JPS5943793B2 - 逆対数変換回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は等差レベルの入力信号をこれに対応した等比レ
ベルの出力信号に変換するのに逆対数変換要素として半
導体のＰＮ接合を用いた逆対数変換回路に関し、特に逆
対数変換器に不可欠であつた温度補償用感温抗抵を全く
不要にしたものである。

従来の逆対数変換器は、トランジスタやダイオードなど
のＰＮ接合を逆対数変換要素として用いているのが殆ん
どである。

ところで、半導体のＰＮ接合の電圧一電流１特性は、−
１ｓｅｘｐｑＶ（−）で表わされる。

ただしＩｓは逆飽和電流、ＫＴｋはボルツマン定数、Ｔ
はゲルピン温度、ｑは電子電荷量である。

即ち、ＰＮ接合は逆対数変換要素を持つているが、温度
Ｔによる変化要素も合わせ持つている。特に、逆飽和電
流１ｓはその絶対値としては小さいが、温度変化に対し
ほぼ指数関数的に変化するため、逆対数変換器を構成す
るときにはペア・トランジスタのように電圧一電流特性
の良く揃つた一対のＰＮ接合の一方を電圧一電流逆対数
変換用に、他方を逆飽和電流１ｓ打ち消し用に用いて逆
飽和電流１ｓの温度変化による逆対数変換特性の変動を
なくすようにしている。しかし、上記特性式の温度Ｔは
それが指数項中にあるため、ペア性の補償が出来ない。
このため、従来の逆対数変換器では、温度に正比例、ま
たは反比例して抗抵値が変化する感温抗抵を用いて特性
式中の温度Ｔを打ち消すようにしているが、元来感温抗
抵は温度一抗抵係数が非線形であり、様々に組み合わせ
てみても広い温度範囲で所望の温度補償特性に完全に合
わせることは不可能である。そのうえ、感温抗抵の抗抵
値と温度係数のバラツキは激しく、たまたまある１個の
温度補償できたとしても、大量に生産した場合に全部を
完全に温度補償することはできない。また、温度補償を
完壁にするため、感温抗抵素子を選別すればそれだけで
も高額なものになつてしまう。従つて、従来の逆対数変
換器は、逆対数変換特性の温度補償をバラツキも含めて
完壁にするのが非常に困難なため、高価なものとならざ
るを得なかつた。本発明は上記のような欠点を除去すべ
くなされたもので、入力信号を、絶対温度に比例して変
化し、かつ入力信号に比例した電気信号（電圧または電
流）に変換し、この変換された入力信号を逆対数増幅器
で逆対数変換して、温度変化に対して安定な逆対数変換
された出力電気信号を得るようにした逆対数変換回路を
提供するものである。

以下にその実施例を図面と共に説明する。第１図におい
て、１は感温要素として半導体のＰＮ接合を用い、絶対
温度ＴＣＫ）に比例して変化する電気信号を発生する感
温電気信号発生器であり、具体的には、感温要素として
トランジスタを用い、絶対温度Ｔに比例して変化する電
圧８を発生する感温電圧発生器１００で構成されている
。２は入力信号変換回路であり、入力信号と感温電気信
号発生器１の出力電気信号とを入力として、絶対温度に
比例して変化し、かつ上記入力信号に比例した電気信号
を発生する。

後に述べるように、入力信号変換回路２に入力される入
力信号はアナログ電圧や電流などのアナログ電気信号ば
かりでなく、離散的な数値で表わされるデイジタル信号
や電子楽器用キー・ボードなどの機械的スイツチの切替
え選択情報、さらに可変抗抵器の設定位置情報などであ
つてもよい。

第１図の実施例では、入力信号変換回路２としてアナロ
グ電圧の掛算を行なうアナログ掛算器２２が用いてあり
、出力端子２１に電圧ＶＴＯが出力されている。３は半
導体のＰＮ接合を逆対数変換要素として用いた逆対数増
幅器であり、逆対数変換特性の温度補償がなされていな
いものである。

