JPS5915429B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、一般にコード化された車両制御信号で車両
を制御すること、特に輸送用車両を制御するための２進
コード化信号を使用することに関するものである。

３０この発明については、アメリカ合衆国特許第３、５
５１、８８９号および第３、５６２、７１２号明細書を
参照されたい。

２進コード化車両制御信号がそれぞれ第１周波数、第２
周波数の２進数゛１”、゛ｏ”を有しか３５つ時限基準
として役立つ各ビット時間々隔で移相を有する車両制御
装置では、制御信号を正確に受信しかつ受信装置を同期
させるための時限基準を抽出することが重要である。

例えば前述した特許明細書に記載されたような従来形の
装置では、時限基準は振幅に依存して抽出される。

すなわち、受信した信号は帯域フイルタを通過させられ
、そして得られた包絡線が検出されるのでめる。包絡線
中の零点は時限基準点と考えられる。従つて、受信装置
中で信号振幅が変動すると、零点振幅を変動させ、次い
で時限基準点の精度に影響することが分る。この発明の
目的は、制御信号の振幅とは無関係に制御信号の周波数
変更または位相変化を検知することにより、時限情報が
車両制御信号から抽出されるコード化車両制御装置を提
供することである。

この目的に鑑み、この発明は、メツセージ情報が周波数
でコード化されかつ時限情報が位相でコード化される２
進コード化メツセージの形態で送信情報を再生するため
に、上記２進コード化メツセージを受信時に角度量φだ
け移相するための手段と、上記２進コード化メツセージ
および移相された２進コード化メツセージに応答しＣＯ
Ｓφに比例する２進コード化メツセージを供給するため
の手段と、ＣＯＳφに比例する上記２進コード化メツセ
ージに応答し、その中のメツセージ情報内容および時限
情報内容を検出するための手段と、を備えた受信装置に
在る。

この発明は、添附図面に関連して説明する例示的な実施
例の詳しい説明からもつと明らかになるだろう。

第１図は、この発明の受信装置５の一実施例を示す。

送信機６は、例えば前述したアメリカ合衆国特許第３，
５５１，８８９号明細書に示されたような送信装置の一
部を形成することができ、送信アンテナ７から受信装置
５の受信アンテナ８へ車輌制御信号を送信する。受信さ
れた車輌制御信号は２進コード化メツセージであつて、
２進数″１″が第１周波数例えば比較的低い周波数で表
わされかつ２進数゛０”が第２周波数例えば比較的高い
周波数で表わされる。一つのビツト時間から次のビツト
時間へ変る時にはいつでも、ビツト時間の変化を明らか
にするために、受信した車輌制御信号の位相がシフトさ
れる即ち移相される。

２進数８１″（または″０″）から２進数６『゜（また
ば１゜゜）へ変る時には、容易に明らかとなるように、
一つのビツト時間から次のビツト時間への変化は周波数
変更によつて起つた。

しかしながら、もし一つのビツト時間、次のビツト時間
共に２進数が同じであつて変らないならば、例えば連続
する二つのビツト時間の間２進数か共に８ｒ゛（または
“Ｏ″）ならば、移相の概念を使用することなく一つの
ビツト時間から次のビツト時間への変化を確かめる方法
は無い。間もなく分るように、受信した車両制御信号の
周波数変更または移相を検出することにより、受信装置
の同期をとるための時限信号を抽出し、かつ受信装置の
出力端子に同期した車両制御信号を供給する。第２図の
波形２Ａは、受信アンテナ８で受信される２進コード化
メツセージを示す。

