JP7816006B2

JP7816006B2 - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法

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Publication number: JP7816006B2
Application number: JP2022094137A
Authority: JP
Inventors: 裕幸加悦; 直嗣鵜殿; 猛梅原; 聡初川
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2022-06-10
Filing date: 2022-06-10
Publication date: 2026-02-18
Anticipated expiration: 2042-06-10
Also published as: JP2023180653A

Description

この開示は、電力変換装置及び電力変換装置の制御方法に関する。

電力変換装置として、いわゆるＤＡＢ（ＤｕａｌＡｃｔｉｖｅＢｒｉｄｇｅ）方式と呼ばれるものが知られている。ＤＡＢ方式の電力変換装置は双方向に電力変換ができる。ＤＡＢ方式の電力変換装置ではさらに、いわゆるソフトスイッチングが可能であり、変圧比が低ければ効率的に電力変換ができる。

しかし、ＤＡＢ方式の電力変換装置においては、変圧比が大きくなるとハードスイッチングとなりスイッチング損失が大きくなるという問題がある。

こうした問題を解決するための提案が特許文献１に開示されている。特許文献１は、５レベルの電圧を出力可能なＤＡＢ絶縁コンバータを開示している。５レベルとは、０、±Ｖ／２、及び±Ｖという電圧をいう。これら電圧の絶対値は３通りなので、３レベル絶縁コンバータとも呼ばれる。この明細書においては、こうした絶縁コンバータを３レベル絶縁コンバータと呼ぶ。

特表２０１４－５０８４９５

特許文献１に開示の技術により、広い範囲の変圧比に対してスイッチング損失を抑えることができるという効果がある。しかし、３レベルのＤＡＢ方式の絶縁コンバータにおいては、直流入出力端の中点電位が不平衡になることがよくあるという問題がある。

一方、最近は停電時に電気自動車の蓄電池の電力を家庭の電力ネットワークに供給するという需要も増えてきた。そのための電力変換装置は、普段は単相３線式の系統と連系運転しており、停電時などには電気自動車の電力を家庭用電力に変換し出力する。系統連系運転時には系統が中性点からの線間電圧を調整するため中性点からの線間電圧の不平衡は問題にならないが、自立運転時のように系統と切り離された状態においては中性点からの線間電圧の不平衡を調整できないという問題がある。
したがって、この開示は、３レベルのＤＡＢ方式の絶縁コンバータにおける直流入出力端の中間電位が不平衡を解決すると同時に、自立運転時にも中性点からの線間電圧の不平衡を調整できる電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

この開示の第１の局面に係る電力変換装置は、単相３線式の交流電路に接続可能な電力変換装置であって、第１の端子対及び第２の端子対と、中点電位の出力端子とを持つ絶縁コンバータと、接続ノードを介して互いに直列接続された２つのコンデンサを含み、第２の端子対間に接続された中間コンデンサ部と、第２の端子対に接続された第１の端子対と交流電路に接続される第２の端子群とを持つインバータとを含み、絶縁コンバータの中点電位の出力端子及び交流電路の中性線は、ともに接続ノードに接続され、電力変換装置はさらに、絶縁コンバータ及びインバータのスイッチングを制御することにより、中間コンデンサ部と交流電路との間の電力伝送と、中点電位を第２の端子対の中間の電位とする中点制御とを行う制御部とを含む。

この開示の第２の局面に係る電力変換装置の制御方法は、単相３線式の交流電路に接続可能な電力変換装置の制御方法であって、電力変換装置は、第１の端子対及び第２の端子対と、中点電位の出力端子とを持つ絶縁コンバータと、接続ノードを介して、第２の端子対間に直列接続された２つのコンデンサを含む中間コンデンサ部と、第２の端子対に接続された第１の端子対と交流電路に接続される第２の端子群とを持つインバータとを含み、絶縁コンバータの中点電位の出力端子及び交流電路の中性線は、ともに接続ノードに接続され、電力変換装置はさらに、絶縁コンバータ及びインバータのスイッチングを制御することにより、中間コンデンサ部と交流電路との間の電力伝送と、中点電位を第２の端子対の中間の電位とする中点制御とを行う制御部とを含み、方法は、制御部が、交流電路の中性線が定電圧制御されていることに応答して、中点制御を停止するステップと、制御部が、電力変換装置が系統から遮断されて第１の端子対に接続された電源からの電力を自立出力していることに応答して、中点制御を開始するステップとを含む。

この開示の上記及び他の目的、特徴、局面及び利点は、添付の図面と関連して理解されるこの開示に関する次の詳細な説明から明らかとなるであろう。

以上のようにこの開示によると、自立運転時にも中間電位の不平衡を調整できる電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を提供できる。

図１は、この開示の第１実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す回路ブロック図である。図２は、図１に示す絶縁コンバータの構成を示す回路ブロック図である。図３は、図１に示すインバータの構成を示す回路ブロック図である。図４は、図１に示す制御部の構成の概略を示すブロック図である。図５は、図１に示す絶縁コンバータのスイッチング素子の名称を説明する図である。図６は、図５に示す絶縁コンバータのスイッチング素子の相補的関係を表形式により示す図である。図７は、図５に示す絶縁コンバータの、系統連系運転時における各スイッチング素子のオン及びオフのタイミングを表形式により示す図である。図８は、図７に示すタイミングを用いて各スイッチング素子を動作させたときの絶縁コンバータの各部における電圧と中間コンデンサへの電流の大きさとを示す図である。図９は、図７に示すタイミングにより１次側インバータ１２０を動作させたときの電流を示す回路図である。図１０は、図７に示すタイミングにより１次側インバータ１２０を動作させたときの電流を示す回路図である。図１１は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１２は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１３は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１４は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１５は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１６は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１７は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１８は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図１９は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図２０は、図７に示すタイミングにより２次側３レベルインバータ１２２を動作させたときの電流を示す回路図である。図２１は、図５に示す絶縁コンバータの、自立運転時における各スイッチング素子のオン及びオフのタイミングを表形式により示す図である。図２２は、３レベル制御による、トランスの２次側電圧と１次側インバータからトランスに流れる電流値との関係を示すタイミングチャートである。図２３は、中点電位の定電圧制御をするときの、トランスの２次側電圧と１次側インバータからトランスに流れる電流値との関係を示すタイミングチャートである。図２４は、シミュレーション時の絶縁コンバータの諸元を表形式により示す図である。図２５は、シミュレーション時のインバータの諸元を表形式により示す図である。図２６は、図１に示す電力変換装置を、中点電位制御なしで自立運転したシミュレーションにおける、電力変換装置の出力電圧の変化を示すグラフである。図２７は、図１に示す電力変換装置を、中点電位制御なしにより自立運転したシミュレーションにおける、中間コンデンサの両極間の電圧を示すグラフである。図２８は、図１に示す電力変換装置を、中点電位制御ありにより自立運転したシミュレーションにおける、電力変換装置の出力電圧の変化を示すグラフである。図２９は、図１に示す電力変換装置を、中点電位制御ありにより自立運転したシミュレーションにおける、中間コンデンサの両極間の電圧を示すグラフである。図３０は、図１に示す電力変換装置を、中点電位制御ありにより自立運転したシミュレーションにおける、トランスの１次側電圧及び２次側電圧の変化を示すグラフである。図３１は、この開示の第２実施形態に係る絶縁コンバータの構成を示す回路ブロック図である。図３２は、この開示の第３実施形態に係る絶縁コンバータの、１次側３レベルインバータ６３０構成を示す回路ブロック図である。図３３は、この開示の第４実施形態に係る絶縁コンバータの、１次側ハーフブリッジ６５０の構成を示す回路ブロック図である。図３４は、この開示の第５実施形態に係る絶縁コンバータの構成を示す回路ブロック図である。

