JPS584482B2 - バトラ発振器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は包括的には発振器に関し、特定して云えば優れ
た周波数安定性を達成するために高いＱを有する直列共
振回路、例えば圧電クリスタルが相当に低い定インピー
ダンス路内に含められ無歪の信号によって付勢される改
良されたバトラ発振器に関する。

バトラ発振器では、１を超える利得を与えうる電圧増幅
段の人力とインピーダンス整合段との間のフィードバッ
ク・ループの中に圧電クリスタル若しくは高いＱを有す
る直列共振回路が設けられる。

トランジスタ回路におけるバトラ発振器は共通ベース（
電圧増幅）段でエミツタ・ホロワ（インピーダンス整合
）段を駆動するように構成されている。

２個のトランジスタのエミツタ間に圧電グリスタルが接
続されている。

バトラ発振器はクリスタル若しくはその等価回路の並列
共振周波数よりもむしろ直列共振周波数を利用する。

周波数安定性の立場から云えば、クリスタルを並列共振
モードで動作させた場合にその実効共振周波数を変えさ
せる浮遊回路キャパシタンスの影響を殆ど受けない直列
共振モードでクリスタルを動作させる方が最高度の安定
性が得られるから望ましい。

バト歩発振器の他の利点は比較的に低いインピーダンス
路の中にクリスタルが置かれているということである。

クリスタルの直列インピーダンスは直列共振周波数では
比較的に低いから、比較的に低いインピーダンス路の中
でクリスタルを動作させる場合には発振器のＱは比較的
に高いレベルに維持される。

比較的に高いインピーダンス路の中でクリスタルを直列
共振モードで動作させる場合には、回路の実効的なＱは
低められる。

Ｑが高ければ高いほどクリスタルはその真の自然共振周
波数に近い周波数で動作するから、高いＱを得ることの
できる回路の中でクリスタルを動作させることによって
発振器のより高い周波数安定性が得られる。

クリスタル若しくはこれと等価な高いＱを有する直列共
振回路を含む電気回路のインピーダンスができるだけ低
いことを要するばかりでなく、このインピーダンスは一
定に留まっていなければならない。

上記インピーダンスが変わると、クリスタル付勢回路に
高調波歪が生じ周波数不安定性の原因となる。

更に、上記インピーダンスがその最小値より大きくなっ
たことに対応して、クリスタル回路のＱは低められる。

クリスタルへ与えられる付勢信号中に高調波成分を含む
歪波が存在すると、その歪の程度に比例した不安定性を
与えるから、最適の周波数安定性を得るためにはクリス
タルは正弦波信号のみによって付勢されねばならない。

公知の大部分のバトラ発振回路においては、この問題を
設計上の他の厳しい制限事項との兼合いで緩和するよう
にして回路を改良しているが、一定の回路インピーダン
スを有する電路中にクリスタルが接続されることを保証
することは不可能であった。

比較的に純粋な正弦波信号でクリスタルを付勢するのを
保証することも不可能であった。

回路設計のための優れた周波数安定性の要請に対し、ク
リスタルが一定の比較的に低いインピーダンス間に接続
され、比較的に純粋な正弦波信号のみで付勢される改良
型のバトン発振器を提供するのが有利である。

本発明によれば、公知のバトン発振回路の周波数安定性
は公知のバトン発振回路の増幅段の出力とインピーダン
ス整合段の人力との間に振幅制限増幅器及びフィルタ回
路を付加することによって大幅に改善される。

発振器をトランジスタで構成した実施例においては、振
幅制限増幅器の人力はバトラ発振器の共通ベース式電圧
増幅段の出力へ接続されている。

振幅制限増幅器の出力は歪んだ非正弦波信号であり、そ
れ故、バトラ発振器のエミツク・ホロワ式インピーダン
ス整合段の人力へ供給するのに先立ってフィルタ回路を
通してｐ波されて正弦波信号とされる。

良好な実施例においては、減衰回路はエミツタ・ホロワ
式インピーダンス整合段の人力へ供給される正弦波信号
のレベルを低下させ、更にエミツク・ホロワ式インピー
ダンス整合段及び共通ベース式電圧増幅段の双方を、あ
らゆる時刻において、カット・オフ・も飽和も決して生
じさせることのない線形な動作態様で動作させることを
保証する。

このことは転じて、一定インピーダンス間にクリスタル
若しくは他の高いＱを有する直列共振回路を置かせこれ
を正弦波信号のみで付勢する保証を与えるから、優れた
周波数安定性が保証される。