すなわち、波形２Ａは、車両制御信号例えば速度制御信
号として車両で受信した２進数信号である。時限情報は
この２進数信号に既に組み込まれており、そして周波数
波形の位相の変化がある毎にそれは時間単位を意味する
。位相が変化する毎に、それは検出されることができか
つ２進数信号の１つのビツトの終りと次のビツトの始ま
りとを示す。帯域フイルタ９，１０は、受信した車両制
御信号のうちのそれぞれ２進数″］”部分、″０゜゛部
分を通過さし、もつてどんな雑音も除去しかつ受信装置
に所望される必要な選択度を達成する（第２図の波形２
Ｂ参照）。信号は、各帯域フイルタによつて有限の時間
遅延されることを理解されたい。遅延時間は、周波数が
違うので各帯域フイルタ毎に違うことをまた理解された
い。その上、遅延時間は、図面を簡明にするために、図
示しなかつた。これらの帯域フイルタは、例えば結晶フ
イルタで良い。帯域フイルタ９および１０の出力端子に
現われる信号は、増幅器１１で増幅される。この増幅器
１１は、帯域フイルタ９および１０を適当に終了きせ、
かつ受信装置の感度を制御するように働く。正帰還を有
するシユミツト・トリガ回路のような信号リミツタ１２
は、増幅器１１からの信号を通す。このリミツタ１２は
、受信々号の振暢を既知のレベルに制限するように働く
。これは、受信装置の感度を、リミツタの閾値よりも高
い振幅変動まで下げる。リミツタ１２の出力端子に現わ
れる信号は、第２図の波形２０で示される。リミツタ１
２の出力端子に現われる信号は、位相比較器１４のよう
な乗算器の第１入力端子１３へ供絽さね、かつまた移相
回路網１６の人力端子１５へも供給される。

この移相回路網１６は、２進コード化メツセージを、例
えば１８００であり得る角度量φシフトする。２進数゛
１゛の周波数は、例えば同調空胴のような機械式フイル
タであり得る帯域フイルタかつ遅延回路１７によつて通
過させられる。

この帯域フイルタかつ遅延回路１７は遅延素子としてま
た働く。当業者には周知のように、帯域フイルタによる
包絡線遅延は、搬送周波数での位相一周波数曲線の傾斜
に依存する。帯域幅が狭くなればなるほど、傾斜は急に
なり従つて遅延は長くなる。この原理を使つて、大体９
００に等しい角度量だけ信号を移相さしかつ約１０ミリ
秒遅延させる。帯域通過特性を維持するために帯域フイ
ルタで得ることのできる移送量には制限がある。帯域フ
イルタかつ遅延回路１７の信号出力は移相器１８によつ
て通過させられる。この移相器１８は、例えばＲＣ遅延
回路の形態をとることができ、位相比較器１４の反転入
力端子１９へ印加される２進数“１″信号が第１入力端
子１３に現われる２進数”１゛と逆相すなわち１８０３
離相するように信号を大体９０相更に移相する。反転人
力端子１９に現われる信号は第２図の波形２Ｄで示され
る。帯域フイルタかつ遅延回路２０および移相器２１は
帯域フイルタかつ遅延回路１７および移相器１８がリミ
ツタ１２からの信号出力に応答するのと同様な仕方で、
リミツタ１２からの信号の２進数“０”に応答する。移
相されかつ遅延された２進数゛０”は、位相比較器１４
の非反転入力端子２２へ印加される。この非反転入力端
子２２へ供給される２進数“Ｏ”は第２図の波形２Ｅで
示される。反転人力端子１９と非反転入力端子２２にお
ける信号の遅延は、図面を簡単にするために図示しなか
つた。位相比較器１４は、前述したように乗算器として
働き、第１入力端子１３に現われる信号と反転人力端子
１９および非反転人力端子２２に現われる信号とを乗じ
る。

位相比較器１４は、例えばアメリカ合衆国では電圧制御
発振器を省略しだシグネテイクス（Ｓｉｇｎｅｔｌｃｓ
）ＮＥ５６５ｌ集積回路として知られるものの形態をと
ることができる。前述したように、移相回路網１６から
位相比較器１４への信号入力は、二つの差動増幅人力で
ある。第１人力端子１３に現われる信号は、式ＥｌＳｌ
ｎ（ω１ｔ）＋ＥｌＳｌＩｌ（ω０ｔ）で表わされる。

