JPS6034682B2 - 管の中の流体の流速を測定する方法および装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は管の中の流体の鞠方向流速を測定する超音速流
量計および管の中の流体の流速を測定する方法に関する
。

パイプラインを流れる流体の測定においては、非挿入形
式で高精度にかつ比較的安価で長寿命の機構で通常は液
体流である流体流を検知する装置を提供することが望ま
れる。

また、温度及び図等の環境条件の変化によっても広い許
容範囲内で影響を受けない簡単な議取りを容易に提供す
る測定装置を得ることも望まれる。各種の装置特に大直
径パイプラインにおいては超音波流量計が成功的に備え
られているが、比較的小寸法のパイプラインに反復可能
な正確な指示をなし得る適当な装置を備えることは依然
として困難である。従って本発明の目的は、パイプライ
ンに容易に装着され得しかも首尾一貫して反復可能に管
内の流体流速の正確な表示を与える超音速流量計を提供
することである。

本発明の好ましい実施例を図面を参照して以下に説明す
る。

本発明の配置は管内を流れる流体の速度の測定で流体内
の音速とは無関係に超音波エネルギーを利用するための
ものである。

流速は、一つのバーストは流れの方向の成分を有する路
を進行し他の一つの等しいバーストは流れの逆の方向の
成分を有する略を進行する細心に調整された二つのバー
ストとして同時に伝播する二つの超音波信号の流体内で
の伝播時間の差を測定することによって決定される。各
バーストの流体内での伝播時間は位相ずれによって表現
される。中型ないし小型の寸法の管においては特に、２
つの逆方向信号間の時間差は極めて短か〈これを測定す
ることは困難であり、また時間差の変化を正確にすなわ
ち所望の計器尺度の例えば１％といった範囲内まで測定
することは極度に困難である。

伝播時間の差は超音波搬送周波数ｆｔにおける位相ずれ
として測定され、これは低周波数ｆｏにおける同様の位
相ずれに変換される。このことは、周波数ｆｄの変調信
号を搬送周波数ｆｔでへテロダィン変換することにより
達成されるが、その際３つの周波数はＫをある大きな数
としてｆ上＝Ｋｆｏ，ｆｄ＝（Ｋ−１）ｆｏの関係を有
し従ってへテロダィン変換の間差周波数はｆｔ−ｆｄ＝
ｆｏとなっている。

搬送周波数ｆｔにおける位相ずれは差周波数ｆｏにおい
て正確に同じ位相ずれを誘起する。結果的には、流体内
の伝播時間差に搬送周波数ｆｔの差周波数ｆｏに対する
比（Ｋ）を乗ずることになる。例えば、因数（Ｋ）が５
０であるときには流体内伝播時間差が１マイクロ秒であ
れば差周波数においてはみかけ上５０マイクロ秒の伝播
時間差をもたらす。搬送波は正弦波の形でありまたへテ
ロダィン変換信号は余弦波の形であるから、合成信号は
正弦波の形であり零横断検知に便宜を与える。

搬送周波数信号はへテロダィン変換周波数に関して正確
に同位相となっている。位相ずれは、各種の回路的時間
遅れによって位相ずれの誤差が補正され得るように調整
可能となっている。搬送周波数信号は各送信バーストに
対して正確にＫサイクルの間送信される。

これによって差周波数の正確に１サイクルが抽出され得
る。バーストが流体を伝播するのに要する時間は少くと
もＫサイクルでなければならず、信号の送信部分および
受信部分が明確に分離され得るようにＫサイクルの約１
．９音であることが好ましい。

上述した本発明による超音波流量計は多くの異なる環境
で種々の異なる寸法の管内にしかも各種の流体特に液体
に対して装着可能であるが、比較的中位の寸法例えば直
径数ィンチのパイプ内でしかも流速が広い範囲にわたっ
て決定されるべで装置に特に適している。主として一般
論を確立するための図示の実施例においては、決定され
るべき速度で矢印７の方向に流れている例えば液体であ
る流体を担持している管６に装着がなされている（第１
図）。

管６の壁上または壁内には送信受信装置あるいは変換器
８，９が装着されている。これらは通常は管の対向面上
に互いに対向しかつ流体流の方向に離隔して装着される
ので、装置８，９の間の路１１は対角線的すなわち傾斜
を有したために路の方向はパイプラインの直径方向の成
分とパイプラインの軸万向の成分とを有しまた路の長さ
は決定可能である。 ，このような物
理的性格を有する装着はすでに公知であるが、特に比較
的小直径のパイプラインにおいては、路１１が非常に短
かし、ので該路を対向方向にしかも極めて短かし、時間
内に進行する信号間の差を正確に測定することは特に流
速の微小変化によって影響されるときには困難あるいは
不可能であるという点においていまいよ難点が生ずる。

本図の一般的場合においては、超音波あるいは高周波数
のパルス列あるいはバースト送信器１２が備えられてい
る。

送信器１２は多数の比較的短かし、パルスあるいはサイ
クルを予定表の系列として間欠的に送り出す構造を含ん
でいる。前記系列の各各がパルス列あるいはバーストと
みなされる。各バーストは開始時間、持続時間、従って
また停止時間に関して制御される。パルス列あるいはバ
ースト送信器１２は同時に２つの方向にパルス列を送る
共通導体１４に結合された導線１３を備えている。一つ
の方向においてパルス列はパルス列を送信する能力とま
た同様のパルス列を受信する能力とを有している送信−
受信装置１６（Ｔ／Ｒ）に到達する。送信−受信装置１
６からのパルス列は導体１７を通って変換装置８（Ｔｒ
ｉ）に達し、そこから略１１にそって一つの方向に管を
通過して他の変換装置９（Ｔｒ２に達し、そこから信号
は導線１８をへて導体１４の池端に接続された他の送信
−受信装置１９（Ｔ／Ｒ）に送られる。

パルス列送信器１２が導体１４にパルス列を放出すると
、バーストは単に上述したように送信−受信装置１６に
行くだけではなく同時に送信−受信装置１９にも印加さ
れて導線１８をへて変換器９に達しそこから変換器８か
らのパルス列の進行方向と逆の方向に路１１を進行する
。

この反対方向に指向されたバーストは変換器８によって
受信され導体１７をへて送信−受信装置１６に達する。
このようにして、送信器１２からのパルス列あるいはバ
ーストは結果的には分割されて同時に送信−受信装置１
６，１９に印加され、分割されたパルス列あるいはバー
ストは路１１を同時に反対方向に進行してそれぞれ送信
−受信装置１６，１９の対向している側で受信される。
送信−受信装置１６で受信されたパルス列あるいはバー
ストは、送信器１２への接続２２を有しかつ導線２３を
へて感知回路素子２４まで延びている導体２１に送られ
る。

同様にして、他の送信−受信装置１９で受信された信号
あるいはバーストは導線２７と接続した導体２６をへて
感知回路素子２４に送られる。感知回路素子２４におい
ては、そこで受信された２つのバーストの周波数が低め
られ位相が比較されて、結局後述するように一方が他方
から減じられあるいは代数的に加えられ、管を横断する
ことによる２つのバースト間の差あるいは正味差が導体
２８をへて計算回路素子２９に送られる。第１送信−受
信装置１６により受信され感知回路素子２４に供給され
る信号はまた分枝導線３１をへて計算回路装置２９に送
られる。