さて第１図を参照すると、月並みなバトラ発振回路が示
されている。

トランジスタ３２を含む共通ベース式電圧増幅段は１を
超える利得を有する。

抵抗３４，３５，３６及び３７はトランジスタ３２を所
望の動作点に関してバイアスするのに用いられる。

この増幅段の出力はノード４７から抵抗４２及びキャパ
シタ４１を通して取出され、エミツタ・ホロワ式インピ
ーダンス整合段のトランジスタ３３のベースへ供給され
る。

差し当っての説明においては、抵抗４２の抵抗値は無視
し得、キャパシタ４１のキャパシタンスはそのインピー
ダンスがこの発振回路の動作周波及びその近傍でほぼ零
になるのに十分に大きい値であるものと考える。

抵抗３８，３９及び４０はトランジスタ３３の動作点を
適切に設定するように該トランジスタをバイアスするの
に用いられる。

トランジスタ３２のエミツタ端子とトランジスタ３３の
エミツタ端子との間にクリスタル３３若しくは他の高し
）Ｑを有する直列共振回路が接続されている。

第１図の基本回路はこれを発振させる準備を満たしてい
るものとする。

即ち、回路のループ電圧利得は１を超えており、回路の
ループ位相シフトはほぼ０度又は３６０度の整数倍であ
る。

第１図の回路へこれらの基準を適用し そしてトランジ
スタ３２のエミツタから説明を進めるとすると、トラン
ジスタ３２を含む共通ベース式電圧増幅段で与えられる
位相シフトはほぼ零であり、該増幅段の利得は１を超え
る比較的に高く十分な値である。

共通ベース式電圧増幅段からの信号は抵抗４２及びキャ
パシタ４１の無視しうるインピーダンスを通過するとき
、位相シフトは殆ど受けない。

トランジスタ３３を含むエミツタ・ホロワを含むインピ
ーダンス整合段の位相シフトもほぼ零である。

クリスタル３１が直列共振モードにおいてその共振周波
数で動作している際のそのインピーダンスは、クリスタ
ルで与えられる位相シフトがほぼ零であるような非常に
小さな値で、実質的に抵抗性である。

従って、トランジスタ３２のエミツタから出発し、トラ
ンジスタ３２、抵抗４２、キャパシタ４１、トランジス
タ３３及びクリスタル３１によって形成されるループに
沿って時計式方向に進むときのループ電圧利得は１を超
え、ループの位相シフトはほぼ零である。

エミツタ・ホロワとして動作されるトランジスタ３３を
含むインピーダンス整合回路の電圧利得は１より小さい
か、トランジスタ３２を含む増幅段の利得はループの総
合電圧利得が１を超えるように１より十分に大きい値に
設定されるということは云うまでもない。

上述の基本回路を利用する際に遭遇する諸問題の内の１
つはクリスタル３１が時にはその固有共振周波数の整数
倍（通常、奇数倍）の周波数で動作するということであ
る。

時には、クリスタルの特定の構造型態に従って、その固
有共振周波数若しくはその高調波に関連しないスプリア
スな周波数で動作することがある。

この理由のため、ノード４７と、例えば正の電源端子４
８であってもよい交流基準電位との間に、キャパシタ４
５及びインダクタ４６を含む並列共振タンク回路が時に
は付加される。

このタンク回路は発振回路の選ばれた動作周波数ではな
いいずれの周波数成分においても交流基準電位までの電
路のインピーダ冫スを小さくするが、共振周波数で動作
する並列共振タンク回路の高インピーダンス特性のため
、ノード４７と交流基準電位との間のタンク回路が発振
回路の動作周波数に郁いて相当に高いインピーダンスを
与える。

タンク回路のＱはクリスタルによる最大限の発振周波数
制御を保証するように比較的に低く、抵抗３５はこれが
ない場合には共振周波数において呈するタンク回路の高
インピーダンスを実質的に低下させることによってタン
ク回路のＱを低めるように働く。

第１図のバトラ発振回路で遭遇される他の問題はトラン
ジスタ３３のベースヘ供給されて増加され、それからク
リスタル３１を通してトランジスタ３２のエミツタへ供
給される信号の振幅がトランジスタ３２若しくは３３の
いずれか１方をカット・オフにさせるかトランジスタ３
２を飽和させるのに十分な値になってしまうことがある
ということである。

トランジスタ３２若しくは３３にカット・オフ又は飽和
が生ずると、これらのトランジスタのエミツタでのイン
ピーダンスが変ってしまうため、上述した周波数安定性
に関する問題が生ずる。

この周波数安定性の問題は、少なくとも部分的には、回
路構成素子が非線形モードで動作されるとき回路が温度
及び電源電圧の変動に感応しやすくなることによって生
じる。