たゾし、ω１ｔは２進数１の周波数であり、かつω０ｔ
は２進数０の周波数である。反転入力端子１９に現われ
る信号は式Ｅ２ｓｌｎ（ω１ｔ＋φ）で表わされ、かつ
非反転入力端子２２に現われる信号は式Ｅ２ｓｌｎ（ω
０ｔ＋φ）で表わされる。ＦｓＳし、φは移相回路Ｗ３
ｌ６によつて導入される移相でありかつ大体１８０ｌに
等しい。従つて、反転入力端子１９に現われる各２進数
“１゛ビツトは第１入力端子１３に現われる２進数“１
″信号と逆相であり、かつ非反転入力端子２２に現われ
る各２進数゛０１ビツトは第１入力端子１３に現われる
２進数゛Ｏ″と逆相であることが分る。

これは、一つのビツト時間から次のビツト時間への変化
を示す位相反転が有る時以外の、受信した２進コード化
メツセージのための総ての時間例の場合である。位相反
転時には、第１入力端子１３に現われる信号と反転入力
端子１９または非反転入力端子２２に現われる信号とが
同相関係に在る時有限の周期がある。同相関係に在る時
のこの有限の周期の重要さは直ぐ後に説明する。位相比
較器１４の伝達関数は、第１入力端子１３と反転入力端
子１９における信号の位相差および第１入力端子１３と
非反転入力端子２２における信号の位相差である余弦関
数を含む。周知のように、もし両人力信号の移相が００
ならば、０の余弦は＋１である。しかしながら、もし両
入力信号の移相が１８０。ならば１８００の余弦は−１
である。これを使つて位相比較器の出力端子に２進数６
１″と６０１（これらは異なる極性を有する）を導出す
る。ずなわち、２進数゛１１の極性は相対的に正であり
、かつ２進数“Ｏ”の極性は相対的に負である。従つて
、一つのビツト時間から次のビツト時間への周波数変更
（これは信号の２進数の変化を示ず）に応答して位相比
較器１４からの信号出力の極性が変り、或は２進数が同
じで変らない場合には位相比較器は移相に応答して比較
的短い期間信号出力の極性を変化させる（これはビツト
時間の変化を示す）。

これは、以下にもつと明白にされる。位相比較器からの
信号出力は、２進数゛１れに対しては式Ｖφ１＝Ｃ１、
Ｅ１、Ｅ２〔−｛０Ｓ（２ω１ｔ＋φ）＋ＣＯＳφ〕で
表わされ、かつ２進数６０１に対しては式φＯ＝Ｃ１、
Ｅ１、Ｅ２〔−ＣＯＳ（２ω０ｔ＋φ）＋ＣＯｓφ〕で
表わされる。ただし、Ｃ１は位相比較器の比例定数であ
り、Ｅ１とＥ２は各信号入力の電圧振幅である。位相比
較器１４の信号出力は、その高周波分すなわちＣＯＳ（
２ω１ｔ＋φ）およびＣＯＳ（２ω０ｔ＋φ）を除去す
るために、低域フイルタ２３によつてろ波される。従つ
て、低域フイルタ２３の出力端子２４に現われる信号は
、２進数６１１に対してはＶ１＝一ＫＣＯＳφとなり、
かつ２進数６０″に対してはＶＯ＝ＫＣＯＳφとなる。

ただし、Ｋ＝Ｃ１、Ｅ１、Ｅ２である。次に、位相比較
器１４と低域フイルタ２３が、供給された信号入力に応
答する時の動作を考察しよう。

時刻ＴＯにおいて、リミツタ１２からの信号は位相比較
器１４の第１入力端子１３へ印加される（第２図の波形
２Ｃ参照）。位相比較器１４の反転入力端子１９、非反
転入力端子２２への信号入力は第２図のそれぞれ波形２
Ｄ，２Ｅで示される。時刻ＴＯにおいて、２進数６１″
は第１人力端子１３へ印加され、かつ逆相の２進数゛１
”は反転入力端子１９へ印加される。両信号が互に逆相
であるので、φの余弦は−１である。この−１は、端子
１９が反転入力端子であるので、位相比較器１４によつ
て＋１に反転される。従つて、低域フイルタ２３の出力
端子２４における信号はＫＣＯＳ（１８０の）＝（−Ｋ
）・（−１）に等しく、これは＋Ｋの値を有する信号に
等しい（第３図の波形３Ａ参照）。この信号は時刻ｔ１
までレベル＋Ｋに留る。時刻ｔ１においては、２進数″
０″が位相比較器１４の第１入力端子１３へ供給され（
第２図の波形２Ｃ参照）、かつ逆相の２進数゛０７が非
反転入力端子２２へ供給される（第２図の波形２Ｅ参照
）。２進数か“１１から″Ｏ″へ即ち低周波から高周波
へ変化したので、この時には反転入力端子１９に信号入
力が存在しない（第２図の波形２Ｄ参照）。

