相変調用信号生成部１２４と、それぞれ同様の構成であるため、説明を省略する。

図４は、本実施形態に係るコンバータ制御部１２の回路構成を示す図である。本実施形態に係るコンバータ制御部１２の回路構成は、図２に示す従来のコンバータ制御部１２の回路構成と比較して、第１位相同期回路１２０にＶ／θ変換部１２９が追加されている点で異なる。Ｖ／θ変換部１２９には、ローパスフィルタ１２７からの電圧Ｖが入力され、入力された電圧Ｖを三相変調制御するための回転角である三相変調制御角度α、βに変換して、第１二相変調用信号生成部１２４へ出力する。第１二相変調用信号生成部１２４は、三相交流電源９１から三相交流が入力され、Ｖ／θ変換部１２９から三相変調制御角度α、βが入力され、コンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６を生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。

コンバータ変調指令生成部１２１は、三相交流電源９１から三相交流が入力され、三相交流正弦波からなるコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。第１二相変調用信号生成部１２４は、三相交流電源９１から三相交流が入力され、コンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６を生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。第１二相変調制御部１２２には、コンバータ変調指令生成部１２１からコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔが入力され、第１二相変調用信号生成部１２４からコンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６が入力される。さらに第１二相変調制御部１２２は、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’を生成して第１ＰＷＭ信号生成部１２３へ出力する。

図４において、Ｖ／θ変換部１２９は入力された電圧Ｖとあらかじめ設定された値Tα、Ｔβをもとに、α＝Ｔα×２πＶＫ、β＝Ｔα×２πＶＫで導き出される三相変調制御角度α、βを作成する。ここで、電圧制御発振器１２８が生成する交流の周波数ｆは、電圧Ｖと電圧制御発振器１２８の周波数変換係数Ｋを用いてｆ＝Ｖ・Ｋの関係がある。よって、Ｖ／θ変換部１２９で作成されるα、βは、α＝Ｔα×２πｆ、β＝Ｔα×２πｆであり、周波数ｆによって変化する。このように、三相変調制御角度α、βを交流の周波数ｆにより変動させることで、三相変調制御時間Ｔα、Ｔβを一定に保つことができる。

本実施形態に係るコンバータ制御部１２において、第１二相変調用信号生成部１２４は、交流の周波数ｆの影響を受けない値である三相変調制御角度α、βからコンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６を生成するため、三相変調を行う時間幅を一定にすることができる。したがって、効率的な二相変調を行うことができる。

図５は、本実施形態に係るインバータ制御部１３の回路構成を示す図である。本実施形態に係るコンバータ制御部１３の回路構成は、図４に示す従来のインバータ制御部１３の回路構成と比較して、第２位相同期回路１３０にＶ／θ変換部１３９が追加されている点で異なる。Ｖ／θ変換部１３９には、切換回路ＳＷからの電圧Ｖが入力され、入力された電圧Ｖを三相変調制御するための回転角である三相変調制御角度α、βに変換して、第１二相変調用信号生成部１２４へ出力する。
図５に示す位相比較回路１３６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３８と、インバータ変調指令生成部１３１と、第２二相変調制御部１３２と、第２ＰＷＭ信号生成部１３３と、第２二相変調用信号生成部１３４の構成は、図４に示すコンバータ制御部１２の位相比較回路１２６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２８と、コンバータ変調指令生成部１２１と、第１二相変調制御部１２２と、第１ＰＷＭ信号生成部１２３と、第１二相変調用信号生成部１２４と、それぞれ同様の構成であるため、説明を省略する。

図６は、本実施形態に係るインバータ制御部１３の内部信号波形を示す図である。図４において、上段にインバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、中段にインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を、下段にインバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を示す。

インバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、互いに位相が１２０°ずれた三相交流正弦波に基づいて、インバータ変調指令生成部１３１で三相変調された信号である。インバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６は、インバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを二相変調するための信号である。インバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、インバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６に基づいて部分的に二相変調された信号である。

具体的には、インバータ二相変調指令信号Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’について、インバータ二相変調用信号ＡＩ１がＨｉｇｈとなる二相変調制御角度θ１（π／３＋α≦θ１≦２π／３ーβ）は、インバータ変調指令信号Ｖｕ’がＨｉｇｈに固定され、Ｖｖ’，Ｖｗ’は二相変調される。インバータ二相変調用信号ＡＩ２がＨｉｇｈとなる二相変調制御角度θ２（π＋α≦θ２≦４π／３ーβ）は、インバータ変調指令信号ＶｖがＨｉｇｈに固定され、Ｖｕ’，Ｖｗ’は二相変調される。インバータ二相変調用信号ＡＩ３がＨｉｇｈとなる二相変調制御角度θ３（５π／３＋α≦θ３≦２πーβ）は、インバータ変調指令信号ＶｗがＨｉｇｈに固定され、Ｖｕ’，Ｖｖ’は二相変調される。’インバータ二相変調用信号ＡＩ４がＨｉｇｈとなる二相変調制御角度θ４（４π／３＋α≦θ４≦５π／３ーβ）はインバータ変調指令信号Ｖｕ’がＬｏｗに固定され、Ｖｖ’，Ｖｗ’は二相変調される。
インバータ二相変調用信号ＡＩ５がＨｉｇｈとなる二相変調制御角度θ５（α≦θ５≦π／３ーβ）は、インバータ変調指令信号Ｖｖ’がＬｏｗに固定され、Ｖｕ’，Ｖｗ’は二相変調される。インバータ二相変調用信号ＡＩ６がＨｉｇｈとなる二相変調制御角度θ６（２π／３＋α≦θ６≦πーβ）は、インバータ変調指令信号Ｖｗ’がＬｏｗに固定され、Ｖｕ’，Ｖｖ’は二相変調される。

