JPS584433B2 - チヨウリキノユウドウカネツホウシキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は動作コイルとジンデンサを直列とした直列型イ
ンバータを使用し、周波数自制式とした調理器の誘導加
熱方式に関するものである。

従来、周波数他制式直列型インバータを使用した誘導加
熱方式は公知のものであるが、動作コイル部に配置され
る負荷（被加熱物例えば調理用鍋）が変わった際には、
負荷の金属材質、大きさ、動作コイルとの整合状態等に
応じて動作コイルのインダクタンスが著しく変動し、動
作コイル及びコンデンサの直列回路の共振周波数が著し
く変動する。

従って直列型インバークに用いられるスイッチング素子
（サイリスク等）に外部から固定周波数の点弧パルスを
与える周波数他制式のものにあっては、負荷状態によっ
て常に上記スイッチング素子の逆バイアス時間が変動し
、特に軽負荷時には逆バイアス時間が短かくなして転流
失敗し、不安定動作の原因となる。

またこの問題をなくすためにスイッチング素子の逆バイ
アス時間を大きくとると皮相電力が大きくなり、効率低
下の原因となる。

本発明は上記実情に鑑みてなされたもので、負荷変動が
あっても直列インバータの不安定動作をく電力効率を向
上させ得、しかも直 列インバータ回路のスイッチング素子の誤動作による直
流電源の短絡事故を防止し得る調理器の誘導加熱方界を
提供しようとするものである。

以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。

第１図はその主回路例を示す。即ち直流電源の正極側端
子１はサイリスタＴ１を介して直列共振回路３の一端側
に、直流電源の負極側端子２は抵抗７ａを介して直列共
振回路亭の他端側に接続されている。

この直列共振回路３は、負荷４の誘導加熱動作を行々う
動作コイル５とコンデンサ６とを直列したもので、負荷
４の一例としては、例えば調理用鍋とする。

直列共振回路３の両端間は、そのコンデンサ６の充電々
荷を放電するだめのサイリスタＴ２を介して接続されて
いる。

サイリスタＴ２には抵抗８ａが並列接続され、この抵抗
８ａの一端側と電源端子１との間には抵抗９ａを介した
コンデンサ１０ａの充電回路が接続されている。

このコンデンサ１０ａと抵抗９ａの接続点にはサイリス
タＴ３のアノードが接続され、このサイリスタＴ３のカ
ソード側は抵抗７ａの負側端に接続されている。

この抵抗７ａは電源端子１，２間に流れる過電流を検出
するためのもので、この抵抗７ａには並列に可変抵抗Ｖ
Ｒ１１が接続されている。

可変抵抗ＶＲ１１の可動端子はサイリスタＴ３のゲート
側に接続されている。

なおリアクトルＬ。

はｄｉ／ｄｔ抑制用及びｄｖ／ｄｔ抑制用、抵抗Ｒ。

及びコンデンサＣ０はｄｖ／ｄｔ抑制用である。

第３図は上記各サイリスタＴ１，Ｔ２の点弧パルスを得
るだめの制御回路を示している。

即ちカーレント・トランス７の端子８，９に接続された
端子１１，１２から全波整流回路１３を介して正の半波
に対応する電圧ＶÅとの負の半波に対応する電圧ＶＢを
得る。

電ＥＥＶＡはトランジスタＴｒ１のゲートに与えられて
増幅されて波形成形された後、コンデンサＣ１＋抵抗Ｖ
Ｒ１ｊＲ１よりなる微分回路１４に与えられ、この微分
出力はトランジスタＴｒ２で波形成形され、微分回路１
５で微分され、トランジスタＴｒ３で波形成形され、そ
の出力はインバータ１６で反転されてナンド回路１７に
供給される。

同様に電圧ＶＢは、上記のものと対応関係にあるトラン
ジスタＴｒ６，微分回路１８、トランジスタＴｒ７、微
分回路１９、トランジスタＴｒ８Ａインバータ２０を介
してナンド回路２１に供給される。