［本開示の実施形態の説明］
以下の説明及び図面においては、同一の部品には同一の参照番号を付してある。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。なお、以下の１又は複数の任意の特徴を組み合わせてもよい。

（１）この開示の第１の局面に係る電力変換装置は、単相３線式の交流電路に接続可能な電力変換装置であって、第１の端子対及び第２の端子対と、中点電位の出力端子とを持つ絶縁コンバータと、接続ノードを介して互いに直列接続された２つのコンデンサを含み、第２の端子対間に接続された中間コンデンサ部と、第２の端子対に接続された第１の端子対と交流電路に接続される第２の端子群とを持つインバータとを含み、絶縁コンバータの中点電位の出力端子及び交流電路の中性線は、ともに接続ノードに接続され、電力変換装置はさらに、絶縁コンバータ及びインバータのスイッチングを制御することにより、中間コンデンサ部と交流電路との間の電力伝送と、中点電位を第２の端子対の中間の電位とする中点制御とを行う制御部とを含む。

上記構成によれば、絶縁コンバータの中点と交流電路の中性線とが接続される。電力変換装置が系統と切り離され自立運転をするときに、インバータの中点電位が絶縁コンバータにより制御される。その結果、自立運転時にも中点電位の不平衡が調整できる。

（２）上記（１）において、絶縁コンバータは、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、１次巻線と絶縁コンバータの第１の端子対との間に接続される１次側インバータ回路と、２次巻線と絶縁コンバータの第２の端子対の間に接続される２次側３レベルインバータ回路とを含んでもよく、中点電位の出力端子は、２次側３レベルインバータ回路内の所定ノードに接続されてもよい。

絶縁コンバータが２次側３レベルインバータ回路を含む。そのため、スイッチング損失が生じない変圧比の範囲を広くとることができるという効果がある。またこの絶縁コンバータはＤＡＢ方式となり、電力変換装置による双方向の電力変換が可能になる。

（３）上記（２）において、制御部は、絶縁コンバータのスイッチングを制御することにより、絶縁コンバータと中間コンデンサ部の間の電力伝送と、中点制御とを行う第１制御部と、インバータのスイッチングを制御することにより中間コンデンサ部と交流電路との間の電力伝送を行う第２制御部とを含んでもよい。

制御部が、絶縁コンバータのスイッチングを制御することにより電力伝送と中点制御との双方を行う。その結果、簡略な回路構成により自立運転時にも中性点からの線間電圧の不平衡を調整できる電力変換装置が提供できる。

（４）上記（３）において、第１制御部は、１次側インバータ回路及び２次側３レベルインバータ回路を、所望の変圧比により定まる位相差をもってスイッチングするようフィードバック制御する位相差制御部と、２つのコンデンサの各々の両極間の電圧が均等となるように、２次側３レベルインバータ回路の中点電位を２つのコンデンサの各々の両極間の電圧を用いて制御する電圧制御部とを含んでもよい。

第１制御部は、変圧圧比により定まる位相差によるスイッチングにより所与の変圧比を実現できる。また電圧制御回路は、２つのコンデンサの両極間の電圧を用いて出力電圧を調整し中点電位を制御できる。

（５）上記（４）において、２次側３レベルインバータ回路は、絶対値が０、第１電圧、第１電圧より高い第２電圧の３レベルに出力電圧を調整可能に構成されており、位相差制御部は、２次側３レベルインバータ回路の出力電圧がサイクルごとに正負を交代するように、かつ各サイクルにおいて出力電圧の絶対値が０、第１電圧、第２電圧、第１電圧、及び０という順番により変化するように２次側３レベルインバータ回路のスイッチングのタイミングを制御するタイミング制御部を含んでもよく、電圧制御部は、中点電位を定電圧制御するように、タイミング制御部が第１電圧を維持する位相を２つのコンデンサの各々の両極間の電圧を用いてフィードバック制御する位相フィードバック制御部を含んでもよい。

２次側３レベルインバータ回路のスイッチングのタイミングを制御することにより、広い変圧比範囲にわたりスイッチング損失を抑えることができる。さらに同じスイッチングのタイミングを変化させることにより、中点電位の制御も行える。変圧比範囲の拡大と中点電位の制御とを同じ回路により実現でき、制御を簡略にできるという効果がある。

（６）上記（５）において、２つのコンデンサは第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを含んでもよく、位相タイミング制御部は、２つのコンデンサの目標電圧の２乗と第１のコンデンサの両極間の電圧の２乗との差の絶対値である第１の値、及び２つのコンデンサの目標電圧の２乗と第２のコンデンサの両極間の電圧の２乗との差の絶対値である第２の値を算出する算出部と、第１の値及び第２の値のうちの最大値を選択する最大値選択部と、最大値選択部により選択された最大値が０となるように２次側３レベルインバータ回路のスイッチングのタイミングを決定するタイミング決定部とを含んでもよい。

コンデンサの両極間の電圧の２乗はコンデンサに蓄積されたエネルギの多寡を表す。目標電圧の２乗とコンデンサの両極間の電圧の２乗とを比較することにより、コンデンサの目標電圧により蓄積されるエネルギと実際のコンデンサに蓄積されたエネルギとの差の絶対値を表す値が２つのコンデンサの各々に対して得られる。この情報のうち、いずれか大きな値が０に近づくように２次側３レベルインバータ回路のスイッチングのタイミングを決定する。電圧の２乗を制御に用いることにより、電圧の正負の符号を考慮する必要がない。その結果、制御が簡単になるという効果がある。

（７）上記（２）から（６）のいずれか１つにおいて、１次側インバータ回路は、１次側３レベルインバータ回路を含んでもよい。

１次側インバータ回路も３レベルを採用することにより、スイッチング損失なく昇降圧できる範囲がさらに広くなるという効果がある。

（８）上記（１）から（７）のいずれか１つにおいて、電力変換装置は、中間コンデンサ部の両端に接続された太陽光発電用非絶縁コンバータをさらに含んでもよい。

この構成の結果、太陽光発電のためのいわゆるハイブリッドＰＣＳ（ＰｏｗｅｒＣｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ）にこの開示に係る電力変換装置を適用できるという効果がある。