同様に送信−受信装置１９からの信号は導体２６および
導体３２をへて計算回路装置２９に送られる。計算回路
装置においては各種の受信信号が比較され計算されて導
体３３に現れ、管６内を矢印７の方向に流れている流体
の速度を指示する信号あるいは議取り値として適当な表
示装置（図示せず）に送られる。前述の配置においては
、送信−受信装置１６，１９の双方が同時に送信しまた
同時に受信するので、装置８，９から同時に送られるパ
ルス列あるいはバーストの持続時間が予定時間（通常は
管を横断する時間よりも短かし、）だけ継続し、ついで
無信号時間あるいは沈黙時間が続き、さらに続いて送信
−受信装置装置８，９が送信−受信装置１６，１９に受
信される信号を送信するように時間が配分されている。
すなわち、鞍１１にそって反対方向に２つのパルス列あ
るいは２つのバーストの同時送信があり、次に無信号の
時間間隔があり、最後に送りだされた信号に対する同時
的受信期間がある。路１１を進行するための時間は無信
号期間を可能にする。送信時間と受信時間とは漁りあわ
ずすなわち重なり合わず互いにはっきりと区別されてい
る。第２図には一般的配置をもっと詳細に示す。

発振器４１，好ましくは結晶制御発振器が備えられてい
て、該発振器は個のサイクルあるいはパルスを発生させ
るためのほぼ一定の周波数ｆ上を有していて各種バース
トを形成させて２つの送信−受信装置１６，１９に接続
する分岐点４２に信号を提供する。分岐点４２からはタ
イミング回路４４に導線４３が延びており、該タイミン
グ回路自体は送信−受信装置１６，１９まで延びている
導線４６（分枝４７を有する）を有していて該送信一受
信装置１６，１９におけるバーストのタイミングを制御
する。この配置は、パルスバーストあるいはサイクル列
の各各が特定の数あるいは設定された数の単位パルスを
その中に有するように設定されている。第１図における
ように、信号は導体１７，２１をへてそれぞれ変換器８
，９に送信され路１１にそって進行して該変換器９，８
から受信される。

路１１を反対方向に進行したそれぞれの信号バーストは
適切に比較される。これは例えば導線４８をへて送信−
受信装置１６から高周波数の受信バースト信号を取りそ
れを前層増幅器４９をへてへテロダィン変調器５１送る
ことによってなされる。入ってくる高周波数信号は同期
された基準信号を用いてへテロダィン変換され各バース
トに対して低周波数正弦波を与える信号を発生するが、
その際、入力信号の高周波数の出力信号の低周波数に対
する比はＫである。変調器出力は低帯城フィル夕５２を
へて導かれ得られた信号の所望部分だけが残され、これ
が単一の正弦波の形で雰横断検知器５３に導入される。
同様に、送信−受信装置１９からの他の受信バーストは
導線６６および前置増幅器５７をへて変調器５１と同じ
へテロダィン変調器５８に送られ、ヘテロダィン変調器
５８からは得られた正弦波信号が低帯域フィル夕５９を
通過して好ましくない因子を除去しついで単一の正弦波
として導線６１をへて零横断検知器５３に送られる。上
述した変調の間装置の各種部分に現れる各種の時間遅れ
による誤差を補償するために信号の位相が注意深く制御
されることは重要である。

分岐点４２からの導体６３は同期された基準信号の源で
ある発振器６４を導体６６をへて位相調整装置６７に薮
競する。発振器６４は同期された余弦形の波を発振させ
るのでその結果発振器４１からの正弦波でへテロダィン
変換されると正弦波が得られて零横断検知に便宜を与え
る。導体６６からの位相補正された信号は導線６８をへ
て信号変調器５１に、また同様に導線６９をへて変調器
５８に送られる。両変調器５１，５８からの信号は低帯
域フィル夕５２，５９（ＬＰＦ）を通過して好ましくな
い成分を除去し導体６０，６１をへて零横断検知器５３
に同期して送られる。零横断検知器５３においては、送
信−受信装置１６からの信号が蓑横断すると導線７２を
へて計算装置７６に行く出力が得られる。

計算装置７６は入力３１，３２と出力３３とを有してい
る。第２図に示したように、出力は結局は時間軸に対し
ては基準のあるいは一定の振幅を有する方形波の１つの
緑７３である。送信−受信装置１９からの信号は第１信
号との位相差に依存するある瞬間に零横断検知器５３を
付勢するが一定振幅の方形波の他の緑７４を表わす。す
なわち導線７２をへて方形波出力が得られる。方形波の
長さあるいは水平方向寸法は比Ｋと走行時間差との積に
等しく、これはまた管６内を矢印７の方向に流れている
流れの速度を直接に指示しまたこれに比例している。管
６内に実質的に流ねがない場合には、送信−受信装置１
６，１９からの２つの信号は零横断検知器５３内部で同
時に零横断し水平方向寸法零あるいは幅のない方形波を
与えるが、これは流れが存在しないことを示す。流れの
ない状態は容易に鮫正に利用され得る。

流れのない状態下では計器上に指示はないはずである。
もし指示が現われるとすれば２つのパルスバーストの位
相関係の調整が必要である。位相調整装置６７をつぎに
流れのない状態下で手動的に調整して変調器５１，５８
におけるパルス列信号の一方または他方、あるいは双方
の位相をずらし位相差があいようにする。その結果、装
置５３におし・は双方の信号の零横断が同時に起り、信
号の観測され得る幅は零となる。装置の数学的解析にあ
たって、前記配置においては流体が矢印７の方向に速度
ｖで流れているものとする。

管の対向側面上に軸方向成分すなわち流体流方向の成分
１を有する距離だけ離隔して変換器８（Ｔｒ，）および
変換器９（Ｔｒ２）がある。超音波パルスの短持続時間
バーストが路１１にそって前記変換器の間を同時に進行
する。これらのバーストは送信器１２で発生されるが、
送信器１２は導体１７によって変換器８に結合している
送信−受信器１６に導線１３，１４をへて接続され、ま
た導体１８によって変換器９に結合している送信−受信
器１９にも蟻続されている。変換器８からの受信パルス
バーストは導体２１と導線２２とをへて送信器１２に送
られ、また導体２１と導線２３とをへて感知回路２４に
送られる。

感知回路２４はまた変換器９からのパルスバーストを導
体２６および導線２７をへて受信する。感知回路２４の
出力は導体２８をへて計算回路２９に送られるが、計算
回路２９はまた変換器９に関連した導体３２からの各受
信パルスバーストをも受信する。計算回路の出力は導体
３３をへて図示されていないが表示装置に送られる。Ｔ
ｒ，からＴｒ２への方向に進行するバーストの進行速度
は流体流の方向速度のためにＴｒ２からＴｒ，への進行
速度より大である。従って、変換器Ｔｒ２は同時に放出
された超音波パルスバーストを変換器Ｔｒ．が対応のバ
ーストを受信する以前に受信する。流速がｖ，変換器間
の藤方向距離が１であることを想起されたい。また流体
内の音速をｃ，送信されたパルスの同時始動から送信−
受信装置１９，１６の「受信一端子におけるそれぞれ受
信までの経過時間をそれぞれＴ十，Ｔ‐と書くことにす
る。これらの量は以下のように表現できる。Ｔ＋＝ｔ＋
＋ｙ＋ ‘１’Ｔ‐＝ｔ
−十ｙ‐ ■比し、ｔ＋＝
； 【３’し＝」」
‘４’Ｃ−Ｖ は２つの方向での流体内走行時間であり、ｙ＋，ｙ−は
装置全体の時間遅れ（流体煤質内の伝播時間以外の）、
すなわち、電子装置、ケーブル、変換器および管壁にお
けるそれぞれ反対方向での遅れの和である。