上記微分回路１４の可変抵抗ｖＲ１はトランジスタＴｒ
２以降の出力波形の巾を変えるだめのもの、同様に、コ
ンデンサＣ２Ａ抵抗ｖＲ２，Ｒ２よりなる微分回路１８
の該可変抵抗ｖＲ２はトランジスタＴｒ７以降の出力波
形の巾を変えるためのものである。

ナンド回路１７の出力はトランジスタＴｒ４に与えられ
、更にトランジスタＴｒ５Ａトランス２２を介して第１
図のサイリスタＴ２のゲートに点弧パルスを送出する。

同様にナンド回路２１の出力はトランジスタＴｒｇ、Ｔ
ｒｌＯ，｝ランス２３を介して第１図のサイリスタＴ１
のゲートに点弧パルスを送出する。

ただしトランジスタＴｒｌＯのゲートは始動パルス供給
端子２４にも接続され、従ってここに始動パルスが供給
されるとトランジスタＴｒｌ０，トランス２１からサイ
リスタＴ１の点弧パルスが送出される。

ナンド回路１７の入力がトランジスタＴｒ６のコレクタ
に、ナンド回路２１の入力がトランジスタＴｒ１のコレ
クタに接続されているのは、第２図の回路でサイリスタ
Ｔ１とＴ２に同位相で点弧パルスが発生するチャンスが
あると、転流失敗して直流電源端子１，２が短絡状態に
なり、危険であるので、ナンド回路１７，２１によりサ
イリスタＴ１またはＴ２の通電期間中は相手側のサイリ
スタに点弧パルスが発生しないようにしたものである。

第４図は以上第１図、第３図回路の動作波形図で、特に
サイリスタＴ２の点弧パルス発生過程を示したものであ
る。

次に上記各回路の動作を説明する。

まず、始動直前に共振回路３のコンデンサに残留電圧が
存在しない状態において、第３図の端子２４への始動パ
ルスでサイリスタＴ１に点弧パルスを与える。

するとサイリスタＴ１が点弧し、直流電源端子１ーサイ
リスタＴ１一動作コイル５−コンデンサ６一抵抗７一電
源端子２の系路に直列共振電流１１が流れる。

この１１の電流巾ｔｗは、コイル５のインダクタンスを
Ｌ１コンデンサ６のキャパシタンスをＣとすると、ｔｗ
＝π√Ｃ−で決まる。

この共振電流１１が最大電流値に達すると、コンデンサ
６には略直流電源電圧Ｅまで充電が行なわれる。

上記共振電流１１を直列共振回路３に挿入されたカーレ
ント・トランス７によシ検出し、トランジスタＴｒ１で
増巾して矩形波に変換して共振電流１１の終止点に相゛
当する位相を検出する。

この位相より更に適当な遅れ時間ｔｄを微分回路１４及
びトランジスタＴｒ２で得て、微分回路１５及びトラン
ジスタＴｒ３で上記遅れ時間ｔｄ経過直後に発生するパ
ルスを得てインバータ１６、ナンド回路１７、トランジ
スタＴｒ４ｐＴｒ，，｝ランス２２を介してサイリスタ
Ｔ２に点弧パルスを与える。

ここで共振電流１１の終止点（零点付近）からの適当な
遅れ時間ｔｄは、サイリスタＴ１の逆バイアス時間ｔｑ
に相当し、この逆バイアス時間はサイリスタＴ１自身の
ターンオフ時間よりも適当に大きくとる必要がある。

しかし余り大きくとりすぎると、逆バイアス時間が大と
なり、安定動作が望めるが、しかし皮相電力が大となっ
て効率が低すぎるので、逆バイアス時間はサイリスタ自
身のターンオフ時間になるべく近づけた方がよい。

次にサイリスタＴ２が点弧すると、コンデンサ６一動作
コイル４−サイリスタＴ２の回路が形成され、コンデン
サ６の充電々荷が放電される。

この時流れる放電々流１２の電流巾ｔｗは、ほぼｔｗ＝
πＪＬＣで決まる。

この放電々流１２をカーレント・トランス７で検出し、
以下トランジスタＴｒ１〜トランス２２に対応するトラ
ンジスタＴｒ６〜トランス２３で、電流１２の終止点に
相当する位相を検出しかつこの位相より更に遅れ時間ｔ
ｄ経過直後に発生するパルスでサイリスタＴ１の点弧パ
ルスを得るものである。