（９）上記（１）から（８）のいずれか１つにおいて、電力変換装置はさらに、絶縁コンバータ及びインバータのスイッチングを制御することにより、中間コンデンサ部と交流電路との間の電力伝送を行う電力伝送制御部と、インバータが交流電路に接続されているか否かに従って、電力変換制御部及び制御部のいずれかにより絶縁コンバータ部を制御させる選択部を含んでもよい。

電力変換装置が系統などに接続されているときには、中点電位は系統により調整されるので、電力変換装置が中点電位を制御する必要はない。したがってこの場合には電力伝送制御部により絶縁コンバータとインバータとを動作させればよい。電力変換装置が系統から切り離され、自立運転しているときには、選択部が制御部による制御に切り替える。その結果、電力変換装置に自立運転時と系統連系運転時との双方において適切な中点制御が行える。

（１０）この開示の第２の局面に係る電力変換装置の制御方法は、単相３線式の交流電路に接続可能な電力変換装置の制御方法であって、電力変換装置は、第１の端子対及び第２の端子対と、中点電位の出力端子とを持つ絶縁コンバータと、接続ノードを介して、第２の端子対間に直列接続された２つのコンデンサを含む中間コンデンサ部と、第２の端子対に接続された第１の端子対と交流電路に接続される第２の端子群とを持つインバータとを含み、絶縁コンバータの中点電位の出力端子及び交流電路の中性線は、ともに接続ノードに接続され、電力変換装置はさらに、絶縁コンバータ及びインバータのスイッチングを制御することにより、中間コンデンサ部と交流電路との間の電力伝送と、中点電位を第２の端子対の中間の電位とする中点制御とを行う制御部とを含み、方法は、制御部が、交流電路の中性線が定電圧制御されていることに応答して、中点制御を停止するステップと、制御部が、電力変換装置が系統から遮断されて第１の端子対に接続された電源からの電力を自立出力していることに応答して、中点制御を開始するステップとを含む。

上記構成によれば、絶縁コンバータの中点と交流電路の中性線とが接続される。電力変換装置が系統に接続されているときには中点電位は系統により調整される。絶縁コンバータは中点制御を停止してもよい。一方、電力変換装置が系統と切り離され自立運転をするときには、絶縁コンバータがインバータの中点制御を開始する。その結果、自立運転時にも中性点からの線間電圧の不平衡が調整できるという効果がある。

［本開示の実施形態の詳細］
本開示の実施形態に係る電力変換装置及び電力変換装置の制御方法の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本開示はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内におけるすべての変更が含まれることが意図される。

第１第１実施形態
１．構成
１Ａ．全体
図１に、この開示の第１実施形態に係る電力変換装置５０の全体の概略構成を示す。図１を参照して、電力変換装置５０は、蓄電池６０と単相３線の系統６８とに接続される。電力変換装置５０は、蓄電池６０に接続される第１端子対と第２端子対及び後述する中点端子を持つ絶縁コンバータ６２と、絶縁コンバータ６２の第２端子と中点端子とに接続される中間コンデンサ部６４とを含む。

電力変換装置５０はさらに、中間コンデンサ部６４と系統６８とに接続されるインバータ６６と、絶縁コンバータ６２及びインバータ６６に含まれる各スイッチを制御することにより、蓄電池６０からの直流電力を単相３線交流電力に変換するための制御部７２とを含む。電力変換装置５０の出力と系統６８との間には系統連系運転と自立運転とを切り替えるための２組のリレーが設けられる。その２組のリレーの間には負荷７０が接続される。

なお、絶縁コンバータ６２及びインバータ６６は、後述するように複数の半導体スイッチを含む。この実施形態においては、これら半導体スイッチは全てＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。しかし半導体スイッチはＭＯＳＦＥＴには限定されない。半導体スイッチはＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようなバイポーラ型トランジスタでもよい。

１Ｂ．絶縁コンバータ
図２を参照して、絶縁コンバータ６２は、漏れインダクタンス１２６を持つトランス１２４と、１次側端子対１２８及びトランス１２４の一次側巻線に接続された１次側インバータ１２０と、トランス１２４の２次側巻線と２次側端子対１３０とに接続された２次側３レベルインバータ１２２とを含む。

１次側インバータ１２０は、１次側端子対１２８に両端が接続されたコンデンサ１４０と、１次側端子対１２８とトランス１２４の１次側巻線とに接続された１次側フルブリッジ１４２とを含む。

２次側３レベルインバータ１２２は、トランス１２４の２次側巻線及び２次側端子対１３０に接続された２次側フルブリッジ１５０とを含む。２次側３レベルインバータ１２２はさらに、トランス１２４の２次側巻線の第１端子と中点端子１３２との間、及びトランス１２４の２次側巻線の第２端子と中点端子１３２との間にそれぞれ２つずつ設けられた４つのスイッチからなる中点スイッチ１５２を含む。

１Ｃ．インバータ
図３を参照して、インバータ６６は、図２に示す２次側端子対１３０に接続される入力端子対１９０と、中点端子１３２に接続されるノード１８８と、インバータ６６側の端子群１９２とを持つ。端子群１９２は３線であり、中性線１８６は系統の中性線に接続される。なお系統の単相３線は、この実施形態においてはＶ相、Ｏ相及びＷ相とし、Ｏ相が中性線であるものとする。

インバータ６６はさらに、入力端子対１９０に接続されるフルブリッジ１８０と、フルブリッジ１８０の第１レグの半導体スイッチの接続点と、トランス１２４（図２を参照）の１次側巻線の第１端子及び中性線１８６とに接続される平滑ＬＣ回路１８２と、フルブリッジ１８０の第２レグの半導体スイッチの接続点と、トランス１２４（図２を参照）の１次側巻線の第２端子及び中性線１８６とに接続された平滑ＬＣ回路１８４とを含む。

１Ｄ．制御部７２
図４に制御部７２の構成を示す。図５には、図４において参照する各半導体スイッチの参照名を示す。

図４を参照して、制御部７２は、後述するように３レベル制御において使用されるパラメータαに関する指示値であるα指示値２１０と、図１に示す第１コンデンサ９０及び中点９４に蓄積されるエネルギ差の目標値Ｑ^*＝０と、連系運転時の通常の電流の目標値Ｉ^*と、自立運転時の電圧目標値Ｖ^*とを受けて、フィードバック制御により図５に示す１次側インバータ１２０の各スイッチＳａ１からＳａ４、及び２次側３レベルインバータ１２２の各スイッチＳｂ１からＳｂ８にＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を出力するためのＰＷＭ制御部２１８を含む。

ＰＷＭ制御部２１８のフィードバック制御は、タイミング制御部２１２、電圧制御部２１４及び位相差制御部２１６からなる。位相差制御部２１６は、連系時制御部２４０と、自立運転制御部２４２と、電力変換装置５０が系統に接続されているときには連系時制御部２４０を選択して電力変換装置５０を制御させ、自立運転時には自立運転制御部２４２を選択して電力変換装置５０を制御させるためのセレクタ２４４とを含む。これらについての詳細は、３レベル制御と関連するため、３レベル制御についての説明とともに後述する。

