JPS5826635B2 - 電力変動補償回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、放電灯ｌのような負荷とサイリスタＴとの直
列乃至並列回路をインダクタンス素子りのような限流要
素を介して交流電源Ｅに接続して主回路を構成し、この
交流電源Ｅの半サイクル毎に上記サイリスタＴをオン、
オフし、負荷に適当な電力を供給するようにした回路に
おいて、上記サイリスタＴを制御する弛張発振回路Ａの
コンデンサＣ１を基準電圧源電圧と変動電圧源電圧とに
より充電するようにし、この変動電圧源を負荷電流によ
り影響される部分に設定して敗ることを特徴とする電力
変動補償回路に係り、その目的とするところは交流電源
の電圧変動による実効的な負荷電流の変動を抑制し、安
定な負荷の駆動を簡単な回路により行うことができるよ
うにした電力変動補償回路を提供するにある。

第１図は従来の位相制御方式の放電灯点灯回路の１例を
示すものであって、同図において放電灯ｌは限流要素た
るインダクタンス素子りとサイリスタＴとを介して電圧
■え。

の交流電源Ｅに接続されており、交流電源Ｅはサイリス
タＴによって位相制御され、放電灯ｌはインダクタンス
素子りを介して上記の位相制御された電源によって電力
の供給を受けている。

第２図は第１図回路の動作説明のためのタイムチャート
で、第２図ａは交流電源Ｅの電圧、ｂは放電灯ｌに流れ
るランプ電流Ｉ、ｇ、ｃはサイリスクＴの導通を制御す
る弛張発振回路Ａに設けたコンデンサｃ１の端子電圧■
ｃ１、ｄは放電灯１両端のランプ電圧Ｖｌの波形を夫々
示すものであり、以下第２図を参照して第１図回路の動
作を説明する。

今交流電源Ｅの電圧ＶＡ Ｃのある位相ｔ１において、
交流電源Ｅより抵抗Ｒ１゜Ｒ２を介して充電されていた
コンデンサＣ１の端子電圧■。

１がダイアックＤ。のブレークオーバー電圧に達し、サ
イリスタＴがトリガされる。

このため放電灯ｌにはインダクタンス素子り及びサイリ
スタＴを介して第２図すのようなランプ電流Ｉ７が流れ
この後このランプ電流Ｉｌが反転しようとする位相ｔ２
でサイリスタＴはオフに復帰する。

さらに次の位相ｔ１で再びサイリスタＴがオンし、以後
上記と同様の動作をして放電灯ｌを定常点灯するのであ
る。

ところで上述の第１図実施例回路は、第２図ａに示す電
源電圧ＶＡＣの斜線部分のみを利用するものであるため
、等価的に電源電圧の実効値を低下することになり、位
相制御を行なわなかった場合に必要なインダクタンス素
子Ｌ（限流インピーダンス）に比べて小型のインダクタ
ンス素子りを用いることができ、装置の小型化を達成す
ることができる利点を有するのであるが、反面インダク
タンス素子Ｌ（限流要素）を小型化することにより負荷
変動率が悪化するという難点があった。

第３図は別の従来例で、負荷たる放電灯ｌと並列にサイ
リスタＴを接続し、インダクタンス素子りとコンデンサ
Ｃと放電灯ｌとよりなる振動回路、及びインダクタンス
素子りとコンデンサＣとオン状態のサイリスタＴとより
なる振動回路の２個の振動回路を組合せ利用し、放電灯
ｌを点灯するようにしたものであり、以下第３図従来例
回路の動作について第４図タイムチャートを参照しなが
ら説明する。

全放電灯ｌが定常点灯に移行し、第４図ａの電源ε圧ｖ
Ａｏに対し同図すのようなランプ電流ＩＡ７が放電灯Ｉ
Ｖｃ流れ初めたとすると、電源電圧ＶＡＣの半サイクル
内の位相ｔ１において、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して充電さ
れていた弛張発振回路ＡのコンデンサＣ１の端子電圧■
。