図６に示すように、インバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、二相変調制御角度θ１、θ２、θ３、θ４、θ５、θ６において三相のうちいずれか一相がＨｉｇｈまたはＬｏｗに固定され、残りの二相が二相変調する信号である。またインバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、三相変調制御角度α、βにおいて、三相が全て三相変調する信号、すなわちＶｕ’＝Ｖｕ、Ｖｖ’＝Ｖｖ，Ｖｗ’＝Ｖｗとなる信号である。なお、三相変調制御角度αは位相θがｎπ／３（ｎは整数）から次の二相変調制御が開始されるまでの間であり、三相変調制御角度βは二相変調制御が終了してから位相θがｎπ／３までの間である。

したがって、インバータ制御部１３は、位相６０°周期の制御期間において、二相変調制御角度θ１、θ２、θ３、θ４、θ５、θ６では二相変調方式によりＰＷＭ制御を、三相変調制御角度α、βでは三相変調方式によりＰＷＭ制御を行う。
ここで、三相変調制御角度α、βは交流の周波数ｆにより、Ｔα、Ｔβを一定にするように変動させることから、三相変調を行う時間幅を周波数によらず一定にすることができる。したがって、効率的な二相変調を行うことができる。

本実施形態に係るインバータ制御部１３がインバータ回路Ｉを二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御する構成について、図６を用いて説明した。本実施形態に係るコンバータ制御部１２も、同様にコンバータ回路Ｃを二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御する構成であってもよい。

以上、本実施形態について説明をしたが、本実施形態に係る技術的範囲が本実施形態の説明によって限定的に解釈されるべきではないのは言うまでもない。本実施形態は単なる一例であって、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内において、様々な実施形態の変更が可能であることが当業者によって理解されるところである。本実施形態に係る技術的範囲は特許請求の範囲に記載された発明の範囲及びその均等の範囲に基づいて定められるべきである。

１：電力変換装置
２ａ～２ｃ：入力フィルタコンデンサ
３ａ～３ｃ：入力フィルタリアクトル
４ａ～４ｆ：半導体スイッチング素子
５：平滑コンデンサ
６ａ～６ｆ：半導体スイッチング素子
７ａ～７ｃ：出力フィルタリアクトル
８ａ～８ｃ：出力フィルタコンデンサ
９ａ、９ｂ：直流フィルタリアクトル
１０ａ、１０ｂ：直流フィルタコンデンサ
１１：直流電源（蓄電池）
１２：コンバータ制御部
１３：インバータ制御部
１２１：コンバータ変調指令生成部
１３１：インバータ変調指令生成部
１２２：第１二相変調制御部
１３２：第２二相変調制御部
１２３：第１ＰＷＭ信号生成部
１３３：第２ＰＷＭ信号生成部
１２３ａ，１３３ａ：コンパレータ
１２３ｂ，１３３ｂ：キャリア信号生成部
１２４，１３４：二相変調用信号生成部
１２０：第１位相同期回路（ＰＬＬ回路）
１３０：第２位相同期回路（ＰＬＬ回路）
１２６，１３６：位相比較回路
１２７，１３７：ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１２８，１３８：電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１２９，１３９：Ｖ／θ変換部
３１ａ～３１ｃ：装置入力端子
４１ａ～４１ｃ：交流入力端子
４２ａ～４２ｂ：直流出力端子
６１ａ～６１ｂ：直流入力端子
６２ａ～６２ｃ：交流出力端子
７１ａ～７１ｃ：装置出力端子
９１：三相交流電源
９２：交流負荷
Ｃ：コンバータ回路
Ｉ：インバータ回路
Ｄ：直流回路
Ｆ１：入力フィルタ
Ｆ２：出力フィルタ
Ｆ３：直流フィルタ
ｎ１：中性線
Ｓ：平滑回路

Claims (2)

1. 三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路の直流出力端子に接続され、コンデンサからなる平滑回路と、
   前記コンバータ回路の前記直流出力端子に接続され、かつ、前記平滑回路と並列に接続され、直流電源からなる直流回路と、
   前記平滑回路の直流出力端子、および、前記直流回路の直流出力端子に接続され、前記平滑回路からの直流、または、前記直流回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
   前記コンバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部と、
   前記インバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記コンバータ回路及び前記インバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、
   前記コンバータ回路及び前記インバータ回路の制御期間の６０°周期は、二相変調方式によりＰＷＭ制御する二相変調制御期間と、三相変調方式によりＰＷＭ制御する三相変調制御期間からなり、
   前記コンバータ制御部及び前記インバータ制御部は、前記三相変調制御期間の時間幅が一定となるように、前記三相交流電源からの交流の周波数、前記インバータ回路からの出力交流の周波数に基づいて、三相変調制御期間の角度を制御する、
   電力変換装置。
2. 前記コンバータ制御部及び前記インバータ制御部は、前記三相交流電源からの交流が入力される位相同期回路を有し、
   前記三相変調制御期間の角度は、前記位相同期回路の電圧制御発振器の入力値に基づいて設定される、請求項１に記載の電力変換装置。