２.制御及び動作
２Ａ.３レベル制御
図５に示す各スイッチを使用して、２次側３レベルインバータ１２２の３レベル制御をする構成について説明する。図６に１次側インバータ１２０及び２次側３レベルインバータ１２２の各スイッチの相補関係を表形式により示す。図７に、各スイッチをオン及びオフするタイミングをスイッチごとに示す。図７において使用するφ、α及びβの関係を図８に示す。なお、この実施形態において、これらは以下の関係を満たすものとする。αは所与の値であり、βは絶縁コンバータ６２の動作時にフィードバックにより決定される。φ、βの決定方法（制御方法）については後述する。

－π／２＜φ＜π／２
０＜α＜β＜π／２
図８を参照して、Ｖ_ａはトランス１２４の１次側に印加される１次側電圧波形３００を示す。図８に示すように、トランス１２４の１次側には、半周期πにおいて電圧Ｖ_１及び－Ｖ_１が交代的に印加される。図９及び図１０には、それぞれ、位相θが０＜θ＜π、及びπ＜θ＜２πにおける１次側インバータ１２０内の電流経路を示す。

Ｖ_bはトランス１２４の２次側の電圧波形３０２を示す。１次側電圧は２次側電圧より位相差φだけ進んでいる。図８の波形３０２から分かるように、３レベル制御の場合、半周期πの間に、２次側の電圧の絶対値がＶ₂／２となる期間と、Ｖ₂となる期間とがある。すなわち、１次側の周期よりφだけ遅れたタイミングを基準として、さらに位相αだけ遅れた時点（φ＋α）に電圧の絶対値がＶ₂／２となる。基準となるタイミングから位相βだけ遅れた時点（φ＋β、ただしα＜β）においてさらに電圧の符号が同じで絶対値がＶ₂となる。その後、位相がπ－βとなった時点において電圧の符号が同じで絶対値がＶ₂／２となる。さらに位相がπ－αとなった時点において電圧が０となる。次の半周期においては、各位相がπだけ進み、電圧の符号が逆転することを除き同じ電圧変化が生じる。

図８には、図５のフルブリッジの各スイッチＳｂ１及びＳｂ２、Ｓｂ５及びＳｂ６の電圧波形３０４、３０６、３０８及び３１０を示す。これらの波形の組み合わせによりＶ_bの電圧波形３０２が生成される。

図１１から図２０には、それぞれ、図７の（１）及び（１０）に示したタイミングにおける２次側３レベルインバータ１２２内の電流を示す。なお、以下の説明においては図１に示す第１コンデンサ９０をＣ_topと呼び、第２コンデンサ９２をＣ_bottomと呼ぶ。

（１）及び（１０）は０＜θ＜φ－βの期間である。この期間には電流はバス充電に用いられる。

（２）はφ－β＜θ＜φ－αであってかつ転流前には、Ｃ_bottomの充電が行われる。転流後にはＣ_bottomから放電する。

（３）はφ－α＜θ＜φ＋αの期間である。この期間には、電流は２次側３レベルインバータ１２２内を循環し、Ｃ_top及びＣ_bottomには変化はない。

（４）はφ＋α＜θ＜φ＋βの期間である。この期間には、Ｃ_bottomの充電が行われる。

（５）及び（６）はφ＋β＜θ＜π＋φ－βの期間である。この期間において、電流はバス充電に用いられる。

（７）はπ＋φ－β＜θ＜π＋φ－αの期間である。この期間には転流が生ずる。転流前には、Ｃ_topの充電が行われる。転流後にはＣ_topから放電される。

（８）はπ＋φ－α＜θ＜π＋φ＋αの期間である。この期間には、電流は２次側３レベルインバータ１２２を循環する。

（９）はπ＋φ＋α＜θ＜π＋φ＋βの期間である。この期間にはＣ_topの充電が行われる。

以上の電流の流れに応じて１次側インバータ１２０からトランス１２４に供給される電流の値も変化する。その変化を図８において電流波形３１２により示す。

以上の説明において、位相φの値については所与のものとして説明してきた。しかし、３レベル制御を行うためには、図１に示す絶縁コンバータ６２においてこの位相φの値をフィードバック制御する必要がある。３レベル制御のための位相φフィードバック制御方法の概略について、図２１以下を参照して説明する。

図２１に、この実施形態におけるＰＷＭ制御部２１８によるフィードバック制御方法の概略について表形式により示す。図１に示す電力変換装置５０は、上記したように系統連系運転と自立運転との２通りに動作する。

系統連系運転において、絶縁コンバータ６２は、１次側の定電流制御又は定電力制御により動作する。インバータ６６は中間コンデンサ部６４の定電圧制御を行う。中点電位は系統により調整されるので、電力変換装置５０において中点制御をする必要はない。

自立運転において、絶縁コンバータ６２は、２次側、すなわち中間コンデンサ部６４の定電圧制御と、中点９４の定電圧制御を行う。インバータ６６は、単相三線回路の２線（すなわち、ＵＷ間）の定電圧制御を行う。

絶縁コンバータ電力伝送のフィードバック制御において、図２に示したように、１次側が２レベルの１次側インバータ１２０、２次側が２次側３レベルインバータ１２２であるＤＡＢ方式の場合、１次側から２次側に伝送される電力Ｐ₀は以下の式により表される。

系統連系運転時の制御構成を図４の連系時制御部２４０により示す。図４を参照して、連系時制御部２４０は、位相φに対する定電流制御を行う。すなわち、連系時制御部２４０は、通常の電流目標値Ｉ^*を受け、出力電流Ｉ₁に関し、電流目標値Ｉ^*に対するＰＩ制御により位相φをフィードバック制御する。

自立運転時の制御構成を図４の自立運転制御部２４２により示す。図４を参照して、自立運転制御部２４２は、位相φに対する定電圧制御を行う。すなわち、自立運転制御部２４２は、２次側３レベルインバータ１２２の出力電圧Ｖ₂を使用して電圧目標値Ｖ^*に対するＰＩ制御により電流目標値Ｉ^*を得る。２次側３レベルインバータ１２２はさらに、この電流目標値Ｉ^*に基づいて、図４に示す電流フィードバック制御のマイナーループにより位相φをフィードバック制御する。

この結果得られる、トランス１２４の２次側電圧Ｖ_bと１次側インバータ１２０からトランス１２４に流れる電流値ＩＬとの関係を図２２に示す。

図２２を参照して、位相θがφ－β＜θ＜φ－αを満たす期間は、図１２及び図１３を参照して説明したように転流が生じる。したがって、この期間の前半（転流前）には、図２２のＣ_bottom充電部４００に示すように第２コンデンサ９２が充電される。この期間の後半（転流後）には、図２２のＣ_bottom放電部４０４に示すように第２コンデンサ９２から放電される。さらに、位相θがφ－α＜θ＜φ＋αを満たす期間には第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２の双方について、充電も放電も行われない（図１４を参照）。位相θがφ＋α＜θ＜φ＋βを満たす期間には、図２２のＣ_bottom充電部４０２に示すように再び第２コンデンサ９２が充電される（図１５を参照）。その後、位相θがφ＋β＜θ＜π＋φ－βの期間（図１６）の期間には第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２の双方について、充電も放電も行われない。なお、この期間中においてθ＝πとなるとＩＬの値は減少に転じる。