１（同図ｅ）がダイアックＤ。

のブレークオーバー電圧■Ｂ。に達すると、こＣダイア
ックＤ。

は導通しサイリスタＴがトリガされる。

このとき放電灯１はサイリスタＴによって短絡され、サ
イリスタＴには第４図Ｃに示すような電流■。

が流れ始める。この電流■１は純粋なり、Ｃ振動電流で
あり、前記位相ｔ１’ｆｔにサイリスタＴがオフを維持
していたと仮定した場合に放電灯７に流れると考えられ
る電流よりも強い振動電流になる。

従って主回路中のコンデンサＣの電荷は上記仮定の場合
に充電されると考えられる量よりも多く充電されること
になり、電流ＩＴが零を切ろうとする位相ｔ２でサイリ
スタＴはターンオフし、このときコンデンサＣは上記の
ように十分高い電圧にまで充電されている。

そして、このコンデンサＣの端子電圧と電源電圧ＶＡＣ
とが重畳され、次の半サイクルにおいて再び上述の動作
を繰返すものである。

しかして第３図従来例回路は、サイリスタＴのオン期間
においてコンデンサＣへのエネルギ蓄積を行うことによ
り、等測的に電源電圧■Ａｏ を低下し、従って限流要
素としてのインダクタンス素子りやコンデンサＣの小型
化を計ることができるものであるが、反面前述の第１図
従来例の場合と同様に限流要素の各素子を小型化するこ
とに起因して負荷変動率が悪化するという難点があった
。

なお第４図ｄは交流電源Ｅより供給される電流■い。

の波形である。

また第３図の回路において、放電灯ｌの始動に主回路の
ＬＣ振動自身を利用する場合の動作について、以下第５
図のタイムチャートにより説明する。

今前述の定常点灯の場合と同じ電源電圧性。〔第５図ａ
〕の位相ｔ１ でサイリスタＴにトリガがかかると、こ
のタイミングにサイリスタＴはオンし、サイリスタＴに
はＬＣ振動電流■１が流れ、この電流■工が零を切ろう
とする位相ｔ２でサイリスタＴはオフするものであり、
このときコンデンサＣの端子電圧Ｖ。

は第５図のように充電されている。

次の電源電圧■え。の半サイクル中の位相ｔ１で再びサ
イリスクＴがオンすると、電源電圧１へ。

とコンデンサＣの端子電圧■。とが重畳され、前の半サ
イクルよりも大きい振動電流が流れることになり、コン
デンサＣは前の半サイクルより高い電圧まで充電され、
この半サイクルの位相ｔ２ にてサイリスタＴはオフさ
れる。

一方放電灯ｌには電源電圧■よ。

とコンデンサＣの端子電圧■。

との和が印加されるが、上記の如く毎半サイクル毎にコ
ンデンサＣの端子電圧■。

が上昇するので、この電圧ＶＡｃ＋ｖｃ は数サイクル
後には放電灯ｌの始動電圧に達し、その電圧で放電灯ｌ
が始動するものである。

なお上記電圧ＶＡｏ＋■ｏは理論的には無限大まで級数
的に上昇するが、現実的には回路中の抵抗成分等により
電源電圧■Ａｃ の数サイクル後にあるレベルまで達す
ると、その電圧で平衡する。

第５図中ａは交流電源Ｅの電圧■ＡＣ１ｂはサイリスタ
Ｔに流れる電流■１、ＣはコンデンサＣの端子電圧■。

、ｄはサイリスクＴの端子電圧■１の波形を夫々示すも
のである。

従って第３図従来例回路において放電灯ｌを始動させる
場合、無負荷時や放電灯ｌの不点灯時でも電圧■Ａｃ＋
■ｏをあるレベルで平衡させることができるのであるが
、サイリスタＴがターンオフされる位相ｔ、の僅かな変
動でもこの平衡電圧値は大きく変動し、その変動まで含
めて考えるとサイリスタＴの耐圧上極めて不利になると
いう難点があった。