該逆対数増幅器３は入力信号変換回路２の出力電圧ＴＯ
を逆対数変換して、電流１ｃ＝Ａｅｘｐ（ＢＶＴｃ／Ｔ
）を出力する。ただし、Ｔは絶対温度（゜Ｋ）、Ａ，Ｂ
は絶対温度Ｔに依存しない定数を示す。なお、第１図の
実施例では、逆対数増幅器３は逆対数変換要素としてト
ランジスタが用いられている。また、感温電圧発生器１
００のトランジスタと逆対数増幅器３のトランジスタと
は実質的に同一温度である。次に、第１図の実施例に動
作について簡単に説明する。

感温電圧発生器１００の出力電圧（感温電圧）Ｔは絶対
温度に比例するから、ＶＴ＝ＫＴＴと表わされる。ただ
し、ＫＴは温度に依存しない比例定数である。入力信号
が入力電圧ＩＮとして与えられると、アナログ掛算器２
２の出力電圧ＶＴＣは感温電圧発生器１００の出力電圧
Ｔと入力電圧ＩＮとの積に比例した電圧となるから、Ｔ
Ｃ＝ＭＶＩＮＶＴ＝ＭＫＴＶＩＮＴと表わされる。ただ
し、Ｍは温度に依存しない比例定数である。逆対数増幅
器３の出力電流ｃは上述の如く、Ｉｃ＝Ａｅｘｐ（ＢＶ
Ｔｃ／Ｔ）で示される。従つて、出力電流１ｃは上式に
ＶＴＣ＝ＭＫＴＶＩＮＴを代入してＩｃ＝Ａｅｘｐ（Ｂ
ＭＫＴＶＩＮＴ／Ｔ）＝Ａｅｘｐ（ＢＭＫＴＶＩＮ）と
なつて、温度Ｔが消滅する。

従つて、入力電圧１Ｎを逆対数変換した出力電流。は温
度変化に対して安定となる。次に、第１図の実施例につ
いて詳細に説明する。

第１図に、感温電圧発生器１００の具体的実施例を示す
。Ａｌ，Ａ２は高入力インピーダンスの差動増幅器、Ｔ
，ｌ，Ｔ，２は互いに電圧一電流特性の揃つたペア・ト
ランジスタ、１１〜１４は温度変化に対して安定な抗抵
である。差動増幅器Ａｌ，Ａ２の非反転入力を接地して
いる抗抵は、それぞれ差動増幅器Ａ，，Ａ２の入力バイ
アス電流１Ｂによるオフセツトを除去するためのもので
ある。またｊ差動増幅器Ａｌ，Ａ２の各出力ー反転入力
間のキヤパシタ１６，１７と、差動増幅器Ａ２の出力と
トランジスタＴ，ｌ，Ｔ，２の両エミツタとの間に介在
する抗抵１５とは本回路１００の周波数安定度を良好に
保つためのものである。次に、感温電圧発生器１００の
動作について説明する。

トランジスタＴ，ｌ，Ｔ，２のベース・エミツタ間電圧
をＢＥｌ，ＶＢＥ２とし、コレクタ電流をそれぞれＩＣ
ｌ，ＩＣ２としたとき、ベース電圧とコレクタ電圧がほ
ぼ同電位にあれば次の関係式が成立する。ただし、ＩＳ
ｌ，ＩＳ２はそれぞれトランジスタＴ，，，Ｔ，２の逆
飽和電流、ｋはボルツマン定数、ｑは電子電荷量、Ｔは
絶対温度である。

差動増幅器Ａ１は抗抵１４とトランジスタＴ，２とＴ，
ｌとを介して負帰還がかけられ、差動増幅器Ａ２は抵抗
１５とトランジスタＴ，２を介して負帰還がかけられて
いるから、差動増幅器Ａｌ，Ａ２の反転入力は共に接地
電位となる。また、差動増幅器Ａ，Ａ２の入力インピー
ダンスが十分に高いから、ＩＣｌ，ＩＣ２はとなる。