位相θがπ＋φ－β＜θ＜π＋φ－αの期間には、図１７及び図１８に示すように転流が生じる。この期間の前半（転流前）には、図２２のＣ_top充電部４０６に示すように第１コンデンサ９０が充電される（図１７を参照）。この期間の後半（転流後）には、図２２のＣ_top充電部４０６に示すように第１コンデンサ９０が放電される（図１８を参照）。さらに位相θがπ＋φ－α＜θ＜π＋φ＋αの期間には、第１コンデンサ９０、第２コンデンサ９２についての充電も放電も行われない（図１９を参照）。さらに位相θがπ＋φ＋α＜θ＜π＋φ＋βの期間には、図２２のＣ_top充電部４０８に示すように、第１コンデンサ９０の充電が行われる（図２０を参照）。

２Ｂ.中点制御
中点電位の定電圧制御は以下のように行われる。図２２に示すように、１周期における第２コンデンサ９２の充電量は、Ｃ_bottom充電部４００及び４０２の面積の和からＣ_bottom放電部４０４の面積を引いたものにより表される。また第１コンデンサ９０の充電量は、Ｃ_top充電部４０６及び４０８の面積の和からＣ_top放電部４１０の面積を引いたものにより表される。第１コンデンサ９０の両端間の電圧をＶ_2u、第１コンデンサ９０の両端間の電圧をＶ_2dとする。この実施形態における制御においては、Ｖ_2u－Ｖ_2d＝０とすることが第１の目標となる。すなわち、第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２の充電量を制御する必要がある。そのために、まず図２２においてγにより示す量、すなわちγ＝β－αを決定する。図２２から分かるように、γを大きくすればコンデンサの充電量は減少し、ガンマを小さくすればコンデンサの充電量は増加する。

第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２の静電容量をいずれもＣとし、各コンデンサの両端間の電圧をＶとする。第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２の各々について、その保持するエネルギＱは以下の式により表せる。

この式に従い第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２のコンデンサエネルギＱ_2u及びＱ_2dを計算する。ここにおける目標はＱ_2u＝Ｑ_2d＝Ｖ₂／２とすることである。このフィードバック制御は以下のように行う、目標電圧Ｖ₂／２に対し、充放電が必要なエネルギが多い方のコンデンサに対してγをフィードバック制御する。ここでは、エネルギを基準としており、かつ第１コンデンサ９０と第２コンデンサ９２の静電容量はいずれもＣであるため、電圧だけを考慮すればよい。したがって｜（Ｖ₂／２）^２―（Ｖ_2u）^２｜と｜（Ｖ₂／２）^２―（Ｖ_2d）^２｜の値を比較し、いずれか大きな方が選択される。目標値Ｑ^*＝０と、選択された値との差分によるＰＩ制御によりγをフィードバック制御する。この制御構造を図４のタイミング制御部２１２により示す。

図４を参照して、タイミング制御部２１２は、２次側３レベルインバータ１２２の出力電圧がサイクルごとに正負を交代するように、かつ各サイクルにおいて出力電圧の絶対値が０、Ｖ₂／２、Ｖ₂、Ｖ₂／２、及び０という順番により変化するように２次側３レベルインバータ１２２のスイッチングのタイミングを制御するために、γ及びβをフィードバック制御する。そのためにタイミング制御部２１２は、コンデンサの目標電圧であるＶ₂／２の２乗と第１コンデンサ９０の電圧Ｖ_2uの２乗との差の絶対値である第１の値を算出する第１算出部２３０と、Ｖ₂／２の２乗と第２コンデンサ９２の電圧Ｖ_2dの２乗との差の絶対値である第２の値を算出する第２算出部２３２とを含む。タイミング制御部２１２はさらに、第１の値と第２の値とのいずれか最大となる値を選択する最大値選択部２３４と、第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２の双方に蓄積されたエネルギの差の目標値Ｑ^*＝０と最大値選択部の出力とを使用してＰＩ制御することによりγを算出するγ算出部２３６と、算出されたγとαとを合計してベータを出力する加算回路２３８とを含む。

タイミング制御部２１２により、第１コンデンサ９０と第２コンデンサ９２の各々の両端間の電圧Ｖ_2u及びＶ_2dがいずれも目標電圧Ｖ₂／２となるように制御できる。この場合、エネルギを計算に用いることにより、目標電圧と出力電圧との差分の符号を考慮する必要なくフィードバック制御できるという効果がある。もちろん、エネルギを用いずに電圧を使用し差分の符号を考慮した上でフィードバック制御してもよい。

こうしてγが得られたら、γ＝β－αの関係からβを求めることができる。

次に、この実施形態においては中点電位の定電圧制御のために以下のような処理を行う。図２３に示すように、Ｖ_bの電圧波形の中において、Ｖ_bの電圧の絶対値がＶ₂／２である部分は動かさずに、Ｖ_bの電圧の絶対値がＶ₂である部分を左右に移動させる。この移動分の位相の大きさをδとする。

図２３を参照して、例えばδ＞０として、２次側の電圧波形４２０を例にとると、電圧の絶対値がＶ₂の部分について、その位相がδだけ進む。すなわち電圧波形４２０の上部に突出した凸部４２４が左側にδだけ移動する。その結果、２次側３レベルインバータ１２２の出力電流が図２３において電流波形４２２により示すように変化する。そのため、第２コンデンサ９２を充電する期間であるＣ_bottom充電部４４０及び４４２の部分の面積が図２２におけるＣ_bottom充電部４００及び４０２の面積より減少する。Ｃ_bottom放電部４４４の面積も図２２のＣ_bottom放電部４０４より減少するが、その減少分は例えばＣ_bottom充電部４０２の減少分よりはるかに小さい。したがってこの場合には第２コンデンサ９２への充電量が減少する。一方、図２３のＣ_top充電部４４６及び４４８の面積は増大する。その結果、Ｃ_top放電部４５０の減少分を考慮しても第１コンデンサ９０の充電量は増加する。したがって、Ｖ_2u＝Ｖ_2dとなるようにδの値を調整することにより第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２の充電量を制御できる。

この制御構造を図４の電圧制御部２１４により示す。図４を参照して、電圧制御部２１４において、Ｖ_2u及びＶ_2dの差分を求める。この例においてはＶ_bottom―Ｖ_topを差分として求める。この差分と目標値Ｖ^*＝０との差分を用いたＰＩ制御によりδをフィードバック制御する。

以上のようにこの実施形態によれば、電力変換装置５０の自立運転において、中点が系統の中性点から切り離されても、絶縁コンバータ６２がその電位を制御する。絶縁コンバータ６２の中点端子１３２が中間コンデンサ部６４の中点９４に接続されているため、中間コンデンサ部６４の中点電位がインバータ６６により制御される。その結果、この実施形態によれば電力変換装置５０の自立運転時にも中間コンデンサ部６４の中点９４に不平衡が生じることが防止できる。

