JPS589633B2 - マルチバ−ストシンゴウノ シンプクホウラクセンケンシユツソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、テレビジョン映像信号中に含まれるマルチバ
ースト信号の振幅包絡線を検出する装置に関する。

テレビジョン信号伝送系での画像周波数高域帯の周波数
振幅ひずみ特性を測定するために、垂直帰線消去期間内
挿入試験信号（いわゆるＶＩＴＳ）として用いられてい
るマルチバースト信号を用いる方法がある。

この信号は第１図のように、例えば０． ５ ＭＨｚ，
１．０ ＭＨｚ， ２．０’ＭＨｚ１３． ５ ８
ＭＨｚ，４．２ＭＨＺの多周波等振幅正弦波バーストを
水平走査期間内に順番に並べたものであり、周波数振幅
ひずみ特性は各々の振幅変化から測定できる。

従来この測定には広帯域オシロスコープを使用して目視
による包絡線の読み取りをするのが一般的ではあるが、
映像信号の平均的な明るさの変化で生ずる直流レベルの
変動や、このマルチバースト信号が前記垂直帰線消去期
間中のごく一部に挿入されているためにオシロスコープ
の時間軸拡大によって通常の輝度より暗くなることが原
因で、測定に困難さが伴いその測定値には誤差を含み易
い問題点があった。

そこでこの測定を容易にかつ正確とするために、マルチ
バースト信号を高速の処理機能を有するアナログ・デジ
タル変換器で直接的にデジタル変換し、更に計算機など
により演算処理して周波数特性を算出する方法も実施さ
れている。

しかしながらこの方法は、マルチバースト信号の周波数
範囲が数百ＫＨｚから４〜５ＭＨｚであるために使用す
るアナログ・デジタル変換器は超高速の処理機能を有す
るものを必要とし、極めて高価なものとなる欠点があっ
た。

本発明の目的は、この欠点を除去するために、マルチバ
ースト信号を低周波成分により成り立つ第２図に示すよ
うな振幅包絡線信号に変換し、比較的低速のアナログ・
デジタル変換器を適用できるようにした検出装置を提供
することにある。

この目的を達成するための本発明の要旨は、正弦波より
なるマルチバースト信号を移相して得た波形から移相前
のマルチバースト信号の正の尖頭点の位置を検出してサ
ンプリングパルスを発生するサンプリングパルス発生回
路と、電界効果形トランジスタのソースとゲートにそれ
ぞれ前記マルチバースト信号と前記サンプリングパルス
を入力しかつコンデンサをドレインに接続し、コンデン
サとドレイン間より出力端をとり出したサンプルホール
ド回路とを具備し、マルチバースト信号の正の尖頭値を
順次サンプリングホールドして包絡線電圧として出力す
るマルチバースト信号の振幅包絡線検出装置にある。

包絡線信号を得るには第３図に示すようにダイオード１
、コンデンサ２よりなる尖頭値保持回路を用いるのが通
常である。

例えば、第４図に示すステップ状入力電圧が前記尖頭値
保持回路の入力端■に加えられると、ダイオード１の順
方向抵抗ＲＤとコンデンサ２の容量Ｃによって定まる充
電時定数に従って第４図の出力波形のように出力端０の
電圧は増大し、仮りにダイオード１が順方向電圧降下を
持たないものであるならば、この電圧は限りなく入力電
圧値に近ずく。

その後、入力電圧を下げてもダイオード１に加わる電圧
が逆方向となるため、ダイオード１の逆方向抵抗ＲＢが
無限大の値と仮定すれば入力電圧が下がる前の電圧を保
持することになる。

しかし実際にはＲＢは有限の値を有し、出力端Ｏの電圧
は時間と共に徐々に減少する。

また、ダイオード１の内部抵抗ＲＤは、ダイオード１の
両端電圧によって変化し電圧差が小となるにつれ増加す
るので、第４図の出力電圧は入力電圧値に近ずくにつれ
充電時定数が長くなりゆるやかに上昇する。