低域フイルタ２３からの出力端子２４における信号出力
は、従つてＫＣＯＳ（１８０に）＝−Ｋであり、これは
２進数″０″である（第３図の波形３Ａ参照）、時刻Ｔ
２において、再び、２進数“１”が第１入力端子１３へ
印加されかつ逆相の２進数“１″信号が反転入力端子１
９へ印加される。非反転人力端子２２にはこの時信号入
力が印加されない。低域フイルタ２３からの信号出力は
、従つて２進数“１”信号を表わす＋Ｋである。時刻Ｔ
３においては、周波数は変更されないが、ビツト時間々
隔の変化を示す普通の移相が在る。

この移相が生じる時の短い時間θの間、第１人力端子１
３と反転入力端子１９に現われる信号は同相である。こ
の場合には、出力端子２４に現われる信号は−ＫＣＯＳ
（０、）＝−Ｋである。これは２進数６０”の信号レベ
ルであることに注目されたい。信号は、間隔θ後の残り
のビツト時間々隔の間＋Ｋレベルに戻る。これは第４図
にもつと詳しく示されている。なお、第４図の波形４Ａ
は時刻Ｔ２からＴ４までの時間々隔の第２図の波形２Ｃ
に相当し、かつ波形４Ｂは同一時間々隔の間の第２図の
波形２Ｄに相当する。帯域フイルタかつ遅延回路１７中
での２進数”１゛の遅延は、波形４Ｂ中に示されるが、
図面を簡単にするために波形２Ｄ中には示きなかつた。
この遅延は前述した同相関係を考慮するものである。波
形４Ａについて、時刻Ｔ３で第１入力端子１３に現われ
る信号は比較的低い値であることが理解される。第４図
の波形４Ｂで示されるように、反転入力端子１９に現わ
れる信号は、正レベル（これは逆相である）から負レベ
ル（これは同相である）へ切換わり、その後正レベル（
これは同相である）へ切換わり、そして周期θの後で逆
相信号レベルへ戻る。第４図の波形４Ｂに示した有限の
周期θの間、波形４Ａと４Ｂが同相である即ちこの周期
の間位相差は００であることが分る。従つて、一つのビ
ツト時間から次のビツト時間への変化を示す負方向性信
号は、低域フイルタ２３の出力端子２４に供給される。
しかしながら、周期θの終了時逆相関係に戻り、そして
低域フイルタ２３からの信号出力は＋Ｋレベル（これは
このビツト時間々隔中２進数゛１″を示す）に戻る。時
刻Ｔ４において、２進数″０″が第１入力端子１３に供
給され、かつまた逆相の２進数“０ｎが非反転入力端子
２２に供給される。

位相比較器および低域フイルタは、この状態に応答して
低域フイルタ２３の出力端子２４に−Ｋすなわち２進叔
゛Ｏ″を供給する。時刻Ｔ５において、２進数”Ｏ”は
まだ第１入力端子１３および非反転入力端子２２に存在
する。従つて、位相比較器は時刻Ｔ３の場合と同様に位
相の変化を検知し、かつ＋Ｋの信号は有限の周期θの間
低域フイルタ２３の出力端子２４に供給され、その後信
号は残りのビツト時間々隔の間２進数゛Ｏ”を表わす−
Ｋレベルに戻る〇従つて、位相比較器の人力側で周波数
が変る（これはビツト時間々隔の変化を示す）毎に、こ
れに対応して低域フイルタ２３の出力側で出力信号レベ
ルが変ることが分る。