ただし、Ｃｃは電源電圧である。差動増幅器Ａ１の出力
電圧ＶＴとし、トランジスタＴ，２のベース電圧をＢ１
とすれば、が成立する。

トランジスタＴ，ｌのベースが接地され、トランジスタ
Ｔ，ｌ，Ｔ，２の両エミツタが接続されているから、次
の式が成立する。（２），（１）式の比をとれば、 となる。

ここで、トランジスタＴ，，，Ｔ，２の特性が揃つてい
るから、ＩＳｌ二ＩＳ２としてよく、上式は近似できて
、となる。

（７）式に（６）式を代入して次の式を得る。

（４），（３）式の比をとれば、となる。

（５），（８），（９）式からが成立する。

従つて、ＶＴは次の如くなる。ただし、ＫＴ＝−十（１
＋士ぐ）１ｎイ汁である。ＫＴは温度Ｔに無関係な定数
になり、Ｔは温度Ｔに比例することになる。

従つて、電圧ＶＴは温度に比例して変化する感温電圧と
なつて端子１０に発生する。（代）式から、感温電圧Ｖ
Ｔは２つの抗抵比Ｒ４／Ｒ３，Ｒｌ／Ｒ２だけで決定さ
れ、電源電圧Ｖｃｃに無関係であることがわかる。この
ことは、感温電圧発生器１００が電源電圧変動の影響を
受けないという秀れた特徴を備えていることを示すもの
で、感温電圧ＶＴが後続の入力信号変換回路２の入力電
圧となつていること考えると、大きな利点になつている
。第１図に、入力信号変換回路２の具体的実施例として
アナログ掛算器２２をプロツクで示す。

このアナログ掛算器２２は２つの入力電圧の積に比例し
た電圧を出力するものなら何でもよく、周知のアナログ
掛算器はもちろん、制御電圧によつて利得がリニアに可
変される周知の電圧制御増幅器などを用いてもよい。ア
ナログ掛算器２２は、上述したように、端子２０に印加
された入力電圧ＶＩＮと感温電圧ＶＴ増幅器Ａ３の入カ
インピーダンスカ叶分に高いから、ＩＲは、となる。

ただし、ＣＯは電源電圧である。トランジスタＴ，３の
ベースが接地され、トランジスタＴ，３，Ｔ，４の両エ
ミツタが接続されているから、トランジスタＴ，４のベ
ース電位をＢ２すると、次式が成立する。０３，（自）
式の比をとれば、 となる。

ここで、トランジスタＴ，，，Ｔｒ４の特性が揃つてい
るから、Ｉｓ，＝Ｓ４としてよく、（自）式は近似でき
て、となる。

（１７）式に０４），（１５）式を代入して次の式を得
る。） 一方、ＶＢ２は入力信号変換回路２の出力電圧ＶＴＣを
抗抵３２と３３で分圧したものであるから、る。

さて、（社）式に入力電圧であるＶＴＣを表わす式（自
）を代入すると、となり、分子、分母の温度Ｔが消去さ
れることによつて、逆対数増幅器３の出力電流１ｃは次
の式で示される。

（２１）式に示すように、逆対数増幅器３の出力電流Ｉ
ｃは温度Ｔを含んでいないから、温度変化に対して安全
であることがわかる。

次に、本逆対数変換回路を電子楽器、とりわけミユージ
ツク・シンセサイザーの音源装置に応用した実施例を第
２図に示す。

ミユージツク・シンセサイザの音源にはＶＣＯ（電圧制
御発振器）またはＣＣＯ（電流制御発振器）が用いられ
、押された鍵に対応する音段周波数を得ている。

すなわち、各鍵に対応する等差電圧を逆対数増幅器で逆
対数変換した等比電圧（または等比電流）でＶＣＯ（ま
たはＣＣＯ）を制御して各鍵の音高に対応する音階周波
数を得る方法が多く用いられている。しかも、逆対数増
幅器は、トランジスタやダイオードなどのＰＮ接合を逆
対数変換要素として用いたものが殆んどであつて、冒頭
で述べたように、従来、逆対数変換特性の温度補償が不
完全であつたため、ミユージツク・シンセサイザの音源
周波数の温度安定度はすこぶる悪いものとなつていた。
第２図では、本逆対数変換回路を用いて音源周波数の温
度安定度の良いミユージツク・シンセサイザの音源装置
を実現している。