遅れッ十，ｙ‐は等しいと仮定できればｙで表現される
が、この仮定はほぼ正しくても完全には正しくない。

しかしこの仮定をみとめるとすれば△ｙ＝ｙ‐一ｙ十＝
０ ‘５｝したがって、Ｔ‐＞Ｔ十であ
り、また第１図の超音波ループは周波数ｆ−；≠
【６） で「ｑ鳥音」を生じる。

同じ仮定によって、式｛５｝の理由から △ｔ＝Ｔ−−Ｔ＋＝ｔ−−」＝（ず些不 ｛７，が得
られ、△ｔはｙに無関係である。

音速とは無関係に流体流速を得る本発明の方法は次式に
由来する。

ｔ十ｔ−＝６事で ■ 脚を｛７ーと粗合せると び・△ｔ 側Ｚ ｔ＋ｔ
−が得られる。

式（９｝から、流速ｖの決定は△ｔ，ｔ＋，ｔ‐の測定
によりなされることは明白である。広い範囲にわたり流
速測定のすべての場合にｖ＜＜＜＜ｃ（ｖはｃよりもは
るかに４・）と仮定し得るから、（９雌次式に帰する。
沙−△ｔ００ 〃一ｔ羊 ただし、ｔ士ｔ十またはｔ‐のいずれかを意味する。

直接に測定された量で表わすとｔ士：Ｔ±−ツ
（１１） よつて が− △ｔ （１２）〃 （Ｔ士
−ｙア前述の概要は正確であるが、通常の場合△ｔの値
は極めて小であるから実際に実施することは困難である
。

ムが３０．５弧（１フィート）の管で毎秒１５２５の（
５０００フィート）のｃ有する煤質内においては、毎秒
６．３の（毎秒２．５フィート）の最大尺度が、式｛７
｝によると、わずか０．２マイクロ秒（０．２×１０‐
境沙）の△ｔを与える。最大尺度の１％の精度に対して
は、△ｔは２１十秒（２×１０‐９秒）以下の範囲で決
定されねばならない。最高遠の現在のディジタル回路は
約１１十秒の時間遅れを有しており、また最高遠の現在
の線形回路およびそれに付属の検知器は１０ないし３０
１十秒の範囲の時間遅れを有している。またこの方法は
短かにパルスの流体煤質内での進行および検出に依存し
ているから、これらのパルスは時間的に不明確となり受
信時刻の正確な決定を事実上不可能としがちである。他
の若干の改良はなされ得るかもしれぬが、ある大きな改
良はより注意深い信号処理によって、特に量△ｔを増大
するような方法で超音波信号を流体媒質に実効的により
良く露出させることによってなされる。

例えば、△ｔを実効的に５ぴ部こ増大させるとわずか１
００１十秒の分解能を必要とするだけであり、これは市
販の電子回路の限界内にある。他の改良は、特定の共通
周波数の正弦波のバーストで変換器を励起し該バースト
復調技術および巻横断同定につて検知することによって
なされ得る。

これによって固体内の局部的変化や流体あるいは液体内
の空気泡によるぼやけの効果が減少される。第２図に特
に示したように、管の配置は前の通りであるが、電子発
器４１は特定周波数ｆＦＫｆのｆ。

＝士 （１３）の連続的正弦波形を発振させるのに
用いられている。

ただし、Ｋは各バースト内の正弦波のサイクル数に対応
する大きな特定の整数、ｔｏは各バーストの持続時間で
ある。発振器４１の出力はｅｔ（ｔ）ニＥｔＳｉｎ（２
竹Ｋｆ。

ｔ） （１４）によって与えられる。この出力は送
信−受信器１６，１９への導線を有する分岐点４２に現
れて、導線４３とタイミング装置４４と導体４６，４７
とをへて変換器８，９に接続されたＴ／Ｒスイッチ１６
，１９の作動を制御する。

分岐点４２からは導体６３が第２発振器に同期入力を送
り周波数幻＝（Ｋ−１）ｆｏ （１５
）の糸弦波形を発振させる。

第２発振器の出力はｅｄ（ｔ）；ＥｄＣｏｓ（２竹（Ｋ
−１）ｆｏｔ（１６）であり、受信された超音波信号を
復調するための同期された基準信号として用いられる。

タイミング装置４４は方程式（１４）で示された位相お
よび周波数と同期されている。このタイミング装置４４
の出力は、各各持続時間■でかつくり返し周期ＴＰ＝３
ｂ （１７）を有するゲートの
周期的系列である。したがってタイミング回路４４の出
力は Ｇｂ（ｘ）＝｛１ ０＜×＜ｔｏ ｏ その他のとき（１９） によって表わされるゲート信号である。

式（１８），（１９）に示されたゲート信号がＴ／Ｒス
イッチ１６，１９を制御するのであるから、これらのス
イッチ１６及び１９の変換器８及び９への出入口は、各
周期ＴＰのうちまず持続時間のの間は正弦形発振器の出
力につぎに残余の持続時間２Ｐの間受信前檀増幅器４９
，５７に接続される。

したがって変換器Ｔｒ，およびＴｒ２（８および９）を
接続している導体に印加される励起はそれぞれｅ，（ｔ
）＝Ｅの（ｔ−ｙ，，）Ｓｉｎ（２ｍＫｆｏ（ｔ−ｙ，
．） （２０）およびｅ
２（ｔ）：Ｅに（ｔ‐ｙ２，）Ｓｉｎ（２汀Ｋｆｏ（ｔ
−ｙ乳） （２１）である。

ただし、ｙ，，およびッ乳はＴ／Ｒスイッチの送信部分
での時間遅れである。これらの励起より、変換器Ｔｒ，
およびＴｒ２（８および９）はそれらの管境界面におい
てそれぞれ次の超音波を発生する。Ｕ，（ｔ）＝ｕＥｔ
Ｇ（ｔ−ｙ，．−ｙ，２−ｙ，３）Ｓｉｎ（２汀Ｋｆ。

（ｔ−ｙｌｌ−ｙ１２一ｙ１３））（２２）および い（ｔ）＝ｕ２８ｔＧ（Ｔ−ｙ２，一ｙ２２−ｙ２３）
Ｓｉｎ（２汀Ｋｆ○（ｔ−ｙａ−ｙ２２−ツ匁））（２
３）ただし、ｕ，およびｕ２は変換器定数、ｙ，２およ
びｙ２は接続ケーブルにおける遅れ、ッ，３およびｙ２
３は変換器における遅れである。