ランジスタ３２若しくは３３のいずれか１方が非線形に
動作するとクリスタル３１へ供給される電圧波形を歪ま
せる即ち非正弦波にする。

この場合にも、上述したように、クリスタル３１へ非正
弦波波形の信号が印加されると、信号が正弦波である場
合には存在しない周波数不安定性が或る程度生ずる。

トランジスタ３２若しくは３３の非線形動作によって生
じさせられるこれらの問題の双方を救う技法によれば、
クリツプされた信号のピーク・ツー・ピーク電圧が選ば
れたダイオードの順方向電圧降下の２倍になるようにト
ランジスタ３３のベースへ供給される信号をクリツプす
るための、互いに逆極性で並列に接続された１対のダイ
オード４３及び４４がノード４７と交流基準電位との間
に接続される。

更に、抵抗４２の抵抗値は無視しうる値以上の値とされ
、分圧された電圧をトランジスタ３３のベースへ供給す
るよう抵抗４０によって選ばれる。

２個のダイオードを付加し抵抗４２を適切に選べば、ト
ランジスタ３２及び３３の双方を飽和又はカット・オフ
に起因して非線形領域で動作するのを防ぐことができる
。

しかしながら、トランジスタ３３へ供給された電圧はク
リツプされているから、トランジスタ３３からクリスタ
ル３１へ供給されるトランジスタ３３の出力信号はもは
や純正弦波信号ではなく、クリツプされ歪んだ信号であ
る。

それ故、クリスタルは依然として歪んだ非正弦波信号に
よって付勢されるから周波数不安定性が生ずる。

更に、適切なループ利得を有し且つ各トランジスタを非
線形で動作させないためには回路を構成する全ての構成
素子は比較的に狭い公差を有する構成素子であることを
要する。

発振回路を集積回路で作りたいとか、低いパワー・レベ
ルで動作させたい場合には、とりわけ上記の如き狭い公
差は面倒くささを与える。

次に第２図を参照すると、公知のバトラ発振器の持って
いた上述の全ての問題を解決した本発明の発振回路が示
されている。

１を超える電圧利得を有する増幅段はベース共通型態で
動作されるトランジスタ２を含む。

インピーダンス整合段はエミツタ・ホロワとして動作さ
れるトランジスタ３を含む。

これらのトランジスタのエミツタ間にクリスタル１若し
くは他の高いＱを有する直列共振回路が接続されている
。

トランジスタ２のベースは抵抗１６及び１７を含む分圧
回路によってバイアスされ、他方トランジスタ３のベー
スは抵抗８及び９を含む分圧回路によってバイアスされ
ている。

この改良された回路内には、トランジスタ１１及び１２
を含む差動増幅器が含まれている。

この差動増幅器の１入力（トランジスタ１１のベース）
はトランジスタ２を含む増幅段の出力へ接続され、差動
増幅器の他の人力（トランジスタ１２のベース）はトラ
ンジスタ２を含む電圧増幅段と同一構成でありバイアス
が同一である他の段の出力へ接続されている。

この他の段はトランジスタ１４を含み、該トランジスタ
は抵抗６及び５に対応して夫々等しい抵抗値を有する抵
抗１３及び１５並ひにトランジスタ２をバイアスするの
に用いられている抵抗１６及び１７によってバイアスさ
れている。

トランジスタ１１のベースは抵抗６、トランジスタ２及
び抵抗５から成る電路によってバイアスされている。

この結果、トランジスタ１４のコレククは常にトランジ
スタ２の無信号時のコレクタ出力と同じ出力を発生し、
一方トランジスタ２のコレクタはそのエミツタに印加さ
れた入力信号に応じた出力信号を前記無信号時のコレク
タ出力に重畳した出力を発生するので、結局差動増巾器
１１，１２の出力はトランジスタ２の動作レベルの変動
に拘らず、常にトランジスタ２への人力に応じた出力を
正確に発生する。

トランジスタ１１のコレクタと正電源端子２０との間に
接続された抵抗１０はトランジスタ１１のためのコレク
タ負荷抵抗である。

トランジスタ１１及び１２のエミツタは一緒に接続され
、抵抗５５を通して基準電位（大地）へ接続されている
。

抵抗５５は差動増幅器からの出力電圧値を変えるように
調節可能である。

第２図の改良されたバトラ発振回路の説明のため、比較
的に小さな値の交流信号がトランジスタ２のエミツタに
存在するものとする。

この信号の電圧はトランジスタ２によって増幅され、ト
ランジスタ１１のベースへ供給される。

トランジスタ２のエミツタでの信号値に変動が生ずれば
、トランジスタ１１のベースへ供給される増幅された信
号が差動増幅器の出力端子２１での電圧を逆方向に変化
させる。