３.シミュレーション結果
上記した図１に示す電力変換装置５０についてシミュレーションし、その結果を確認した。

図２４に、シミュレーションにおいて電力変換装置５０の絶縁コンバータ６２の諸元として設定した値を示す。図２５に、シミュレーションにおいて電力変換装置５０のインバータ６６の諸元として設定した値を示す。シミュレーションは、上記したような中点電位制御を行うことなく電力変換装置５０が自立運転を行った場合と、中点電位制御を行って電力変換装置５０が自立運転を行った場合とについてのものである。

３Ａ.中点制御なしのシミュレーション結果
図２６に、中点制御なしのシミュレーションにおける交流電圧波形を示す。図２６は、単相３線のＵ相Ｏ相間の電圧Ｖ_uoの出力波形５００、Ｏ相Ｗ相間の電圧Ｖ_owの出力波形５０２、及びＵ相Ｗ相間の電圧Ｖ_uwの出力波形５０４を示す。図２７には、１次側電圧Ｖ₁の電圧波形５２４と、第１コンデンサ９０の電圧Ｖ_2uの電圧波形５２０と、第２コンデンサ９２の電圧Ｖ_2dの電圧波形５２２とを示す。

図２６から分かるように、出力波形５００と出力波形５０２との間にかなりの相違が生じている。出力波形５００は目標よりもやや低く、出力波形５０２は目標よりもやや高い。

図２７からは、第１コンデンサ９０及び第２コンデンサ９２のそれぞれの両端間の電圧が目標値と異なっており、中点９４に不平衡が生じていることが分かる。第１コンデンサ９０の電圧は目標より低く、第２コンデンサ９２の電圧は目標より高い。

３Ｂ.中点制御ありのシミュレーション結果
図２８に、中点制御ありのシミュレーションにおける交流電圧波形を示す。図２８は、電圧Ｖ_uoの出力波形５４０、Ｏ相Ｗ相間の電圧Ｖ_owの出力波形５４２、及びＵ相Ｗ相間の電圧Ｖ_uwの出力波形５４４を示す。図２９には、１次側電圧Ｖ₁の電圧波形５６４と、第１コンデンサ９０の電圧Ｖ_2uの電圧波形５６０と、第２コンデンサ９２の電圧Ｖ_2dの電圧波形５６２とを示す。

図２８を図２６と比較すると、中点制御ありの場合には、出力波形５４０と出力波形５４２とがほぼ等しく制御されていることが分かる。また図２９を図２７と比較すると、第１コンデンサ９０と第２コンデンサ９２との双方について、両端の電圧が互いにほぼ等しく調整されていることが分かる。

図３０に、このときのトランス１２４の１次側の電圧のトランス１次側電圧波形５８０と２次側の電圧のトランス２次側電圧波形５８２とを示す。トランス２次側電圧波形５８２から、２次側においては２次側３レベルインバータ１２２による中点電位制御のために、トランス２次側電圧波形５８２の波形の凸部（図２３の凸部４２４）が、その下のＶ₂／２の先頭部分付近まで移動している事がわかる。つまりこの例においてはβ―αはほぼ０、すなわちδ≒γとなっている。図２３に関連して説明したとおり、δの値が小さくなると第２コンデンサ９２の充電量が減少し、第１コンデンサ９０の充電量が増加する。その結果、中点電位制御なしの場合に図２７の電圧波形５２０に示すように第１コンデンサ９０の両端間の電圧が低かったのに対し、中点電位制御を行うと第１コンデンサ９０への充電量が増加し、第１コンデンサ９０の両端間の電圧は図２９に示すようにほぼ目標値と等しくなっていることが分かる。これは第２コンデンサ９２の場合も同様である。第２コンデンサ９２の場合、中点電位制御なしの場合には第２コンデンサ９２の両端間の電圧が高かったのに対し、中点電位制御を行うと図２９の電圧波形５６２に示すように電圧はほぼ目標値と等しくなっている。

３Ｃ.シミュレーション結果の評価
このように、シミュレーションによってもこの実施形態に係る中点電位制御が有効であることが確認できた。したがって、電力変換装置５０によれば、電力変換装置５０の自立運転時にも、中点９４の電位（中点電位）が絶縁コンバータ６２により正しく制御される。この結果、電力変換装置５０の自立運転時に蓄電池６０の電力により負荷を稼働させても、問題が生じる可能性を小さくできるという効果が得られる。

第２第２実施形態
図３１には、図１に示す絶縁コンバータ６２に代えて使用できる絶縁コンバータ６００の回路ブロック図を示す。絶縁コンバータ６００が絶縁コンバータ６２と異なるのは、図１及び図２に示す２次側３レベルインバータ１２２に代えて、２次側３レベルインバータ６１０を含む点である。

２次側３レベルインバータ６１０が図２に示す２次側３レベルインバータ１２２と異なるのは、図２に示す中点スイッチ１５２に含まれる各中点スイッチＳｂ２及び３、Ｓｂ６及び７の位置が図３１に示すように変更されている点である。２次側３レベルインバータ６１０はさらに、トランス１２４の２次側の巻線の第１端子と中点端子１３２との接続線とスイッチＳｂ１及び２の接続ノードとに接続されたダイオードと、スイッチＳｂ３とＳｂ４の接続ノードとトランス１２４の２次側の巻線の第１端子と中点端子１３２との接続線とに接続されたダイオードとを含む点においても２次側３レベルインバータ１２２と異なる。２次側３レベルインバータ６１０はさらに、スイッチＳｂ５及び６の接続ノードとトランス１２４の２次側の巻線の第２端子と中点端子１３２との接続線との間に接続されたダイオードと、スイッチＳｂ７とＳｂ８の接続ノードとトランス１２４の２次側の巻線の第１端子と中点端子１３２との接続線とに接続されたダイオードとを含む点においても２次側３レベルインバータ１２２と異なる。

２次側３レベルインバータ６１０は図２に示す２次側３レベルインバータ１２２と異なる構成ではあるが、図７に示す表にしたがって、かつ図４に示す制御部７２を使用して動作させることにより、第１実施形態と全く同様に機能できる。その結果、この第２実施形態に係る２次側３レベルインバータ６１０を含む絶縁コンバータ６００を使用した電力変換装置を自立運転させる際にも、中点電位制御を正しく行えるという効果がある。

第３第３実施形態
図３２には、図２に示す絶縁コンバータ６２の１次側インバータ１２０に代えて使用できる１次側３レベルインバータ６３０の回路ブロック図を示す。図３２を参照して、１次側３レベルインバータ６３０が絶縁コンバータ６２と異なるのは、図２に示すコンデンサ１４０に代えて直流電源の双方の端子の間に直列に接続された２つのコンデンサ６４２及び６４４を含む点、及びこれら２つのコンデンサ６４２及び６４４の接続ノード６４６と、第１レグの２つのスイッチの接続ノード及び第２レグの２つのスイッチの接続点との間に設けられた中点スイッチ６４０を含む点である。