第２図の実施例では、鍵電圧発生回路２−１とピツチ・
シフト電圧発生回路２−２との２つの入力信号変換回路
を用いている。

また、感温電気信号発生器１は感温電圧ＶＴを出力する
と同時に絶対温度に比例して変化する感温電流Ｔをも出
力する。第２図の実施例について詳細に説明する。

１は感温電気信号発生器であり、絶対温度Ｔに比例して
変化する感温電圧ＶＴと感温電流８をそれぞれ端子１０
，１０−１に出力する。

感温電気信号発生器１において、プロツクで示した１０
０は第１図における感温電圧発生器１００と全く同様な
回路であり、（自）式で示される感温電圧ＶＴ＝ＫＴＴ
を出力する。Ａ４は差動増幅器であり、温度変化に対し
て安定な抵抗１０５，１０６と共に周知の反転増幅器を
構成している。１０２〜１０４は温度変化に対して安定
な抵抗、Ａ，は高入カインピーダン゛スの差動増幅器、
１０１はＦＥＴ（電界効果トランジスタ）である。

ＦＥＴｌＯｌと差動増幅器Ａ，と抵抗１０２〜１０４は
周知のカレント・ソースを構成していて、差動増幅器Ａ
５の反転入力と非反転入力とが同電位に保たれるため、
ＦＥＴｌＯｌのドレインに現われる出力信号１Ｔは抵抗
１０３の両端の電圧を抵抗１０２の抵抗値Ｒ６で除した
ものになる。

抵抗１０３の両端の電圧は、差動増幅器Ａ４で構成した
反転増幅器の利得を−Ｇ（Ｇは正の定数）とすれば、該
反転増幅器の出力には、−ＧＶＴなる電圧が発生するか
ら、となる。

従つて、出力信号１Ｔは次の式で示される。ただし、Ｋ
Ｏ＝ ０７（１＋Ｇ）であＲＯ（Ｒ．，＋ＲＯ （代）式から、ＶＴ＝ＫＴＴであるから、（２２）式は
となる。

ＫＴ，Ｋｃが共に温度Ｔに無関係な定数であるから、電
流１Ｔは温度Ｔに比例することになる。２−１は入力信
号変換回路の実施例の１つである鍵電圧発生回路であり
、絶対温度に比例して変化し、かつ押された鍵に対応し
た等差電圧を発生する。

鍵電圧発生回路２−１への「入力信号」は押鍵の選択情
報であるといえる。Ａ６は高入力インピーダンスの差動
増幅器で、バスバ一 ２ −１１の電圧を低インピーダ
ンスで出力するボルテージ・フオロワを構成している。

２ −１２〜 ２ −１５は互いに相等しい抵抗値Ｒを
もち、温度変化に対して安定な抵抗であり、直列接続さ
れている。

抵抗２−１２の一端は接地され、抵抗２−１５の一端は
感温電気信号発生器１の出力端子１０−１に接続されて
いる。キー ・スイツチは、第２図においてより上方に
位置するキー ・スイツチほどより高い音階周波数に対
応するように書かれている。従つて、ｏ番目のキー ・
スイツチ（端子が接地されているキー ・スイツチ）が
最低の音階周波数に対応している。さて、全てのキー
・スイツチがオフ状態のとき、相隣る２つのキー ・ス
イツチの端子間には等しく電圧ＲＩＴが発生している。

どれか一個のキー ・スイツチがオンされたとき、オン
されたキー ・スイツチ端端子電圧がバスバ一 ２ −
１１に与えられボルテージ・フオロワで低インピーダン
スに変換されて出力する。複数のキー ・スイツチが同
時にオンされたとき、オンされたキー ・スイツチは全
てバスバ一 ２ −１１で短絡されて同電位になるから
、オンされたキー ・スイツチのうち最低の音階周波数
に対応するキー ・スイツチの電圧が出力される。即ち
、鍵電圧発生回路２−１は低音優先の等差音階電圧を発
生する機能を持つている。いま、第２図に示すように、
ｎ番目のキー ・スイツチがオンされたとすれば、鍵電
圧発生回路２−１の出力電圧はＶＴＣＩは、となる。