超音波は管壁および流れている流体をへてそれぞれの反
対側まで進行するから、超音波の時間遅れは比較的大で
あり進路にそって分散性減衰を受ける。

変換器Ｔｒ，およびＴｒ２に到達するとききの超音波は
次式で与えられる。Ｕ，（ｔ）＝Ｄｕよめ（ｔ−ｙ乳−
ｔ２一ｙｗ−Ｌ）Ｓｉｎ（２汀Ｋｆｏ（ｔ−ｙａ−ｔ２
ーツＷ−し））（２４）および Ｕ２（ｔ）＝Ｄｕ，Ｅに（ｔ‐ｙ，，‐ｔ，一ｙｗ−ｔ
＋）Ｓｉｎ（２ｍＫｆｏ（ｔ−ｙ，．−ｔ，一ｙｗ−Ｌ
））（２５）ただし、 ら＝ｙ２２十ｙ匁十ｙｗ
（２６）し＝ｙ，２十ｙ，３十ｙｗ （２７）
ｙｗは管壁における遅れ、Ｄは分散性減衰因子、ｔ＋お
よびｔ‐は式（３｝，式■で与えられたような流れてい
る流体内での走行時間である。

Ｔ／Ｒスイッチの変換器接点において受信された式（２
４），式（２５）に由来する信号は次式で表わされる。

ｒ，（ｔ）＝Ｅ℃（ｔ−Ｔ−＋ｙ，４）Ｓｉｎ（２竹Ｋ
ｆ。

（ｔ一Ｔ−＋ｙ１４）） （２８）ｒ２（ｔ）＝Ｅに
（ｔ‐Ｔ＋＋ｙ２４）Ｓｊｎ（２汀Ｋｆ。

（ｔ一Ｔ＋＋ｙ２４）） （２９）ただし、ＥｒニＤ
ｕ，均Ｅｔ （３０）Ｔ−＝ｔ‐＋
ｙ２，十ｙ，４十ｔ，＋ら （３１）Ｔ十＝ｔ
十ｙ，．十ｙ桝十ｔ，＋ら （３２）ｙ，４
，ｙ２４は、Ｔ／Ｒスイッチの受信部分および受信前層
増幅器における全遅れである。

Ｔ＋，Ｔ‐は送信器から前層増幅器までの２つの方向に
おける全走行時間である。式（３１）および式（３２）
を式■および式‘１｝と比較するとｙ‐＝Ｌ十ｔ２十ｙ
２，十ｙ，４ （３３）ｙ＋ 三ら十ｔ２十
ｙ，．十ッ２４ （３４）が得られるが、こ
れは△ｙ：ｙｌ−ｙ＋＝（ツａ−ｙ，，）十（ｙ１４一
ｙ滋） （３５）が（
ｙ，．十ッ２４）＝（ｙａ＋ｙ，４）のときのみに式‘
５１で与えられた仮定に一致することを示している。

Ｔ／Ｒスイッチの変換器端子は式（２０）および式（２
１）の励起と式（２８）および式（２９）の受信信号と
によって共有され、これら端子における全信号は式（２
０）と式（２８）との重ね合わせおよび式（２１）と式
（２９）との重ね合わせである。すなわちｅｓ，（ｔ）
＝ｅ，（ｔ）＋ｒ，（ｔ） （３６）ｅＳ２（ｔ）＝ｅ
２（ｔ）＋ｒ２（ｔ） （３７）Ｔ／Ｒスイッチが成功
的に機能して送信器と受信前層増幅器とを分離させるた
めには、式（３６）および式（３７）の２つの部分が時
間的に分離されるように配置する必要がある。

式（２０）および式（２１）によれば、励起ｅ，ｔおよ
びｅ２（ｔ）はそれぞれｎＴＰ＋ｙ，，＜ｔ＜ｎＴｐ＋
ｙ，，十ｔｏ （斑）およびｎＴＰ＋ｙ２，＜ｔ＜
ｎＴＰ＋ｙ２，十ｔｏ （３９）のときのみ零でな
く、また式（２８）および式（２９）によれば、受信さ
れた信号ｒ，（ｔ）およびｒ２（ｔ）はそれぞれｎＴＰ
十Ｔ−ーッ，４＜ｔ＜ｎＴＰ＋Ｔ−−ｙ，４十ｔｏ（４
０）ｎＴｐ＋Ｔ＋一ｙ扱くｔ＜ｎＴｐ＋Ｔ十−ツ２４十
ｔ○（４１）のときのみ零でない。

従って、 Ｔ机＝身（Ｔ−十リ３号の （４４） とすることによって条件 Ｔ‐＞ｙ，４十ｙ，．十ｔｏ （４２）Ｔ
＋＞ｙ２４十ｙ２，十ｔｏ （４３）が満
たされるならば要求された時間領域での分離が得られる
。

従って、式（４４）の要件は満たされＴ／Ｒスイッチ１
６及び１９はその変換器８及び９への出入口において受
信信号を励起から分離して該信号を前贋増幅器に送るも
のとしよう。

前層増幅器出力に現われる受信信号は次式で表わされる
。

Ｒ，（ｔ）＝ａ，ＥｒＧ（ｔ−Ｔ−） Ｓｉｎ（２ｎＫｆｏ（ｔ−Ｔ‐）） （４５）
Ｒ２（ｔ）＝ａ２ＥｒＧ（ｔ−Ｔ十）Ｓｉｎ（２竹Ｋｆ
ｏ（しＴ＋）） （４６）ただし、ａ，≦ａ２
は増幅器の利得因子を表わす。

信号Ｒ，（ｔ）およびＲ２（ｔ）は２つの変調器５１，
５８のそれぞれの１つに印加される。これらの変調器に
はまた、第２発振器６４からの余弦形波形が調整可能移
相器６７を通過した後に印加される。それぞれＲ，（ｔ
）変調器およびＲ２（ｔ）変調器に印加される余弦形波
形ｅｄ，（ｔ），ｅｄ２（ｔ）は次式で与えられる。ｅ
ｄ・（ｔ）＝ＣＯＳ（２中（Ｋ‐１）ｆ。

ｔ十学（４７）ｅＱ（ｔ）＝ＣＯＳ（２汀（Ｋ‐１）ｆ
。

ｔ十学（４８）ただ・し、土羊脇送器ばつて導入され地
相ずれである。

変調器の作用によって式（４７），式（４８）を式（４
５），式（４６）と組合せると変調器の出力は次式で示
されるような信号を与える。Ｒ，（ｔ）＝券ｒＧ（ｔ−
Ｔ−）｛Ｓｉｎ（仇敵‐２汀ｂｋＴ‐‐学）十Ｓｉｎ（
２汀脚‐１）ｆｏｔ −２洲‐２小ｋｔ‐＋学）｝ （４９） Ｒ２（ｔ）＝汐Ｇ（ｔ−Ｔ＋）｛Ｓｉｎ（２小ｔ‐２汀
ｂｋＴ＋＋学）十Ｓｉｎ（２中（兆１）幻ｔ ‐２中位ｔ−洲。

ｋｔ′学）｝ （５０）式（４９），（５０）の第１項
が所望の積である。

変調器に続く低帯域フィル夕（ＬＰＦ）５２，５９の切
断周波数を適当に選択することによって、所望されない
第２項は該フィル夕の通過を阻止され得る。すると、フ
ィル夕５２，５９から舞横断検知器（ＺＸＤＥＴ）５３
に送られる信号は次式で与えられる。Ｒ，（ｔ）＝鉾ｒ
Ｇ（ｔ−Ｔ−−ＳＩ） Ｓｉｎ（洲。