位相比較器の人力側で周波数が変らないが位相が変る時
には、低域フイルタの出力側で短い周期θの間信号レベ
ルが変る（これもまた一つのビツト時間から次のビツト
時間への変化を示す）。低域フイルタ２３からの信号出
力はその後パルス整形器２５で処理される。

このパルス整形器２５はその出力端子に事実上矩形波の
信号（第３図の波形３Ｂ参照）を出し、これは低域フイ
ルタ２３からの信号出力と同相である。パルス整形器２
５からの信号は、時限再生回路網２６とメツセージ再生
回路網２７とへ同時に印加される。時限再生回路網２６
は、単安定マルチバイブレータ２８帯域フイルタ２９お
よび矩形化かつレベルシフト回路３０から成る。時限再
生回路２６は、信号士ＫＣＯＳφから時限情報を再生す
るように働く。この時限情報は、一つのビツト時間々隔
から次のビツト時間々隔への各変化を示す。単安定マル
チバイブレータ２８は、印加信号の前縁または後縁に応
答して非安定状態へ切換わるマルチパイプレータである
。周知のように、単安定マルチバイブレータは、所定の
時間（これはマルチバイブレータの時定数で決まる）後
に安定状態へ戻る。単安定マルチバイブレータ２８の入
力端子への印加信号は、第３図の波形３Ｂで示すとおり
である。時刻ＴＯにおいて波形３Ｂの前縁は単安定マル
チバイブレータ２８の入力端子へ印加され、この単安定
マルチバイブレータ２８を非安定状態へ切僕える。所定
の時間後、単安定マルチバイブレータは安定状態へ戻る
。単安定マルチバイブレータ２８の信号出力はその後帯
域フイルタ２９に通される。この帯域フイルタ２９は、
所望の時限周波数の信号に応答し、かつ周期△ｔの間信
号を遅延させる。得られた出力パルスは、ビツト時間々
隔の大体中点で生じる。帯域フイルタ２９からの信号出
力はその後矩形化かつレベルシフト回路３０に通される
。得られた矩形波出力（第３図の波形３Ｄ参照）は、出
力端子３３へ供給されると共にＪＫフリツプフロツプ３
２のクロツク端子３１へ供給される。時刻ｔ１において
、単安定マルチバイブレータ２８への信号入力はパルス
（これは時間々隔から次の時間々隔への変化のパルスを
表わす）の後縁であり、そして単安定マルチバイブレー
タは今一度非安定状態へ切換わる０ローの状態は時刻Ｔ
２でも起る。時刻Ｔ３では、一つのビツト時間から次の
ビツト時間へ変化を示すパルスの後縁が在り、そして単
安定マルチバイブレータ２８は非安定状態へ切換わる。
周期θの後で前縁が単安定マルチバイブレータへ印加さ
れるが、信号レベルのこの切換わりは単安定マルチバイ
ブレータがまだ非安定状態に在るので単安定マルチバイ
ブレータには何等影響しない。というのは、単安定マル
チバイブレータの時限間隔か周期θよりも長いからであ
る。従つて、期間Ｔ３＋θ後の前縁は単安定マルチバイ
ブレータに影響しないことが分る。従つて、単安定マル
チバイブレータは、位相の変化に応答して発生されるパ
ルスの最初の縁にのみ応答することが分る。以下の時限
パルスは、時刻Ｔ４およびＴ５でも同様にして発生され
る。メツセージ再生回路網２７は低域フイルタ３４およ
びレベルシフタ３５から成る。