ここで第３図の回路を検出回路に適用するためにダイオ
ード１とコンデンサ２の間に第５図に示すようにトラン
ジンタ３を接続し、入力端■２に特定時間幅の正のパル
スを加えると、トランジスタ３は導通状態となりその低
い内部抵抗のためにそれまでコンデンサ２に保持されて
いた電圧は急速に放電され出力端Ｏの電圧はＯｖとなる
。

次に入力端Ｉ２の電圧がＯＶになるとトランジスタ３は
遮断状態となり、その後に入力端■１に加えられる電圧
に従って出力端Ｏの電圧は上昇する。

そこでこの回路を使用してマルチバースト信号の包絡線
を検出することを考察してみる。

第５図の入力端■１ に第６図ａに示すマルチバースト
信号波形を加え、その各周波数域の区切りにおいて入力
端■２に第６図ｂに示すように正パルスを加える。

出力端Ｏの電圧波形は充電時定数によって異なり、例え
ば充電時定数が０．５ＭＨｚバースト正弦波の１／２周
期時間よりも長い場合には第６図Ｃのように１／２周期
とほぼ等しい場合にはダイオード１の逆方向抵抗ＲＢが
有限の値を有するための放電もあって第６図ｄに示すよ
うになる。

充電時定数はダイオード１の順方向抵抗ＲＤがダイオー
ド個有の値であるためにコンデンサ２の容量Ｃを適宜選
択するわけであるが、ダイオード１を使用する限りにお
いては、第６図ａに示すように限定された時間内に数サ
イクルしか存在しない正弦波を含むマルチバースト信号
の尖頭値を充分な時間だけ保持することは不可能である
。

このように従来知られている尖頭値保持回路を単に使用
するのは不適当であるために、本発明は、第７図のブロ
ック図に示すように、サンプリングンパルス発生回路に
より発生するマルチバースト信号の正の尖頭点に位置し
たサンプリングパルスをサンプルホールド回路に加え、
内部抵抗が一定でかつ小の電界効果形トランジスタを主
体に構成したサンプルホールド回路では前記サンプリン
グパルスに従ってマルチバースト信号の正の尖頭値を保
持し、その出力が包絡線となるように構成したものであ
る。

サンプリングパルス発生回路の構成は、例えば第８図に
示すように、マルチバースト信号を９０度移相回路に入
力し、その出力を振幅制限回路に接続し、さらにその出
力をシュミットトリガ回路に加え、その出力を二岐に分
け一方を遅延回路に入力し、他方を反転回路に接続し、
これらの出力を論理積回路に入力してその出力をサンプ
リングパルスとするものである。

第９図の波形を参照してその動作を説明すれば、第９図
ａであらわされるマルチバースト信号は、微分回路を用
いた９０度移相器により第９図ｂの９０度進み波形に変
換される。

しかし変換された微分波形の各振幅は周波数に比例して
増大するので、これを振幅制限回路で上下限をカットす
ると第９図Ｃに示す一様な振幅の波形が得られる。

この波形中の零電位を通過する点をシュミットトリガ回
路で検出するとその出力は第９図ｄの波形となる。

この波形を一方でわずかに遅延させる遅延回路に加えて
第９図ｅの波形とし、他方で反転回路に入力して第９図
ｆとし、これらの波形を論理積回路に加えると、第９図
ｇに示すような、移相前のマルチバースト信号の正の尖
頭点に対応するサンプリングパルス及びマルチバースト
信号の周波数切換点に相応するサンプリングパルスが得
られる。

ただし、後者の周波数切換時のサンプリングパルスは必
ずしも必要なものではなく、このパルスを欠如しても第
２図に示す振幅包絡線において各周波数間の低レベルの
区切りがなくなるだけである。

次にサンプルホールド回路は、例えば第１０図に示すよ
うに電界効果形トランジスタ４のソースＳにマルチバー
スト信号の入力端ｉ１を接続し、ゲートＧに前記サンプ
リングパルス発生回路で発生するサンプリングパルスの
入力端１２を接続し、ドレインＤにはコンデンサ２′を
接続してその他端を接地し、またドレインＤとコンデン
サ２′の間より包絡線電圧の出力端Ｏをとり出したもの
である。