（ｔ‐ＫＬＳ・）‐羊）（５１）Ｒ２（ｔ）＝等ｒＧ（
ｔ−Ｔ′Ｓ２）Ｓｉｎ（２竹ｆ。

（ｔ‐ＫＴ′Ｓ２）十字）（５２）ただし、Ｓ，および
Ｓ２はフィル夕５２，５９における比較的小さな時間遅
れである。信号Ｒ，（ｔ），Ｒ２（ｔ）の各各は２つの
因数より構成されている。

第１は式（１８）で定義される周期的閉口関数Ｇ（・）
であり、第２は周波数ｂ＝を正機体る。関数Ｇ（●）で
定義される開□の持続時間もまたｔｏであるから、信号
Ｒ・（ｔ），Ｒ２（ｔ）はそれぞれ周波数の，間隔ＴＰ
＝３■の単一サイクル正弦波の系列である。

２つの信号間の主要な差異、従って情報の担い手は信号
の各々における単一サイクル正弦波の相対的位相である
。

これらの性質を第３図に示す。各信号の時間的関口はＧ
（・）関数によって定義されるが、該関数は各作動サイ
クルの間零でない値をとる。

式（５１）から、第ｎ番目の作動サイクルにおける信号
Ｒ，（ｔ）の開□の開始、終了、および持続は次の不等
式によって定められる。ｎＴＰ十Ｔ‐＋Ｓ．＜ｔ＜ｎＴ
Ｐ＋Ｔ‐＋Ｓ，十ｔｏ （５３）同様に、第ｎ番目の作
動サイクルにおける信号Ｒ２（ｔ）の開口は次式によっ
て定められる。

ｎＴｐ＋Ｔ＋＋Ｓ２＜ｔ＜ｎＴｐ＋Ｔ＋＋Ｓ２十ｔｏ
（私）各作動サイクルの開始は周期的時刻ｔ＝ｎＴＰに
おける送信器内での励起バーストの開始によって定めら
れるから、第ｎ番目の作動サイクルの開始から信号Ｒ，
（ｔ），Ｒ２（ｔ）の開口の開始までの経過時間はそれ
ぞれ次式で与えられる。△Ｔ，＝Ｔ−十Ｓ，
（５５）△Ｔ２＝Ｔ＋＋Ｓ，２
（５６）送信されたバーストの持続時間は信号Ｒ
，（ｔ）およびＲ２（ｔ）の関口の持続時間に等しく、
まさ励起バーストの中心から受信された信号開口の中心
までの経過時間もまた式（５５）および式（５６）によ
って与えられる。

Ｓ，およびＳ２が小さな時間遅れである範囲では経過時
間は走行時間Ｔ‐およびＴ＋の尺度である。式（３１）
，式（３２），式（３３），式（３４）を用いて式（５
５），式（５６）の経過時間を次のように表現すること
ができる。△Ｔ，＝ｔ‐十ｙ′− （
５７）△Ｌ＝ｔ十十ｙ′十 （５８）た
だし、 ｙ′‐＝ッ‐十Ｓ， （５９）ｙ′
十＝ｙ十十Ｓ２ （６０）式（５３），式（
５４）で定義された時間的開口の各各の中で、信号Ｒ，
（ｔ）あるいはＲ２（ｔ）はその第２因数の正弦形特性
を示し正弦形因数が零となるときにはつねに零となる。

信号Ｒ．（ｔ）においては麦値従って零横断は第ｎ番目
の作動サイクルに対する開□内の２秋（ｔＺ′Ｋｔ‐−
Ｓ・）‐羊＝血（６，）で与えられる時刻に現われる。

ただしｍはある整数である。式（６１）をｔｚ，につい
て解くと次式が得られる。仏．＝裏毛十４孝を十ＫＴ−
十Ｓ・ （６２）同様に、第ｎ番目の作動サイクルに
対する関口内の信号Ｒ２（ｔ）の雲値に従って零横断は
セ２＝裏宅−４希ら十ＫＬ＋Ｓ２ （６３）で与えら
れる。

第２図内の「琴横断検知器（公ＯＥＴ）」ブロックにあ
る零横断検知器は、各作動サイクルに対してＲ，（ｔ）
およびＲ２（ｔ）の隣接零横断がそれらの時間的閉口の
中心のまわりに位置するように設計されている。

隣接の零横断に対しては式（６１）および式（６２）の
整数ｍが同一である。（零横断検知器「松ＤＥＴ」５３
の出力は周期的パルス列であって、各周期のパルスは閉
口におけるＲ２（ｔ）の中心零横断で始まり閉口におけ
るＲ，（ｔ）の中心寮横断で終了する。従ってこれらパ
ルスの持続時間は次式で与えられる。△ｔ２＝ｔｚ．〜
ｔｚ２＝Ｋ（Ｔ‐−Ｔ十）十△Ｓ＋参篭
（６４）ただし、△Ｓ＝Ｓ，一Ｓ２である。

式（３１）から式（３９）までによって式（６４）は次
のように書ける。△ｔ２＝Ｋ（△ｔ＋△ｙ）十△Ｓ＋会
巻く６５）ここで、△ｔは式（７）で定めらて所望量で
あり、△ッは式（３５）で定められたＴ／Ｒスイッチ１
６，１９および前暦増幅器４９，５７の残余の時間遅れ
であり、移相器６７による調整可能な位相ずれである。

調整可能な位相ずれを 全ぬ＝‐（Ｋ△ッ十△ｓ） （６６）２汀ｂ のように設定することによって完全な誤差補償が達成さ
れ△ｔｚ＝Ｋ△ｔ （６７）となるが
、これはバーストの長さ因数Ｋが△ｔに対する増大因数
として設定されているという点において基本的目的が達
成されたことを示している。

調整可能な移相器６７の適切な調整は流れ零の条件下で
容易に達成され得る。流れが零のときには△ｔ＝０であ
り式（６６）を達成するための△？の適切な設定は△ｔ
ｚ＝０のときに達成せられる。完全な誤差補償は上述の
ように達成されるが、最小誤差感度のためには△ｙを設
計によって可能な限り小さくする必要がある。

式（６６）から、△ｙもまた因数Ｋを秦ぜられるから誤
差△ｙは信号の処理上抑圧できないことは明らかである
。しかし低帯城フィル夕５２，５９の遅れ誤差△Ｓおよ
び零横断検知器５３の遅れ誤差は因数Ｋが乗じられない
から抑圧される。従って△ｙを設計によって可能な限り
小さくするときに上述した誤差に対する最小感度および
信号技術の最良の成果がもたらされる。一般に△ｙのＴ
／Ｒスイッチ１６，１９による部分は増幅器４９，５７
による部分に比べてかなりに小である。後者の部分は最
大利得帯城幅成分と最低受入可能利得を有する増幅器を
設計することによって可能な限り小さく保つことができ
る。−４のｂｍ（Ｍｂｍ＝１０‐３ワット）以下のレベ
ルで信号変調を成功させる技術は利用可能である。上述
したパルス列出力は、第４図、第５図に示した２つの実
施例からわかるように、始めに指摘した技術的困難を克
服する。