（２３）式を１２゛式に代入すると、となつて、Ｎ，Ｒ
，ＫＴ，ＫＯが温度Ｔに無関係な定数になるから、電圧
ＶＴＯＩは温度Ｔに比例することになる。また、（２５
）式により、出力電圧ＶＴＣＩは「入力信号」とみなせ
るキー ・スイツチの番号ｎにも比例していることがわ
かる。次に、２−２は入力信号変換回路の実施例の１つ
であるピツチ・シフト電圧発生回路であり、絶対温度に
比例して変化し、かつ手動操作により設定レベルを変え
ることのできる電圧を発生する。

このピツチ・シフト電圧発生回路２−２は、鍵電圧発生
回路２−１により選ぶことのできる複数の音階周波数を
全体的にシフトして所望の音域に移調したり、所望の周
波数にチユーニングしたりするための回路である。また
、ピツチ・シフト電圧発生回路２−２への「入力信号」
は可変抵抗器の設定位置情報であるといえる。２−２０
は３端子可変抵抗器であつて、１番端子２−２１は接地
され、３番端子２−２３に感温電圧ＶＴが印加されてい
る。

該ピツチ・シフト電圧発生回路２−２の出力電圧ＶＴＯ
２は３端子可変抵抗器２−２０の２番端子２−２２から
取り出される。２番端子２−２２が３端子可変抵抗器２
−２０の全抵抗値のα倍（０≦α≦１）の所に位置して
いたとすれば、２番端子２−２２に現われる電圧、すな
わち、ＶＴＯ２は次の式で表わされる。

Ｑ１式から、ＶＴ＝ＫＴＴであるから、（２６）式は、
となつて、出力電圧ＶＴＣ２は温度に比例することにな
る。

また、１２試により、出力電圧ＶＴＣ２は「入力信号」
とみなせる３端子可変抵抗器２−２２０の設定位置を表
わす定数αにも比例していることがわかる。３は２入力
の逆対数増幅器であり、第１図の逆対数増幅器３の回路
において抵抗３３を抵抗３６，３Ｔに置き換えただけの
回路であつて、出力電流Ｉｃを表わす式ａ勧３そのまま
成立する。

ただし、Ｑ梯式のＶＢ２は、第２図のトランジスタＴｒ
４のベース電位ＶＢ３に置き換わる。すなわち、第２図
の逆対数増幅器３の出力電流工Ｃを表わす式は次式の如
くなる。なお、抵抗３６，３７は共に温度変化に対して
安定な抵抗である。

さて、第２図から、トランジスタＴｒ４のベース電位Ｖ
Ｂ３は次の式で表わされる。

ただし、Ｋ１＝ １１Ｄ１１Ａ ＲＡＲ０＋ＲＯＲＤ＋ＲＤＲＡ ある。

（２９成を（２８）式に代入すれば、となる。電圧ＴＣ
ｌ，ＴＣ２を表わす式（２５），（２７）を（３０）式
に代入すると、となり、分子、分母の温度Ｔが消去され
ることによつて、逆対数増幅器３の出力電流１ｃは次の
式で示される。

（３１）式に示すように、第２図の逆対数増幅器３の出
力電流ｃは温度Ｔを含んでいないから、温度変化に対し
て安定であることがわかる。

第２図の４は電流制御発振器であり、制御電流１０に正
比例した周波数ｆで発振する。この周波数ｆが音源周波
数となる。すなわち、比例定数をＫＯとしたとき、音源
周波数ｆは次の式で示される。（３１）式を（３２）式
に代入することによつて、音源周波数ｆは、と表わされ
る。

電流制御発振器４の温度安定度が良ければ、比例定数Ｋ
。が温度変化に対して安定となり、（３３）式中に温度
Ｔが含まれないことになり、音源周波数ｆは温度変化に
対して安定となる。特に、指数項中にあつた温度Ｔが消
去されていて、音源周波数ｆの等比的な変化分の温度安
定性は極めて高いものとなる。（３３）式は、音源周波
数ｆが、鍵盤情報（どの鍵が押されているかを示す）ｎ
とピツチ・シフト情報（音源周波数がどの程度シフトさ
せられたかを示す）αとで決定されていることを示して
いる。