パルス整形器２５の信号出力は低域フイルタ３４の入力
端子へ印加される。これは、第３図の波形３Ｂで示され
たような高周波分４０および４１をろ波するために、な
される。これらは、周波数が変らない場合すなわちビツ
ト時間が変つたが２進数レベルが変らない場合、位相比
較器１４の入力側での移相に応答して発生されたことを
思い出されたい。すなわち、２進数は一つのビツト時間
から次のビツト時間まで同じであつた。ろ波された信号
は次いでレベルシフタ３５に通される。このレベルシフ
タ３５の出力端子における波形は、第３図の波形３Ｃで
示すとおりである。信号は、その後時限再生回路網２６
からの時限パルスと同期されなけれはならない。この信
号は、フリツプフロツプ３２のＪ入力端子３６へ直接印
加され、かつインバータ３７を通してフリツプフロツプ
３２のＫ人力端子３８へ印加される。フリツブフロツプ
３２は、従つて、２進数“１”信号を表わす正信号がＪ
人力端子３６へ印加されるのと同時に時限パルスがクロ
ツク端子３１へ印加されることに応答して、２進数“１
子を出力端子３９に供給する。同様に、２進数″０″を
表わす正レベルがＫ入力端子３８へ印加されるのと同時
に時限パルスがクロツタ端子３１へ印加されることに応
答して、２進数６０１は出力端子３９に供給される。こ
れは、第３図に示したような波形３Ｃ，３Ｄおよび３Ｅ
の関係から容易に理解される。出力端子３９に現われる
同期した車両制御信号（第３図の波形３Ｅ参照）および
出力端子３３に現われる時限信号（第３図の波形３Ｄ参
照）は、例えば車両を制御するための選択した速度コー
ドを検知し得る適当な復号装置へ印加され得る。このよ
うな復号装置は、前述したアメリカ合衆国特許第３，５
６２，７１２号明細書の第２図に示されている。要する
に、こ＼に明らかにした受信装置は、メツセージ情報が
周波数でコード化されかつ時限情報が位相でコード化さ
れる２進コード化メツセージに応答する。

供給された２進コード化メツセージは、φに等しい角度
量だけ移相される。ＣＯＳφに比例する２進コード化メ
ツセージを供給するために、供給された２進コード化メ
ツセージおよび移相された２進コード化メツセージに応
答する手段か在る。周波数の変更を検知する毎に或は周
波数が変らない場合、移相時限信号が供給される。ＣＯ
Ｓφに比例する信号のメツセージ内容は、これもまた検
知され、かつ同期した車両制御信号を供給するために時
限信号と同期される。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の受信装置を表わすプロツク図、第２
図ないし第４図は第１図に示した受信装置の動作を理解
するのに有用な波形図である。 ５・・・・・・受信装置、１６・・・・・・移相回路網
、２６・・・・・・時限再生回路網、２７・・・・・・
メツセージ再生回路網である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２進数“１”が例えば比較的低い周波数の第１周波
   数にありそして２進数“０”が例えば比較的高い周波数
   の第２周波数にあるようにメッセージ情報が周波数でコ
   ード化され、かつ２進数の逆相関係が一つのビット時間
   から次のビット時間への変化を示すように時限情報が位
   相でコード化される供給された２進コード化メッセージ
   に応答する受信装置において、上記供給された２進コー
   ド化メッセージ中の上記２進数“１”に応答し、この２
   進数“１”を角度量φだけ移相するための手段と、上記
   供給された２進コード化メッセージ中の上記２進数“０
   ”に応答し、この２進数“０”を角度量φだけ移相する
   ための手段と、第１入力端子に印加された上記供給され
   た２進コード化メッセージをそれぞれ反転入力端子に印
   加された上記移相した２進数“１”、非反転入力端子に
   印加された上記移相した２進数“０”と乗算してろ波す
   ることによつてｃｏｓφに比例する２進コード化メッセ
   ージすなわち２進数“１”が正極性で表わされかつ２進
   数“０”が負極性で表わされた出力信号を発生し、しか
   もこの出力信号が一つのビット時間から次のビット時間
   への周波数変更すなわち２進数の変化に応答して極性を
   変え、また２進数の無変化時には上記逆相関係に応答し
   て比較的短い期間極性を変えるようにした位相比較器お
   よび低域フィルタと、この低域フィルタの上記出力信号
   から上記時限情報を再生した時限信号を供給するための
   時限再生回路網と、上記低域フィルタの上記出力信号か
   らメツセージ内容を検出するためのメッセージ再生回路
   網と、上記メッセージ内容と上記時限信号の同時供給に
   応答し、上記時限信号に同期して復号されたメッセージ
   を供給するための手段と、を組合わせて備えたことを特
   徴とする受信装置。 ２５