本発明の実施例の作動の例として、機軸を時間藤とした
第３図のグラフは重要な事柄のいくつかを示すものであ
る。

これは、約２００マイク。秒の超音波周波数伝播時間を
有する管に対して任意に選ばれまた４８０マイクロ秒の
信号反復時間に塞いた数値例である。長さ４８０マイク
ロ秒の反復期間はこの装置が作動している間は無限に現
れる。送信−受信装置１６，１９は双方ともに始め時間
零で付勢され、任意に選ばれた期間すなわち路１１の伝
播時間より短かし、期間としての１６０マイクロ秒（ケ
ルトパルスＧ（ｔ）のオン期間）の間作動する。各パル
ス列あるいはバーストは従って１６０マイクロ秒の間持
続し多数の（Ｋ個の）個別的パルスを含む。これを第３
図のｅｓ，（ｔ）；ｅｓ２（ｔ）行の水平線の上下の正
弦波形で囲まれた部分で示すが、装置１６，１９の双方
が高周波数で反対方向に同時に送信していることが示さ
れている。１６０マイクロ秒の終りに終了するこの走行
時間あるいはバースト時間の直後には８０マイクロ秒の
無送信時間あるいは沈黙時間が続いて無送信期間が与え
られる。

送信時間および無送信時間の終り、すなわち零時間ある
いは開始時間から２４０マイクロ秒の後に送信−受信装
置１６，１９の双方は同時に受信に条件設定される。送
信−受信装置１６，１９は１６０マイクロ秒続いている
期間の間２つの信号バースト内の多くの高周波パルスを
受信する。１６０マイクロ秒の受信期間に続いて再び８
０マイクロ秒の間隙あるいは沈黙期間があり、送信信号
と受信信号とが演り合わないようにする。

ここで時間は全部で４８０マイクロ秒となり、ここでま
た上述した‘まかりのサイクルが反復される。第３図の
Ｒ．（ｔ）およびＲ２（ｔ）には受信信号だけが送信信
号とは無関係に別個に示されている。バースト信号は正
弦波の形で送信されるのが好ましい。

すなわち該正弦波は受信されるとへテ。ダィン変換され
て各バーストに対して時間幅が全受信期間に等しい単一
の合成正弦波を発生する。各受信信号の時間的相対位置
あるいは位相は、１つの信号に対しては矢印７の方向の
流速との和の関数であり、もう１つの信号に対しては流
速との差の関係である。すなわち、受信されへテロダィ
ソ変換された正弦波は第３図の２つの行Ｒ，（ｔ）およ
びＲ２（ｔ）に異なる位相関係で現われる。ＺＸＤＥＴ
，の行における第１信号の零横断点が時間軸上の１つの
位置で表現されると、松ＤＥＴ２の行における第２信号
の零横断点は時間軸上の他の位置で表現されることに注
意されたい。次のＺＸ ＤＥＴｏｕｔに示されているよ
うに、２つの霧横断時刻の差は方形波として示され、△
ｙｚで示された該方形波の水平時間幅あるいは長さは流
れの矢印７の方向の速度の尺度の表現となる。上述の事
柄は単に一つの数層例にすぎず値や時間は個々の装置で
異なるが、各場合における事柄の一般的関係は実質的に
は上述したものと同じ．である。所望の結果を与える流
量計の１つの形の構成の詳細をより詳しく説明するため
に、第４図には、装置の多くを前述の如くにししかもよ
り完全な回路を開示した配置を示す。

本配置においては、精密に制御される周波数発振器４１
が導体８１をへて信号ｆｓ＝ＭＫｆｏを与え、該導体８
１は周波数を選択値まで落す（÷Ｍ）周波数分割器８３
への分岐点８２を有している。周波数分割器８３は導体
８４をへて導線８６に信号（ｅｔ：ｆｔ＝Ｋｆｏ）を送
り該導線８６は信号ｅｓ，を提供する第１送信−受信装
置１６Ｔｒｌに結合させかつ該装置を制御する。分枝９
７は信号ｅｓ２を提供する第２送信−受信装置１９Ｔｒ
２に接続これかつ該装置を制御する。導体８４は他の周
波数分割器９１（÷Ｋ）をへて延びていて位相比較装置
９３に通ずる導体９２をへて信号位を送る。位相比較装
置９３，すなわち緑制御多重論理回路（ＥＣＭＮ）は方
形波の緑に応答し、本例においては２つの異なる列内の
方形波の比較可能な緑を感知し２つの波列間の位相差に
応じた出力を与える。装置９３の出力は導体９４と信号
を簡単化する低帯域フィル夕９６とをへて送られ、該信
号の所望部分は電圧制御発振器９７を制御しその出力信
号を分岐点９８に供給する（ｅｄ：ｆｄ＝（Ｋ−１）ｆ
ｏ）。導体９９は分岐点９８からの信号の一部を周波数
分割器１０１（÷（Ｋ−１））をへて導体１０２に送り
そこから位相比較器９３への他の入力に送る。適当に周
波数および位相の同期されたへテロダィン基準信号はこ
のようにして分岐点９８で得られる。分岐点１０３にお
いて導体８４から導体１０４が発振器４１からの分割さ
れた周波数信号を変調器１０５に送る。

分岐点９８からは導体９９が導線をへて変調器１０５お
よび手動設定可能の位相調整器１０６（△？）へも延び
ている。変調された信号は導体１０７および低帯域フィ
ルター０８をて所望されない信号を除外される。残余の
所望の信号は導体１０９および信号整形増幅器１１１（
ｆｏ−基準）をへて最後に導体１１２をへて論理装層１
１３に行く。到達する信号は、図示したように、周波数
的の方形波形１１４である。論理装置１１３からは曲線
１１６で示されるようなタイミング信号が送られ導体１
１７（Ｇ（ｔ））をへて分岐点１１８に導かれる。ここ
から導線１１９が送信−受信装置１６に延び、分岐点１
２０からは同様の導線１２１が送信−受信装置１９に延
びている。送信−受信装置１６は、導体１１７および導
線１１９上のタイミング信号によって受信に設定される
と、変換器８から導体１７をへて受信した信号を接続装
置１２２および前層増幅器１２３をへて導体１ ２４（
良，）に供給する。

導体１ ２４（Ｒ．）は分岐点１２６を有して変調器１
２７に導かれており、該変調器１２７は正弦波信号を余
弦波信号でへテロダィン変換して低周波数正弦波信号を
発生する。変調された信号はつぎに導体１２８および低
帯城フィルター２９に送られ、所望の信号成分Ｒ，のみ
を残し、導体１３１をへて零横断検知器１３２に到る。
このようにして、管を一つの方向に横切る１つの信号は
適当に成形されて零横断検知器に導かれる。同様に、送
信−受信装置１９が導体１１７および導体１２１上にタ
イミング信号によって受信に設定されると、送信−受信
装置１９は、変換器９から導体１８をへて受信された信
号を、導線１３３をへてそれ自身の前直増幅器１３４に
、そこから分岐点１３７のある導体１３６（Ｒ２）送る
。

