JPS5833595B2 - 信号発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、コンデンサと半導体装置とで構成した時間の
双曲線関数あるいは時間の双曲線関数の対数に比例した
信号を発生する信号発生装置に関するものである。

従来よりコンデンサと抵抗とを使用し、時間とともに直
線的、あるいは対数的に変化する信号を発生する回路は
広く実用化されているが、時間の双曲線あるいは双曲線
の対数に比例した信号を発生ずる精度の高い回路は適当
なものがなかった。

本発明は、コンデンサおよび接合を有する半導体装置の
もつ特性を巧みに利用して双曲線関数信号あるいは双曲
線関数の対数に比例した信号を得られるようにしたもの
であって、その原理図を第１図に示す。

第１図において、１はコンデンサ、２はこのコンデンサ
１に接続された半導体装置で、ここではトランジスタを
ダイオード接続したものを例示する。

半導体装置はＰＮ接合をもつダイオードであってよい。

この回路において、コンデンサ１と半導体装置２とは、
コンデンサ１の電位差ｅと半導体装置２の電位差とが等
しくなるように、また、コンデンサ１に流れる電流に比
例した電流が半導体装置に流れるように接続されている
。

いま、コンデンサ１にスイッチＳを介して直流電圧Ｅｓ
を与えた後Ｓを開いた場合、コンデンサ１に流れる電流
（ここでは半導体装置２に流れる電流と同一）ｉと、半
導体装置２に加わる電圧（ここではコンデンサ１の電位
差と同一）ｅは、それぞれ（１）式および（２）式で表
わされる。

ただし、Ｃ：コンデンサ１の静電容量 に：ボルツマン定数 Ｔ二手導体装置の接合面温度 ｑ：電子電荷 Ｉｃｏ ：半導体装置の逆方向電流 （１）式および（２）式からｅを消去すると（３）式が
得られる。

（３）式において、 ｉ （ｏ） ｉｏとすれば、この特異 解は（４）式の通りとなる。

（４）式において、ｋＴＣ／ｑおよびｋＴＣ／ｑｉｏは
いずれも一定な値であるから、コンデンサ１に流れる電
流ｉは、第２図に示すように時間ｔに対して双曲線関数
となる。

また、半導体装置２に加わる電圧ｅは、（４）式を（２
）式に代入すれば明らかなように双曲線関数の対数に比
例した信号となる。

第３図は第１図に示す信号発生装置を周波数信号を電圧
信号に変換する回路に適用した場合の接続図である。

図において、３０はたとえば第４図イに示すような変換
すべき周波数ｆのパルス列信号ｓｆが印加される端子、
Ｍｌはこのパルス列信号ｓｆでトリガされる単安定マル
チバイブレークで、第４図中こ示すようなサンプリング
パルスＰＳ１を発生する。

Ｍ２はＰＳｌでトリガされる単安定マルチバイブレーク
で、第４図ハに示すようなスイッチＳを駆動する周波数
ｆの駆動パルスＰＳ２を発生する。

スイッチＳが、駆動パルスＰＳ２によって△ｔ（△ｔは
単安定マルチバイブレークＭ２の回路定数で決まる）の
開駆動されると、コンデンサ１はこの間に充電され、半
導体装置２には第４図二に示すような電流が流れる。

スイッチＳがオフになると、コンデンサ１に流れる電流
、すなわち、半導体装置２に流れる電流ｉは、（４）式
で示されるような双曲線関数信号となる（第４図二の波
形参照）。

この信号は、帰還抵抗Ｒｆを有する演算増幅器ＯＰの入
力端に与えられ、Ｔｏ−△を時間後にはその出力端から
（５）式で示されるような信号ｅｙを得ることができる
。

ただし、Ｒｆ：帰還抵抗Ｒｆの抵抗値 Ｔｏ：変換すべきパルス信号の周期 （５）式において、スイッチＳがオンとなる時間△ｔお
よびまたはｉｏを△を−ｋＴＣなる関係に設ｌＯ 定すると、（５）式は（６）式の通りとなる。

（６）式から明らかなように、演算増幅器ＯＰの出力信
号ｅｙは、変換すべき周波数ｔに比例した値となる。

サンプルホールド回路ＳＨ１は、この信号ｅｙを次の入
力パルスと同期したサンプリングパルスＰＳ１によって
サンプリングし、出力端子３１に、パルス間隔Ｔｏの逆
数すなわち、周波数ｆの瞬時値に比例した第４図二の破
線ｅ。

に示すような電圧信号を出力する。

また、サンプルホールド回路ＳＨ２は、コンデンサ１の
電位差をサンプリングし、出力端子３２に周波数ｆの対
数に比例した信号を出力する。

従来、周波数信号を電圧信号に変換する回路に例えば特
公昭５１−１４３９３号公報記載のような、コンデンサ
の定電流充電と短絡放電によって得られる三角波信号の
振幅をサンプルホールドするようにしたものがあるが、
このような回路においては、周波数に比例した信号を得
るために、逆数変換演算を行なわなければならない。