電界効果形トランジスタは、ドレイン・ソース間電圧が
約１ｖ以下においては、第１１図に示すようにドレイン
電圧ＶＤとドレイン電流■Ｄが比例し、従って内部抵抗
はドレイン・ソース間の電圧に左右されず一定の値を持
つという特徴があり、内部抵抗値もダイオードの順方向
抵抗値ＲＤよりはるかに小さく数Ｑのものがある。

そこで入出力電圧の差が小さくなっても充電時定数が変
化することなく、かつ小とすることができる。

この特長を生かして、第１０図のように結線し入力端１
１に第１２図ａに示すマルチバースト信号を加え、入力
端１２には第１２図ｂのサンプリングパルスを加えて電
界効果形トランジスタ４を導通状態と遮断状態に切換え
れば、第１２図Ｃに示すマルチバースト信号の正の尖頭
値電圧を保持した振幅包絡線信号が得られ、第１図のマ
ルチバースト信号が第２図のように変換されることにな
る。

実際には、サンプリングパルス発生回路内の遅延回路、
応答時間などによってサンプリングパルス発生のタイミ
ングが尖頭点より若干遅れるので、サンプルホールド回
路へのマルチバースト信号をその分だけ遅延させるか、
あるいはサンプリングパルス発生回路内の移相角を調整
する必要が生ずる。

第１３図は本発明の検出装置の一例を具体的に回路図で
あらわしたものである。

以上のように本発明に係る検出装置を用いれば、限定さ
れた正弦波バースト期間中その尖頭値を保持でき、比較
的低速のアナログ・デジタル変換器を使用して周波数振
幅ひずみ特性をデジタル的に処理することができる。

具体的にアナログ・デジタル変換器の処理必要速度を比
較すると、標本化のために処理周波数の２倍の周波数域
の性能を必要とすれば、従来の直接変方式ではマルチバ
ーススト信号の４〜５ＭＨｚの正弦波バーストを処理す
るために８〜１０ＭＨｚの帯域の変換器を要することに
なる。

しかしながら本発明に係る装置で包絡線に変換してあれ
ば、各バーストの保持時間は約７μｓであるから、約数
百ＫＨｚの変換器で足り、価格的に相当の差が生ずるこ
とは明らかである。

また、必ずしも本検出装置の出力はデジタル処理をしな
くとも、包絡線信号となっている各バーストごとに白信
号とアナログ量で差動的に比較することもさらに２個の
タイミングパルス回路と２個のホールド回路、及び比較
回路、出力表示回路を付加することにより測定が可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はマルチバースト信号の波形図、第２図は本発明
に係る検出装置により得られる包絡線の波形図、第３図
は尖頭値保持回路の構成図、第４図はその動作説明図、
第５図は同じく尖頭値保持回路の構成図、第６図はその
動作説明図、第７図は本発明に係る検出装置のブロック
図、第８図はサンプリングパルス発生回路のブロック図
、第９図はその動作説明図、第１０図はサンプルホール
ド回路の構成図、第１１図は電界効果形トランジスタの
特性図、第１２図はサンプルホールド回路の動作説明図
、第１３図は本発明に係る検出装置の回路の構成図であ
り、第８〜１０図、第１２図、第１３図は実施例を示す
図面である。 符号２はコンデンサ、４は電界効果形トランジスタであ
り、Ｄ，Ｓ，Ｇはそれぞれ電界効果形トランジスタのド
レイン、ソース、ゲートである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 正弦波よりなるマルチバースト信号を移相して得た
   波形から移相前のマルチバースト信号の正の尖頭点の位
   置を検出してサンプリングパルスを発生するサンプリン
   グパルス発生回路と、電界効果形トランジスタのソース
   とゲートにそれぞれ前記マルチバースト信号と前記サン
   プリングパルスを入力しかつコンデンサをドレインに接
   続し、コンデンサとドレイン間より出力端をとり出した
   サンプルホールド回路とを具備し、マルチバースト信号
   の正の尖頭値を順次サンプリングホールドして包絡線電
   圧として出力するマルチバースト信号の振幅包絡線検出
   装置。