トランジスタ２のエミツタ電圧の変化に応答してトラン
ジスタ１１のコレクタ電圧が逆方向に変化した場合、ト
ランジスタ１２のコレクタ電圧はトランジスタ２のエミ
ツタ電圧及びコレクタ電圧の変化と同相で変化する。

トランジスタ２で増幅されトランジスタ１１のベースへ
供給されるトランジスタ２のエミツタでの交流電圧はト
ランジスタ１１の高導電化とトランジスタ１１のカット
・オフとを交互に生じさせる。

従って、トランジスタ１１のコレクタ電圧波形はほぼ矩
形波となる。

本発明の回路を、例えばデイジタル論理へのクロックを
発生するための安定した矩形波発振器として使いたい場
合に、出力端子２１が発振回路から矩形波出力信号を取
出すための都合のよい出力端子である。

トランジスタ１１のコレクタ電圧波形と１８０度の位相
差を有するが、トランジスタ２のエミツタ電圧とは同相
であるトランジスタ１２のコレクタ電圧信号がキャパシ
タ１８及びインダクタ１９を含む並列共振タンク回路へ
供給される。

このタンク回路はトランジスタ１２のコレクタと交流基
準電位にある正電源端子２０との間に接続されている。

このような構成のため、矩形波となっているトランジス
タ１２のコレクタ電流は並列共振タンク回路を通して濾
波され正弦波波形の電圧へ変えられる。

このタンク回路によって全てのスピリアスな周波数成分
及び所望の動作周波数の高調波成分は除かれる。

タンク回路間に抵抗７が接続されており、該抵抗はタン
ク回路によるプリング（ｐｕｌｌｉｎｇ）に起因する発
振回路のどのような周波数不安定性も除くようにタンク
回路のＱを低下させる。

タンク回路からの正弦波の電圧は抵抗８及び９から成る
分圧器で分圧され、その分圧成分がエミツタ・ホロワと
して動作されるトランジスタ３を含むインピーダンス整
合段の該トランジスタのベースへ供給される。

それ故、トランジスタ３及び２双方が飽和でもカット・
オフでもない線形モードでも連続的に動作されるように
、適度に低いレヘルの純正弦波電圧がトランジスタ３の
ベースへ供給され、従ってトランジスタ３からクリスタ
ル１へ供給される電圧は無歪の純正弦波電圧であること
は明らかである。

トランジスタ２及び３が連続的に線形に動作しているか
ら、周波数安定性に寄与するところの比較的に小さな定
インピーダンスを有する回路ノ中にクリスタル１を設置
することができる。

クリスタル１は又周波数安定性を高める純正弦波電圧で
付勢される。

それ故、振幅制限増幅段及びこれに続くフィルタ段を付
加すれば発振回路の周波数安定性は太いに強化されると
いうことは当業者には明らかである。

この発振回路は公差を厳しく考慮することなく集積回路
で実施するのを容易にする。

【図面の簡単な説明】

第１図は月並みな従来のバトラ発振回路図、第２図は優
れた周波数安定性を有する本発明になるバトラ発振回路
図である。 １・・・・・・クリスタル、２・・・・・・増幅段のた
めのトランシスタ、１１，１２・・・・・・差動増幅器
のためのトランジスタ、７，１８，１９・・・・・・タ
ンク回路、８，９・・・・・・分圧器、３・・・・・・
インピーダンス整合段のためのトランジスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電圧増幅段と、該電圧増幅段の出力を人力に受取る
   インピーダンス整合段と、該インピーダンス整合段の出
   力を上記電圧増幅段の人力にフィードバックするループ
   内に設けられた直列共振回路とよりなるバトラ発振器に
   おいて、上記電圧増幅段の出力と上記インピーダンス整
   合段の人力との間に差動増幅器を設け、該差動増幅器の
   第１人力端子を上記電圧増幅段の出力端子に結合し、第
   ２人力端子を上記電圧増幅段と同一の回路形態に構成さ
   れた且つ同一のバイアス状態におかれた第２の電圧増幅
   段の出力端子に結合し、更に上記インピーダンス整合段
   の線形動作を保証するために上記差動増幅器の出力を所
   定の減衰比で減衰させる電圧減衰回路を介して上記イン
   ピーダンス整合段の人力に結合する結合路を設けると共
   に該結合回路に並列共振タンク回路を接続したことを特
   徴とするバトラ発振器。