高周波数正弦波信号は変調器１３８に行き、位相調整器
１０６の制御下で、余弦波信号を用いて低周波数正弦波
信号にへテロダィン変換を行う。位相調整器１０６は前
述のように作用し該調整器からは導線１４０，１３９が
それぞれ変調器１２７，１３８に通じている。変調器１
３８の出力は導体１４１をへて低帯域フィルター４２に
導かれ、該フィルター４２は所望信号Ｒ２を零横断検知
器１３２に送信する出力導線１４３を有している。発振
器４１は分岐点８２をへて導体１４６に接続され数段階
の電荷増幅をへて最終出力を制御することができる。例
えば、導体１４６は正電荷（十△Ｑ）装置１４７を通じ
て電荷を、導線１５１をへてコンデンサ１４９の一方の
側に接続された端子１４８に供給するように作用する。
端子１４８はまた増幅器１５２をへて分岐点１５３にも
接続され、該分岐点１５３はコンデンサ１４９の他方側
に接続された導線１５４を有している。分岐点１５３は
電圧制御発振器１５６に接続し、該電圧制御発振器１５
６は分岐点１５７に接続し、該分岐点１５７からは導線
１ ５８がＡＮＤゲート１５９に達している。

負電荷（一△Ｑ）装置１６１がゲート１５９に接続され
また導体１６２をへて分岐点１４８に接続されている。
これによって１段の電荷増幅器が構成され分岐点１５７
肌周波数′＝響の信号槌えられる。同様に、分岐点１５
７には分岐点１６４に接続された正電荷（十△Ｑ）装置
１６３が接続され、分岐点１６４はコンデンサ１６７の
一方側への接続装置１６６を有しており、該コンデンサ
の他方側は導線１６８をへて分岐点１６９に接続されて
いる。

分岐点１６４と１６９との間にコンデンサ１６７と並列
に増幅器１７１がある。分岐点１６９には電圧制御発振
器１７２が接続され、該電圧制御発振器１７２は分岐点
１７４を有する導体１７３に接続され、分岐点１７４か
らは導線１７６がＡＮＤゲート１ ７７に達しそこから
接続装置１ ７８をへて負電荷（−△Ｑ）装置１７９に
達し該負電荷装置１７９は導線１８１をへて分岐点１６
４に接続されている。この第２段電荷増幅器からは周波
数ｆ〃＝空等；の信号が第３段に提供される。導体１７
３は零横断検知器１３２の出力から導線１８３をへて制
御されるＡＮＤゲート１８２にいたる。

ゲート１８２には正電荷（十△Ｑ）装置１８４が接続さ
れ該装置１８４からは分岐点１８６と増幅器１８７とを
へて分岐点１８８に通じている。分岐点１８６からは導
線１８９がコンデンサー９１の一方側に通じ、該コンデ
ンサ１９１の他方側には導体１９２によって分岐点１８
８に接続されている。導線１９３は分岐点１８８から電
圧制御発振器１９４にいたり、一方導線１９６は分岐点
１９７にいたる。導線１９８は分岐点１９７をゲート１
９９結び、該ゲート１９９は導体２０１によって負電荷
（一△Ｑ）装置２０２に接続され該負電荷装置２０２は
導線２０３によって分岐点１８６に接続される。分岐点
１９７からは導線１９６がＦ。

＝雌塾 帆〜で表わされる周波数の出力信号を受け取る
適当な計器２０４あるいは表示装置に接続されている。

各種ゲート１５９，１７７，１９９は後述のようにそれ
ぞれ制御される。ゲート１９９は論理装置１１３から付
勢されるフリツプフロツプ２０７に導体２０６を通じて
応答する。論理装置１１３に入ってくる信号１１４はタ
イミングの整合した方形波信号波形２０８を発生し該波
形２０８は導体２０９および分岐点２１１をへて零横断
検知器１３２に送られてその出力を制御しまた導体２１
９をへてフリツプフロツプ２０７に送られる。ゲート１
５９，１７７は独自に制御される。すなわち、入ってき
た信号１１４から論理装置１１３内で導出された信号波
形２２３は導体２２４をへて緑検知器２２６に与えられ
るが、該緑検知器２２６はまた分岐点１２６（Ｒ，）あ
るいは分岐点１３７（Ｒ２）から切替導体２２７をへて
信号を供給される。緑検知器からの出力は導線２２８を
へて進み分割されてフリツプフロツプ２２９にはセット
信号をまたフリツプフロップ２３１にはリセット信号を
供給する。フリップフロップ２２９は導体１１７からリ
セットタィミング信号１１６を受信するが、該信号１１
６はまた接続装置２３２をへてＴ／Ｒ装置１６，１９へ
も送られる。フリップフロップ２３１は同様に論理装置
１１３から導線２３４をへてセット信号２３３を受信す
る。フリツプフロップ２２９は線２３６をへて信号を、
もし存在するならば、フリップフロップ２０７で送り、
またフリップフロップ２３１は導線２３９の分枝２３７
，２３８をへて信号（ｔ±＝ｔ士−Ｔ士）をＡＮＤゲー
ト１５９，１７７に送る。機能的見地からすれば、独立
した発振器４１は周波数ｆｓ＝ＭＫｆｏを設定するのに
用いられている。

ただし、Ｍはある整数、またｆｏは式（４４）に従って
選ばれる。この周波数を因数Ｍで除すとｎ長＝Ｋｆ。が
得られ、これは送信されたバースト内の正弦波周波数で
ある。周波数ｆｔはＴ／Ｒ装置１６，１９に印加される
。また周波数ｆｔを因数Ｋで除すと、復調周波数ｆｄ；
（Ｋ−１）■を与える位相固定ループ（９２から１０２
まで）に対する基準周波数のが得られる。これによって
ｃｄ（ｔ）とｅｔ（ｔ）との周波数および位相に関する
同期が保証される。論理装置１１３内回路のタイミング
信号の発生のための位相基準の適切な選択は変調器に信
号ｅｔ（ｔ）およびｅｄ（ｔ）を与え低帯域フィル夕に
よってつくられる差周波数をとり出すことによって達成
される。これによって装置内のタイミング信号を導出す
る正確な位相基準信号１１４が与えられる。緑検知器２
２６は繰返し周期ＴＰ＝がｏパルス持続時間△ｔ２＝Ｋ
△ｔの周期的パルス列を発生する前述の素子と共に用い
られる。

緑検知器は分岐点１ ２６におけるＲ，（ｔ）信号ある
いは分岐点１３７におけるＲ２（ｔ）信号のいずれかに
接続されて各作動サイクル内の到達時刻を決定する。式
（４５）または式（４６）によって各作動サイクルの始
めに相対的な到達時刻は選択された接続に依存してＴ‐
あるいはＴ＋である。すなわち縁検知器の出力は各作動
サイクルの始めに相対的な時刻Ｔ±における論理遷移で
ある。この出力は、論理装置１１３から導体２３４をへ
て送られる遅れタイミングパルスによって各作動サイク
ル毎に予めセットされているフリツプフロツプ２３１を
リセットする。各作動サイクルの始めに相対的なタイミ
ングパルスの遅れ２００は調整可能な量△である。すな
わち各作動サイクルにおけるフリップフロップ２３１の
出力の持続時間は（Ｔ±−△）である。遅れ△を適当に
調整することによって持続時間を式（３４）あるいは式
（３３）に定められたような７十あるいは７‐に持しく
することができ、そのときフリツプフロツプ２３１の出
力の持統時間はＴ士−乙＝ｔ士 （６
８）となるが、これは音速を正確に補償するために必要
とされるものである。