このｎとαはいずれも指数項中にあり、ｎまたはαの等
差的な変化は、音源周波数ｆの等比的な変化となつて現
われる。（３３）式の各定数を音源装置として所望の特
性になるように設定すれば、音源周波数ｆが温度変化の
影響を全く受けない音源装置が得られる。

実際の回路製作にあたつては、第２図において、感温電
圧発生器１００中に在るトランジスタＴ，ｌ，Ｔ，２と
、逆対数増幅器３のトランジスタＴ，３，Ｔ，４とが同
一温度平衡状態にあるように、例えば近接して配置する
とか、一緒にモールドパツクするとか、あるいは同−１
Ｃチツプ上にある４つのトランジスタを利用するとか配
慮して設計する必要がある。以上、第２図において、ミ
ユージツク・シンセサイザの音源装置に応用した逆対数
変換回路の実施例を述べたが、同図に見られるように、
入力信号変換回路は、１つの逆対数増幅器に対してただ
１個だけではなく複数個在つてもよい。

また、逆対数増幅器は、１−Ｄの感温電気信号発生器に
対してただ１個だけではなく複数個存在してもよい。た
だし、この場合、各々の逆対数増幅器中の半導体のＰＮ
接合と感温電気信号発生器中の半導体のＰＮ接合とを実
質的に同一温度下におく必要があるのはもちろんである
。なお、第２図において、４を電流制御発振器として本
発明を応用したミユージツク・シンセサイザの音源装置
の実施例を述べたが、４として、カツトオフ周波数（ま
たは共振周波数）が制御電流Ｉｃに比例して変化する電
流制御フイルタを用い、２−２の名称をカツトオフ周波
数シフト電圧発生回路（または共振周波数シフト電圧発
生回路）に変えて、上記電流制御フイルタに音源信号を
通して得られた信号を楽音信号として用いるように構成
すれば、上述の音源装置と同様に、第２図はそのまま本
発明を応用したミユージツク・シンセサイザの音色制御
装置となる。

すなわち、本発明はミュージック・シンセサイザの音色
制御装置に応用しても非常に有効である。最後に、第１
図の入力信号変換回路２に入力される入力信号がデイジ
タル信号である場合の入力信号変換回路２の実施例を第
３図に示す。

第３図において、２は入力信号変換回路としてのＲ−２
Ｒラダ一形抵抗網を用いた４ビツトのＤ／Ａ変換器であ
る。

Ａ７は差動増幅器であり、帰還抵抗Ｒｆと共に電流一電
圧変換器を構成している。Ｓ１〜Ｓ４は電流スイツチで
あり、それぞれ入力端子２０−１〜２０−４に印加され
たデイジタル入力信号Ｑ１〜Ｑ４によつて切替え制御さ
れる。Ｄ／Ａ変換器２のりファレンズ電圧として感温電
圧Ｔが端子１０に与えられているから、電流ス▼”ｌ゛
イツチＳ１〜Ｓ４に流れる電流はそれぞれ８・−１６ｒ
ＶＴＶＴＶＴ４ ・？，２・−，？となる。

電流ス１ｒｒ１６ｒ１６ｒ イツチＳＯ（ｎ＝１〜４）はデイジタル入力信号Ｑｎ（
ｎ＝１〜４）が「１」のとき、差動増幅器Ａ，の反転入
力側に接続され、Ｑｎが「０」のとき、接地側に接続さ
れる。