本発明に係る信号発生回路を使用した第３図回路によれ
ば、逆数変換演算を行なうことなしに周波数に比例した
信号または周波数の対数に比例した信号を直ちに得るこ
とができる。

さて、第３図の装置においては、演算増幅器ＯＰのオフ
セット電圧によって誤差が生じる。

すなわち第３図の装置の主要部を第５図のように書直し
、これについて考察すれば（ただし出力電圧ｅｙを正極
性とするために入力回路の極性は逆にしである）、スイ
ッチＳがオンになってコンデンサ１に所定の充電が行な
われたとき次式の関係が成立する。

したがってスイッチがオフになった瞬間に半導体装置２
に流れる電流ｉは ここで初期条件が と定められているから となる。

すなわち放電電流の初期値がｉ。とは異なったものとな
り、又、ｅｏｆｆは環境条件により変動するため、ｉは
ｉｏが一定でも変動することになるので、周波数変換結
果に誤差が生じる。

このような問題を解決した回路を第６図に示す。

第６図においては、定電流源ＣＣがスイッチＳを通じて
演算増幅器ＯＰのサミングジャンクションに接続され、
演算増幅器ＯＰの出力端子とサミングジャンクションの
間には帰還抵抗Ｒｆ、およびコンデンサ１と半導体装置
２と第２の帰還抵抗Ｒ’ｆからなるＴ形回路がそれぞれ
スイッチＳ′およびＳ′を通じて接続される。

スイッチＳ′、Ｓ〃はスイッチＳと連動してオンオフ動
作する。

スイッチＳとＳ″は同位相で動作し、スイッチＳ′は逆
位相で動作する。

スイッチＳ 、 Ｓ／／がオン、スイッチＳ′がオフの
ときコンデンサ１は定電流源ＣＣの電流ｉｏによって充
電され、スイッチＳ、Ｓ“がオフ、スイッチＳ′がオン
のとき、コンデンサ１の電荷が半導体装置２を通じて放
電される。

放電時の回路構成は第５図の回路と等価になり、演算増
幅器ＯＰの出力電圧ｅｙは時間の双曲線関数となる。

スイッチＳ、Ｓ“がオンになってコンデンサ１に所定の
充電が行われたとき次式の関係が成立する。

一方、スイッチＳ 、 Ｓ／／がオフ、スイッチＳ′が
オンになった瞬間に半導体装置２に加わる電圧はとなる
。

すなわち半導体装置２にはコレクタ・エミッタ間に順方
向に電圧ｅ１が加えられる。

したがってこのとき半導体装置２には（１１）式の電流
ｉが流れ、演算増幅器ＯＰのオフセット電圧にかかわら
ず、放電電流の初期値はｉ。

となって誤差は生じない。

以上説明したように、本発明によれば、極めて簡単な回
路構成で、双曲線関数信号あるいは双曲線関数の対数に
比例した信号を高精度で得ることのできる装置が実現で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理的装置を示す接続図、第２図は第
１図装置の動作説明図、第３図は第１図の装置の応用と
しての周波数信号電圧信号変換器の接続図、第４図は第
３図回路の動作説明図、第５図は第３図回路の装置の要
部説明図、第６図は本発明装置の実施例を示す接続図で
ある。 １・・・・・・コンデンサ、２・・・・・・半導体装置
、Ｓ・・・・・・スイッチ手段、ＯＰ・・・・・・演算
増幅器、ＳＨｌ、Ｓｎ２・・・・・・サンプルホールド
手段、Ｍ１２Ｍ２・・・・・・単安定マルチバイブレー
ク、ＣＣ・・・・・・定電流源、Ｒｆ。 「ｆ・・・・・・帰還抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 演算増幅器、定電流源、この定電流源の電流を前記
   演算増幅器のサミングジャンクションに供給する第１の
   スイッチ、前記演算増幅器の出力端子とサミングジャン
   クションの間に設けられた第１の帰還抵抗、前記第１の
   スイッチとは逆位相でオンオフ動作し前記第１の帰還抵
   抗による帰還路を断続する第２のスイッチ、ＰＮ接合部
   を持つ半導体装置を前記演算増幅器のサミングジャンク
   ションに導かれる直列肢とし第２の帰還抵抗を前記演算
   増幅器の出力端子に導かれる直列肢としコンデンサを並
   列肢とするＴ形回路、および、前記第１のスイッチと同
   位相でオンオフ動作し前記Ｔ形回路の第２の帰還抵抗が
   存する直列肢を断続する第３のスイッチを具備する信号
   発生回路。