中点スイッチ６４０は、接続ノード６４６と、第１レグの２つのスイッチの接続ノードとの間に直列に接続された２つのスイッチと、接続ノード６４６と、第２レグの２つのスイッチの接続ノードとの間に直列に接続された２つのスイッチを含む。これら４つのスイッチの構成は、図２の中点スイッチ１５２と同様である。

この第３実施形態によれば、１次側３レベルインバータ６３０の側においても３レベル制御を行うことができる。その結果、１次側３レベルインバータ６３０においてもスイッチング損失の発生を防ぎながら電力変換装置において可能な変圧範囲をさらに広げることができる。

第４第４実施形態
図３３に、この開示の第４実施形態に係る１次側ハーフブリッジ６５０の回路ブロック図を示す。図３３を参照して、１次側ハーフブリッジ６５０は、図３２に示すものと同様、接続ノード６４６において互いに接続されたコンデンサ６４２及び６４４を含む。接続ノード６４６はトランス１２４の第１端子に接続される。１次側ハーフブリッジ６５０はさらに、図２に示す１次側インバータ１２０の１次側フルブリッジ１４２に代えて、ハーフブリッジ回路６６０を含む。ハーフブリッジ回路６６０を構成する２つのスイッチの接続点はトランス１２４の第２端子に接続される。

この１次側ハーフブリッジ６５０を、図２に示す１次側インバータ１２０に代えて絶縁コンバータ６２に使用することにより、第１実施形態と同様の効果が得られる。この実施形態においてはフルブリッジではなくハーフブリッジを用いることにより、電力変換装置が使用するスイッチの数を減らし、構成を簡素化できる。その結果、電力変換装置のコストを下げることができる。

第５第５実施形態
図３４に、図１に示す電力変換装置５０において、太陽光発電用非絶縁コンバータ７０２をさらに追加可能とした絶縁コンバータ７００の回路ブロック図を示す。太陽光発電用非絶縁コンバータ７０２には太陽光パネル７０４が接続されている。太陽光発電用非絶縁コンバータ７０２の端子対は中間コンデンサ部６４とインバータ６６との間、又は絶縁コンバータ６２と中間コンデンサ部６４との間において中間コンデンサ部６４の両端子に接続される。

このように絶縁コンバータ７００に太陽光発電用非絶縁コンバータ７０２を接続可能とすることにより、いわゆるハイブリッドＰＣＳにもこの開示を適用でき、自立運転時の中点電位制御を行うことができる。

第６変形例
図４に示す制御部７２は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）などのハードウェア回路により実現することも、マイクロコンピュータなどの汎用の制御装置を適切にプログラミングすることにより実現することもできる。この場合、プログラムはファームウェアとしてマイクロコンピュータ内に固定することもできるし、書き換え可能な記憶装置に記憶させておき、適宜書き換えることもできる。さらに、制御部７２の機能の一部をハードウェア回路により実現し、他の一部をソフトウェアにより実現することも可能である。

制御部７２が制御に使用する情報は、回路内の適切な場所に設けられた電圧センサ及び電流センサの出力である。センサの出力がアナログ信号であれば、制御部７２においてそれらをデジタル化する必要がある。センサの出力がデジタル値であれば、制御部７２は直接それを読み込んでデータとして使用できる。

上記開示は３レベル制御により中点電位制御を行うものであった。しかし、この開示により示した思想は、３レベル制御だけではなく一般的なマルチレベル制御の装置に対しても適用できる。その制御も、上記実施形態において示した基本的な制御方法にもとづいて実現すればよい。

上述の実施形態の各処理（各機能）は、１又は複数のプロセッサを含む処理回路（Ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ）により実現される。上記処理回路は、上記１又は複数のプロセッサに加え、１又は複数のメモリ、各種アナログ回路、各種デジタル回路が組み合わされた集積回路等により構成されてもよい。上記１又は複数のメモリは、上記各処理を上記１又は複数のプロセッサに実行させるプログラム（命令）を格納する。上記１又は複数のプロセッサは、上記１又は複数のメモリから読み出した上記プログラムに従い上記各処理を実行してもよいし、予め上記各処理を実行するように設計された論理回路に従って上記各処理を実行してもよい。上記プロセッサは、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）、ＧＰＵ（ＧｒａｐｈｉｃｓＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）等、コンピュータによる制御に適合する種々のプロセッサであってよい。なお物理的に分離した上記複数のプロセッサが互いに協働して上記各処理を実行してもよい。例えば物理的に分離した複数のコンピュータのそれぞれに搭載された上記プロセッサがＬＡＮ（ＬｏｃａｌＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）、及びインターネットを含むＷＡＮ（ＷｉｄｅＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）などのネットワークを介して互いに協働して上記各処理を実行してもよい。上記プログラムは、外部のサーバ装置等から上記ネットワークを介して上記メモリにインストールされても構わないし、ＣＤ－ＲＯＭ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃＲｅａｄ－ＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ（ＤｉｇｉｔａｌＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｃ）－ＲＯＭ、半導体メモリ等の記録媒体に格納された状態において流通し、上記記録媒体から上記メモリにインストールされても構わない。

今回開示された実施の形態は全ての点において例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、開示の詳細な説明の記載により示されるわけではなく、特許請求の範囲の各請求項によって示され、特許請求の範囲の文言と均等の意味及び範囲内における全ての変更が含まれることが意図される。

５０電力変換装置
６０蓄電池
６２、６００、７００絶縁コンバータ
６４中間コンデンサ部
６６インバータ
６８系統
７０負荷
７２制御部
９０第１コンデンサ
９２第２コンデンサ
９４中点
１２０１次側インバータ
１２２、６１０２次側３レベルインバータ
１２４トランス
１２６漏れインダクタンス
１２８１次側端子対
１３０２次側端子対
１３２中点端子
１４０、６４２、６４４コンデンサ
１４２１次側フルブリッジ
１５０２次側フルブリッジ
１５２、６４０中点スイッチ
１８０フルブリッジ
１８２、１８４平滑ＬＣ回路
１８６中性線
１８８ノード
１９０入力端子対
１９２端子群
２１０ α指示値
２１２タイミング制御部
２１４電圧制御部
２１６位相差制御部
２１８ＰＷＭ制御部
２３０第１算出部
２３２第２算出部
２３４最大値選択部
２３６ γ算出部
２３８加算回路
２４０連系時制御部
２４２自立運転制御部
２４４セレクタ
３００１次側電圧波形
３０２、３０４、３０６、３０８、３１０、４２０、５２０、５２２、５２４、５６０、５６２、５６４電圧波形
３１２、４２２電流波形
４００、４０２、４４０、４４２Ｃ_bottom充電部
４０４、４４４Ｃ_bottom放電部
４０６、４０８、４４６、４４８Ｃ_top充電部
４１０、４５０Ｃ_top放電部
４２４凸部
５００、５０２、５０４、５４０、５４２、５４４出力波形
５８０トランス１次側電圧波形
５８２トランス２次側電圧波形
６３０１次側３レベルインバータ
６４６接続ノード
６５０１次側ハーフブリッジ
６６０ハーフブリッジ回路
７０２太陽光発電用非絶縁コンバータ
７０４太陽光パネル