従つて、ＱＯがロジツク「１」，「Ｏ」に対反して数字
の１，０を表わすとすれば、出力端子２１に現われる出
力電圧ＶＴＣは、となる。

（代）式から、ＶＴ二ＫＴＴであるから、（３４）式は
、 となる。

（３５）式から、Ｒｆ／ｒが温度変化に対して安定あれ
ば、出力電圧ＶＴＯは温度Ｔに比例して変化することに
なる。なお、第３図の実施例では説明の便宜上４ビツト
のデイジタル信号を用いたが、ビツト数に制限なく実現
できることは明らかである。以上のように本発明は、逆
対数変換要素として半導体のＰＮ接合を用いた逆対数変
換器が宿命的に持つている逆対数変換特性の温度補償の
困難さを一挙に解消し、しかも無調整で、バラツキなく
完壁に温度補償が可能となつて、ミユージツク・シンセ
サイザなとの逆対数変換器の応用装置の温度安定度を著
しく高めることができる非常に価値の高いものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の具体的回路構成図、第２図
は本発明をミユージツク・シンセサイザの音源装置に応
用した実施例の具体的回路構成図、第３図は第１図に示
した入力信号変換回路２の他の実施例の具体的回路構成
図である。 １・・・・・・感温電気信号発生器、２・・・・・・入
力信号変換回路、３・・・・・・逆対数増幅器、１００
・・・・・・感温電圧発生器、２２・・・・・・アナロ
グ掛算器、２−１・・・・・・鍵電圧発生回路、２−２
・・・・・・ピツチ・シフト電圧発生回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 感温素子として第１の半導体のＰＮ接合を含み、絶
   対温度に比例して変化する電気信号を発生する感温電気
   信号発生器と、入力信号と上記感温電気信号発生器の出
   力電気信号とを入力として、絶対温度に比例して変化し
   、をつ上記入力信号に比例した電気信号を発生する少な
   くとも１つの入力信号変換回路と、逆対数変換要素とし
   て第２の半導体のＰＮ接合を含み、上記入力信号変換回
   路の出力電気信号を逆対数変換する逆対数増幅器とを具
   備し、上記第１と第２の半導体のＰＮ接合を実質的に同
   一温度にせしめ、上記感温電気信号発生器の出力電気信
   号により上記逆対数増幅器を温度補償するようにしたこ
   とを特徴とする逆対数変換回路。 ２ 感温電気信号発生器が絶対温度に比例して変化する
   電圧を発生するようにした特許請求の範囲第１項記載の
   逆対数変換回路。 ３ 第１の半導体のＰＮ接合として互いに電圧−電流特
   性の揃つた第１組のペア・トランジスタを用いた特許請
   求の範囲第２項記載の逆対数変換回路。 ４ 感温電気信号発生器はさらに第１、第２の差動増幅
   器と、第１、第２、第３、第４および第５の抵抗とを有
   し、上記第１と第２の差動増幅器の反転入力をそれぞれ
   上記第１と第２の抵抗を介して定電圧源に接続し、上記
   第１と第２の差動増幅器の非反転入力を実質的にそれぞ
   れ接地し、上記第３の抵抗の一端と第１組のペア・トラ
   ンジスタの一方のトランジスタのベースとをそれぞれ接
   地し、上第一方のトランジスタのコレクタと上記第１組
   のペア・トランジスタの他方のトランジスタのコレクタ
   とをそれぞれ上記第１と第２の差動増幅器の反転入力に
   接続し、上記第２の差動増幅器の出力を上記第５の抗抵
   を介して上記他方のトランジスタのエミッタに接続し、
   上記一方のトランジスタのエミッタを上記他方のトラン
   ジスタのエミッタに接続し、上記他方のトランジスタの
   ベースを上記第３の抵抗の他端に接続し、上記第１の差
   動増幅器の出力を上記第４の抵抗を介して上記他方のト
   ランジスタのベースに接続して、上記第１の差動増幅器
   の出力電圧を出力とするように構成した特許請求の範囲
   第３項記載の逆対数変換回路。 ５ 感温電気信号発生器が絶対温度に比例して変化する
   電圧と電流とを発生するようにした特許請求の範囲第１
   項記載の逆対数変換回路。 ６ 第１と第２の半導体のＰＮ接合が同一パッケージ内
   にある特許請求の範囲第１項記載の逆対数変換回路。 ７ 第１の半導体のＰＮ接合として互いに電圧−電流特
   性の揃つた第１組のペア・トランジスタを用い、上記第