上述のように第１図従来例や第３図従来例にあっては、
いずれの場合においても変動率を改善することが大きな
課題であったが、第６図はこの変動率の改善を考慮した
第１図従来例や第３図従来例回路に用いられるサイリス
タＴ制御部の別の従来例回路を示したものであり、第１
図、第３図従来例の制御部（弛張発振回路Ａ）に対し、
コンデンサＣ１の充電を主回路電流に応じて制御する帰
還充電制御回路Ｂを新たに付加したものである。

しカルで該第６図従来例回路にあっては、主回路電流を
帰還トランスＴｆにて検出し、この帰還トランスＴｆの
２次巻線出力をダイオードＤで整流して抵抗Ｒ５を介し
コンデンサＣ２に印加することにより、上記主回路電流
を検出した検出電流に応じた＠流電圧をコンデンサＣ２
の両端に得る。

かくてこのコンデンサＣ２の両端電圧に応じてトランジ
スタＱのインピーダンスを変化させ、弛張発振回路Ａの
コンデンサＣ０への充電時間を制御するのである。

即ち第１図、第３図従来例回路において、負荷状態の如
何にかかわらず一定であるコンデンサＣ０の充電時定数
を、このコンデンサＣ１に並列に設けた抵抗Ｒ３、ダイ
オードブリッジＤＢ、トランジスタＱよりなる回路の抵
抗値を変化させることにより変化させるものであって、
例えば主回路電流が増加しようとすると、コンデンサＣ
２の電圧が上り、トランジスタＱの抵抗値が下り、コン
デンサＣ１の充電時定数が大きくなって主回路電流を減
少する方向に働き、主回路電流が減少しようとするとき
は上記と逆の動作を行って変動の補償を行うものである
が、反面上述のように第６図従来例回路にあっては、可
変抵抗要素としてのトランジスタＱ、 ｉＭｉ化のため
のダイオードＤ及びダイオードブリッジＤＢ、電位的分
離のための帰還トランジスタ等が必要であり、回路が複
雑化して価格が高価となる欠点があった。

本発明は上述の点に鑑みて提供せるものであって、以下
本発明の実施例を図面により詳述する。

第７図は第１図従来例に対応する本発明の一実施例を示
し、弛張発振回路ＡのコンデンサＣ１充電用の基準電圧
源として設けた交流ツェナー素子ＺＤに変動電圧源とし
て帰還トランスＴＦの２次巻線を直列接続し、この帰還
トランスＴＦの１次巻線を放電灯ｌの両端に接続したも
のである点において第１図従来例と異なる。

しかして基本的動作は前述のとおりであるが、コンデン
サＣ１の充電が放電灯ｌの端子電圧■ｌ検出用の逆カッ
プルされた帰還トランスＴｆの２次電圧■ｌ と交流ツ
ェナー素子ＺＤの端子電圧ＶＺＤ によって行なわれ
る点が第１図従来例と異なっている。

即ち今何らかの原因でランプ電流Ｉｌが減少したとする
と、第７図回路においてランプ電圧■ｌが上昇し、第８
図Ｃに示す交流ツェナ素子ＺＤの端子電圧ＶＺＤ と
帰還トランスＴｆの２次電圧■１２ との和の電圧の位
相が、電圧ＶＺＤ に対して進み、位相ｔ１を早める
方向に働くと同時に、位相ｔ３〜ｔ２間において電圧■
２Ｄ と２次電圧Ｖ７ との和の電圧が増加し、コン
デンサＣ１の充電時間も早められ、両者の合成で位相ｔ
１がさらに前方に移行し、ランプ電Ｋ１１をさらに前方
に移行する方向に働く。