Claims

単相３線式の交流電路に接続可能で、前記交流電路と接続され、中点電位が系統により制御される系統連系運転と、前記交流電路と切断され、所定の負荷に電力を供給する自立運転とを切り換えて運転可能であり、前記自立運転時において前記中点電位に不平衡が生じることを防止する電力変換装置であって、
第１の端子対及び第２の端子対と、前記中点電位の出力端子とを持つ絶縁コンバータと、
接続ノードを介して互いに直列接続された第１及び第２のコンデンサを含み、前記第２の端子対間に接続された中間コンデンサ部と、
前記第２の端子対に接続された第１の端子対と前記交流電路に接続される第２の端子群とを持つインバータとを含み、
前記絶縁コンバータは、
１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線と前記絶縁コンバータの前記第１の端子対との間に接続される１次側インバータ回路と、
前記２次巻線と前記絶縁コンバータの前記第２の端子対の間に接続される２次側３レベルインバータ回路とを含み、
前記２次側３レベルインバータ回路は、絶対値が０、第１電圧、及び前記第１電圧より高い第２電圧の５レベルに出力電圧を調整可能に構成された複数のスイッチを含み、
前記絶縁コンバータの前記中点電位の出力端子及び前記交流電路の中性線は、ともに前記接続ノードに接続され、
前記電力変換装置はさらに、前記絶縁コンバータ及び前記インバータのスイッチングを制御することにより、前記系統連系運転において、前記１次側インバータ回路の定電流制御又は定電力制御に従って、前記１次側インバータ回路と前記２次側３レベルインバータ回路との間の電力伝送を実行する連系時制御部と、前記自立運転において、前記中間コンデンサ部に関する定電圧制御に従った前記１次側インバータ回路と前記２次側３レベルインバータ回路との間の電力伝送を行う自立運転制御部とを含む制御部を含み、
前記自立運転制御部は、前記電力変換装置の自立運転において、前記２次側３レベルインバータ回路内の前記複数のスイッチのスイッチングのタイミングを制御することによって、前記中点電位を前記第２の端子対の中間の電位とする前記中点電位の制御を行う、電力変換装置。
前記自立運転制御部は、
前記１次側インバータ回路及び前記２次側３レベルインバータ回路を、前記定電圧制御における前記２次側３レベルインバータ回路の出力の目標電圧により定まる位相差をもってスイッチングするようフィードバック制御する位相差制御部と、
前記第１及び第２のコンデンサの各々の両極間の電圧が均等となるように、前記位相差制御部による前記２次側３レベルインバータ回路の前記出力電圧の印加時間をフィードバック制御する電圧制御部とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
前記位相差制御部は、前記２次側３レベルインバータ回路の前記出力電圧がサイクルごとに正負を交代するように、かつ各サイクルにおいて前記出力電圧の絶対値が０、前記第１電圧、前記第２電圧、前記第１電圧、及び０という順番で変化するように前記２次側３レベルインバータ回路に含まれる前記複数のスイッチのスイッチングのタイミングを制御するタイミング制御部を含み、
前記電圧制御部は、前記タイミング制御部が前記第２電圧を維持する位相を前後に移動させることにより、前記第１及び第２のコンデンサの各々の充電量が均等となるように前記タイミング制御部の前記出力電圧の印加時間をフィードバック制御する位相フィードバック制御部を含む、請求項２に記載の電力変換装置。
前記タイミング制御部は、
前記第１及び第２のコンデンサの目標電圧の２乗と前記第１のコンデンサの両極間の電圧の２乗との差の絶対値である第１の値、及び前記第１及び第２のコンデンサの目標電圧の２乗と前記第２のコンデンサの両極間の電圧の２乗との差の絶対値である第２の値を算出する算出部と、
前記第１の値及び前記第２の値のうちの最大値を選択する最大値選択部と、
前記最大値選択部により選択された前記最大値が０となるように前記２次側３レベルインバータ回路のスイッチングのタイミングを決定するタイミング決定部とを含む、請求項３に記載の電力変換装置。
前記中間コンデンサ部の両端に接続された太陽光発電用非絶縁コンバータをさらに含む、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記インバータが前記交流電路に接続されており、前記中点電位が系統により制御されているときは前記連系時制御部を選択し、前記インバータが前記交流電路に接続されておらず、中点制御が必要なときは前記自立運転制御部を、それぞれ選択して前記絶縁コンバータを制御させる選択部をさらに含む、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
単相３線式の交流電路に接続可能で、前記交流電路と接続された系統連系運転と、前記交流電路と切断され、所定の負荷に電力を供給する自立運転とを切り換えて運転可能であり、前記自立運転時に前記電力変換装置の直流入出力端の中性点の電位である中点電位に不平衡が生じることを防止する電力変換装置の制御方法であって、
前記系統連系運転時には、前記中点電位は系統により制御されるため前記中点電位の制御は不要であり、
前記電力変換装置は、
第１の端子対及び第２の端子対と、前記中点電位の出力端子とを持つ絶縁コンバータと、
接続ノードを介して、前記第２の端子対間に直列接続された第１及び第２のコンデンサを含む中間コンデンサ部と、
前記第２の端子対に接続された第１の端子対と前記交流電路に接続される第２の端子群とを持つインバータとを含み、
前記絶縁コンバータは、
１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線と前記絶縁コンバータの前記第１の端子対との間に接続される１次側インバータ回路と、
前記２次巻線と前記絶縁コンバータの前記第２の端子対の間に接続された２次側３レベルインバータ回路とを含み、
前記２次側３レベルインバータ回路は、絶対値が０、第１電圧、及び前記第１電圧より高い第２電圧の５レベルに出力電圧を調整可能に構成された複数のスイッチを含み、
前記絶縁コンバータの前記中点電位の出力端子及び前記交流電路の中性線は、ともに前記接続ノードに接続され、
前記電力変換装置はさらに、前記絶縁コンバータ及び前記インバータのスイッチングを制御することにより、前記系統連系運転において、前記交流電路との間の定電流制御又は定電力制御に従って、前記中間コンデンサ部と前記交流電路との間の電力伝送を実行する連系時制御部と、前記自立運転において、出力に関する定電圧制御に従った電力伝送と、前記中点電位を前記第２の端子対の中間の電位とする中点制御とを行う自立運転制御部とを含む制御部を含み、
前記制御方法は、
前記電力変換装置が前記自立運転から前記系統連系運転に切り替わったことに応答して、前記連系時制御部が前記１次側インバータ回路及び前記２次側３レベルインバータ回路を制御して前記電力変換装置の１次側と２次側との間の電力伝送を開始するステップと、
前記電力変換装置が前記系統連系運転から前記自立運転に切り替わったことに応答して、前記自立運転制御部が、前記１次側インバータ回路及び前記２次側３レベルインバータ回路に含まれる前記複数のスイッチのスイッチングを制御することによって、前記中間コンデンサ部を定電圧制御することにより、前記絶縁コンバータの１次側と２次側との間の電力伝送と、前記中点制御とを開始するステップとを含む、電力変換装置の制御方法。