なおサイリスタＴ１の両端電圧ｖ１は、電流１２の終止
点によるコンデンサ６への逆充電で、サイリスタＴ２の
逆バイアス期間に相当する電圧だけ電源電圧Ｅより高く
なる。

まだサイリスタＴ２の両端電圧ｖ２の場合も上記電圧ｖ
１と対応した動作となる。

以下前述したサイリスタＴ１を点弧する一連の動作、及
びサイリスタＴ２を点弧する一連の動作が交互に行なわ
れ、動作が継続するものである。

しかして第１図の主回路においては、抵抗９ａ．を介し
てコンデンサ１０ａに充電がなされている。

万一、サイリスタＴ１，Ｔ２が転流失敗が生じたり等の
事故で直流電源端子１，２間に過電流が流れた際には、
抵抗７の両端に定常動作状態よりも大きな電圧が発ヰす
るから、この電圧でサイリスタ，Ｔ３が点弧される。

するとコンデンサＣ１−サイリスタＴ３一抵抗８ａを介
してコンデンサ１０ａの充電電荷が放電されるから、サ
イリスタＴ２に逆バイアスが印加され、サイリスタＴ２
がターンオンしてインバータ動作が停止するから過電流
保護がなされるものである。

第２図は第１図の主回路の変形例である。

この回路の特徴は、電源端子１，２間に流れる過電流を
カーレント・トランス３１で検出するものであり、この
場合可変抵抗３２にはインバータ回路の定常動作状態よ
り大きな電圧が生じるから、ツエナーダイオード３３が
導通してサイリスタＴ３を点弧してサイリスタＴ２をタ
ーンオフせしめるものである。

他の動作は第１図の回路と対応するから、対応する部分
には同一符号を付して説明を省略する。

以上説明した如く周波数自制式直列型インバータを用い
た本発明の誘導加熱方式にあっては、直列共振回路に流
れる共振電流を検出し、負荷変動に対してサイリスタに
常に一定の逆バイアス時間を得ることができるので、サ
イリスタが転流失敗して不安定動作状態になるのを防止
でき、また逆バイアス時間を多くすりすぎて皮相電力が
犬となるのを防止できるから、回路の電力効率向上を期
待できるものである。

１だ直列インバータ回路のスイッチング素子が誤動作し
た際にはこのスイッチング素子をターンオフするように
したので、直流電源の短絡事故が防止できるものである
。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はそれぞれ本発明に用いる主回路の実
施例、第３図は同主回蕗の制御回路例、第４図はその動
作波形図である。 １，２・・・直流電源端子、３・・・直列共振回路、４
・・韻、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・サイリスク、７，３１
・・・カーレント・トランスＡｖＲ１１・・・可変抵抗
、７ａ，８ａ，９ａ・・・抵抗、１０ａ・・・コンデン
サ、３２・・・可変抵抗、３３・・・ツエナーダイオー
ド。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源と、この直流電流の正、負電極間に接続さ
   れ負荷の誘導加熱動作を行なう動作コイル蒸びコンデン
   サからなる直列共振回路と、この直列共振回路に通電し
   この回路のコンデンサに充電を行なう第１のスイッチン
   グ素子と、上記直列共振回路のコンデンサ充電電荷を放
   電させるだめの第２のスイッチング素子と、上記直列共
   振回路の一方向の電流が零付近になったことを検出して
   後に反対方向の電流を流す動作、及び上記直列共振回路
   の反対方向の電流が零付近顛なったことを検出して後に
   上記一方向の電流を流す動作が、交互に行なわれるよう
   如上記第１，第２のスイッチング素子の制御を行なう制
   御回路と、上記直流電源の正，負電極間に過電流が流れ
   たことを検出する手段と、この手段で前記電源間の短絡
   電流を検出したら上記第２のスイッチング素子をオフさ
   せる回路とを具備したことを特徴とする調理器の誘導加
   熱方式。