またランプ電流Ｉ６が定常時より増加した場合にあって
は、上記と逆の作用により、ランプ電流■ｌを減少する
方向の帰還が行なわれるものである。

第８図は第７図実施例回路の主要部のタイムチャートを
示し、図中ａは交流ツェナー素子ＺＤの端子電圧■２Ｄ
１ ｂはランプ電圧■ハ ｃは帰還巻線２次電圧■１
２ と端子電圧■２Ｄ との合成電圧■１２＋■２Ｄ、
ｄはコンデンサＣ１の端子電圧Ｖ。

１を夫々示す。第９図は第３図従来例に対応する本発明
の別の実施例回路を示し、交流ツェナー素子ＺＤを用い
た基準電圧源回路の他に、帰還抵抗ＲｆとコンデンサＣ
１との直列回路を変動電圧源として用いる放電灯ｌに並
列接続した点において第３図従来例と異なる構成を有す
るものであって、基本的動作は第３図従来例の場合と同
様であるが、弛張発振回路ＡのコンデンサＣ１の充電が
抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して行なわれると同時に、ランプ電
圧■ｌによって帰還抵抗Ｒｆを介して行なわれる点にお
いて異なる。

しかして今何らかの原因でランプ電流Ｉ、５が減少した
とすると、ランプ電圧Ｖ、６は上昇することになり、こ
のため帰還抵抗Ｒｆを介してコンデンサＣ８に充電され
る電荷量が増加し、サイリスタＴが導通する電源電圧■
え。

の位相ｔ１が前方に移動する。

このとき電源電圧ＶＡＣの瞬時値は高くなる方向である
ので、サイリスタＴのオン期間中において主回路Ｃに蓄
積されるエネルギ量は増加し、次の半サイクルのランプ
電流■ｌを増加する方向に働くものであり、他方ランプ
電流■ｌが定常より増加した場合には、上述と逆の作用
により位相ｔ１が後方へ移行し、ランプ電流Ｉ、ｌ？を
減少する方向への帰還が行なわれるものである。

なお第１０図は第５図実施例のタイムチャートを示し、
同図中ａは交流ツェナー素子ＺＤの端子電圧■２Ｄ、ｂ
はランプ電圧Ｖ、５．ｃはコンデンサＣ１の端子電圧■
。

１を夫々示しているものである。

本発明は上述のように、サイリスタＴを制御する弛張発
振回路のコンデンサを基準電圧源電圧と変動電圧源電圧
とにより充電するようにし、この変動電圧源を負荷電流
により影響される部分に設定したので、交流電源の電圧
変動その他に起因する実効的な負荷電流の変動を適確に
抑制することができるものであって、しかも従来例のよ
うに多くの高価な素子を用いた複雑な回路を構成する必
要がなく、単純な構成で設計が容易化されるどともに大
巾な価格の低減を可能とすることができ、かつ高信頼性
化を達成することができる効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の前提となる従来例の回路図、第２図は
同上回路のタイムチャート、第３図は本発明の前提とな
る他の従来例の回路図、第４図は同上の定常点灯時′の
タイムチャート、第５図は同上の始動時のタイムチャー
ト、第６図は従来例のサイリスク制御部の要部回路図、
第７図は本発明一実施例の回路図、第８図は同上のタイ
ムチャート、第９図は本発明の他の実施例の回路図、第
１０図は同上のタイムチャートであり、ｌは放電灯、Ｔ
はサイリスタ、Ｌはインダクタンス素子、Ｅは交流電源
、Ａは弛張発振回路、Ｃ１はコンデンサである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 放電灯のような負荷とサイリスタとの直列乃至並列
   回路をインダクタンス素子のような限流要素を介して交
   流電源に接続して主回路を構成し、この交流電源の半サ
   イクル毎に上記サイリスタをオン、オフし、負荷に適当
   な電力を供給するようにした回路において、上記サイリ
   スタを制御する弛張発振回路のコンデンサを基準電圧源
   電圧と変動電圧源電圧とにより充電するよ５うにし、こ
   の変動電圧源を負荷電流により影響される部分に設定し
   て成ることを特徴とする電力変動補償回路。