   ２の半導体のＰＮ接合として互いに電圧−電流特性の揃
   つた第２組のペア・トランジスタを用いた特許請求の範
   囲第１項記載の逆対数変換回路。 ８ 第１組と第２組のペア・トランジスタが同一パッケ
   ージ内にある特許請求の範囲第７項記載の逆対数変換回
   路。 ９ 逆対数増幅器はさらに差動増幅器と、第１、第２、
   第３および第４の抗抵とを有し、上記差動増幅器の非反
   転入力を実質的に接地し、上記第２組のペア・トランジ
   スタの一方のトランジスタのベースと上記第２の抗抵の
   一端とをそれぞれ接地し、上記差動増幅器の反転入力を
   上記第１の抗抵を介して定電圧源に接続し、上記一方の
   トランジスタのコレクタを上記差動増幅器の反転入力に
   接続し、上記差動増幅器の出力を上記第４の抗抵を介し
   て上記一方のトランジスタのエミッタに接続し、上記第
   ２組のペア・トランジスタの他方のトランジスタのエミ
   ッタを上記一方のトランジスタのエミッタに接続し、上
   記第２の抗抵の他端を上記他方のトランジスタのベース
   に接続し、上記第３の抗抵の一端を上記他方のトランジ
   スタのベースに接続して、上記第３の抗抵の他端を電圧
   入力端子とし、上記他方のトランジスタのコレクタを電
   流出力端子とするように構成した特許請求の範囲第７項
   記載の逆対数変換回路。 １０ 入力信号変換回路への入力信号がスイッチによる
   電気信号の切替え選択情報として与えられる特許請求の
   範囲第１項記載の逆対数変換回路。 １１ スイッチとして電子スイッチを用いた特許請求の
   範囲第１０項記載の逆対数変換回路。 １２ スイッチとして機械的スイッチを用いた特許請求
   の範囲第１０項記載の逆対数変換回路。 １３ 機械的スイッチとしてバスバーを有するキー・ス
   イッチを用いた特許請求の範囲第１２項記載の逆対数変
   換回路。 １４ 入力信号変換回路として、共通のバスバーを有す
   る複数個のキー・スイッチの相隣るキー・スイッチの両
   端子を抗抵で各々接続し、最低音（または最高温）に対
   応するキー・スイッチの端子を固定電位点に接続して成
   る電子楽器用のキー・ボードと、ボルテージ・フォロワ
   とを有し、上記感温電気信号発生器の出力電流を上記キ
   ー・ボードの最高音（または最低音）に対応するキー・
   スイッチの端子に導き、キー・オン時のバスバー電圧を
   上記ボルテージ・フォロワでインピーダンス変換して出
   力するように構成した入力信号変換回路を用いた特許請
   求の範囲第１３項記載の逆対数変換回路。 １５ 入力信号変換回路への入力信号が可変抗抵器の実
   質的な可動接点の設定位置情報として与えられる特許請
   求の範囲第１項記載の逆対数変換回路。 １６ 入力信号変換回路の前段に可変抗抵器を有し、上
   記可変抗抵器に入力信号を与え、上記可変抗抵器の実質
   的な可変電極が上記入力信号変換回路への入力信号を与
   えるようにした特許請求の範囲第１５項記載の逆対数変
   換回路。 １７ 入力信号変換回路への入力信号がアナログ信号で
   与えられる特許請求の範囲第１項記載の逆対数変換回路
   。 １８ 入力信号変換回路として、上記感温電気信号発生
   器の出力電気信号と入力信号とを掛算するアナログ掛算
   回路を用いた特許請求の範囲第１７項記載の逆対数変換
   回路。 １９ アナログ掛算回路としてアナログ掛算器を用いた
   特許請求の範囲第１８項記載の逆対数変換回路。 ２０ 入力信号変換回路の入力信号がディジタル信号で
   与えられる特許請求の範囲第１項記載の逆対数変換回路
   。 ２１ 上記入力信号変換回路として、アナログ信号とデ
   ィジタル信号とを掛算する回路を用い、感温電気信号発
   生器の出力電気信号と上記入力信号とを掛算するように
   した特許請求の範囲第２０項記載の逆対数変換回路。 ２２ アナログ信号とディジタル信号とを掛算する回路
   としてＤ／Ａ変換器を用い、上記入力信号をディジタル
   入力端子に与え、上記Ｄ／Ａ変換器のリフアレンス電圧
   印加端子に上記感温電気信号発生器の出力電気信号を与
   えるようにした特許請求の範囲第２１項記載の逆対数変
   換回路。