緑検知器２２６の出力はまた、各作動サイクルの初めに
論理回路１１３から導体１１７，２３２をへてきたタイ
ミング信号によってリセットされているフリツプフロツ
プ２２９をセットするのにも用いられる。

フリツプフロツプ２２９がセットされ損ったということ
は期待された「受信」信号が到達し損ったことを示して
いる。これによって到達し損った信号が補充され消滅あ
るいは他の妨害があっても補正された出力パルス列が維
持される。導体１８３内にある零横断検知器１３２から
の出力パルス列とフリップフロップ２３１の持続時間に
より指示される伝播時間ｔ士とが組合せられて流速に直
接に比例するパルス周波数Ｆｏを与える。

前述したようにＦ。

＝竿夢空 （６９）ただし、Ｍは尺度と精度の
要求の満たすように選択される。

因数は各バーストの長さと増大因数△ｔとの双方を決定
し、またそれ自身電子装置の有限速度および管の所望流
量範囲による誤差を最小とするように選ばれている。第
４図に示された回路の設計変更で作動が４１のような精
密な結晶発振器に依存しないものがある。

特に第５図に示されたような、第４図の回路と多くの部
品において類似の設計変更された回路がある。比較可能
な部品に対しては同じ参照番号を用い、これら部品に関
する前述の説明は第５図に関してもまたそのま適用され
る。第５図の設計変更においては、導線２４７をへて分
岐点２４８に接続された電圧制御発振器２４６がある。
導体２４９は該分岐点から周波数分割器（÷Ｍ）２５１
まで延び、周波数分割器２５１からは、送信−受信装置
１６に延びる分枝２５３と送信−受信装置１９に延びる
分枝２５４とを有する導体２５２（ｅｔ；ｆｔ ＝Ｋｆ
ｏ）が延びている。装置１６，１９は、前述したように
、それぞれ導体１７，１８をへて送信受信装置８，９に
接続されている。導体２５２は周波数分割器９１（÷Ｋ
）に延び、周波数分割器９１は導体９２（ｆｏ）によっ
て緑制御多重論理回路（ＥＣＭＮ）−位相比較器９３に
接続され、ＥＣＭＮ−位相比較器９３は導体９４によっ
て低帯域フィル夕９６に、該フィル夕９６は電圧制御発
振器９７に接続され、電圧制御発振器９７の出力は端子
９８（ｅｄ：ｆｄ＝（Ｋ−１）■）に送られる。導体９
９は一方では端子９８から周波数分割器１０１まで延び
、周波数分割器１０１は導体１０２をへてＥＣＭＮ−位
相比較器９３の第２入力に接続されている。導体１０４
は分岐点２５６において導体２５２から分枝してへテロ
ダィン変換の行われる変調器１０５に延びている。

変調された信号は導線１０７，低帯域フィル夕１０８，
導線１０９をへてパルス整形増幅器１１１に送られ、パ
ルス整形増幅器１１１の出力（の；基準）は導体１１２
によって論理装置１１３に送られる。論理装置１１３内
には、導体１１２からの信号を受けて出力信号を出す各
種の論理回路がある。供給される基準信号はグラフ１１
４によって表現されている。論理装置１１３内でグラフ
１１６で表現されている信号（ＧＴ）が成形され、導体
１１７によって送信−受信装置１６への接続１１９を有
している分岐点１１８に送られる。導体１１７はまた送
信−受信装置１９への接続１２０を有する分岐点１２０
へも延びている。送信−受信装置１６の出力は導体１２
２によって前層増幅器１２３に送られそこから信号（Ｒ
，）が導体１２４をへて分岐点１２６にいたり、該分岐
点からは導体１２４が変調器１２７に延びている。変調
器の出力は導体１２８をへて低帯城フィル夕１２９に行
く。導体１３１はフィルタ出力（Ｒ，）を零横断検知器
１３２の入力の１つに送る。同様に、送信−受信装置１
９は導体１３３をへて前層増幅器１３４に接続され、前
層増幅器１３４の信号（Ｒ２）は導体１３６，分岐点１
３７をへて変調器１３８に送られる。

導体９９は２つの変調器１２７，１３８に対する位相調
整器１０６に供給する。導体１４１変調器１３８を低帯
城フィルター４２に接続する。低帯域フィル夕１４２の
出力（Ｒ２）は導体１４３をへて零横断検知器１３２の
他の入力に送られる。分岐点１２６からは導体２５７が
信号検知器２５８に延び、信号検知器２５８はＴ／Ｒ装
置１６から供給されまた分岐点１３７から導体２５９を
へてＴ／Ｒ装置１９の信号を供給される。

信号検知器の出力は導体２６１によって低帯城フィル夕
２６２に送られる。接続２６３によって低帯域フィル夕
はパルス成形増幅器２６４に後続される。増幅器からは
導体２６６（Ｔｃ）が分岐点２６７に延びている。分岐
点２６７からは導体２６６が位相比較器２６８の一方側
に延びている。論理装層１１３は基本信号３１３を発生
するが、基本信号３１３は導体３１４をへて比較器２６
８に送られそこで導体２６６からの信号と位相比較をさ
れる。比較器の出力は、導線２６９，低帯域フィル夕２
７１，導線２７２をへて電圧制御発振器２４６に送られ
、かくして制御回路が完成される。分岐点２６７からは
他の導体２７３がフリツプフロツプ２７４のセット端子
に延びている。該フリップフロップ２７４はまたリセッ
ト端子で分岐点１２０から導線２７６をへてくる信号１
１６を供総合される。フリツプフロツプ２７４の出力は
導体２７７によってフリップフロップ２７８に送られる
。フリップフロップ２７８にはまた導体２７９をへて分
岐点２８１に延びている他の入力もある。論理装置１
１３内では、分岐点２８１に供給され第５図のグラフ２
８３で表現された形状を有する付勢信号が発生されて導
体２８２に供給される。分岐点２８１からは信号２８３
が導体２７９をへてフリツプフロツプ２７８に送られ、
また分岐点２８１から導線２８４をへて髪横断検知器１
３２に送られる。検知器１３２の出力（△ｔ２：Ｋ△ｔ
）は導体２８６によってＡＮＤゲート２８７に送られる
が、該ＡＮＤゲート２８７は分岐点２４８から導体２８
８をへてくる入力を受信する。ＡＮＤゲート２８７は接
続装置２８９によって電荷増幅器の正電荷（十△Ｑ）装
置２９１に接続され、該電荷増幅器は導線２９３によっ
て装置２９１に結ばれる分岐点２９２を有している。

分岐点２９２は導体２９６をへてコンデンサ２９４の一
方側に接続さている。コンデンサ２９４の他方側は導線
２９７によって増幅器２９９と電圧制御発振器３０１と
の間に延びている導体２９８に接続されている。増幅器
の入力側は導線３０２によって分岐点２９２に接続され
ている。電圧制御発振器３０１は導体３０３に接続され
ており、導体３０３はＡＮＤゲート３０７の入力に導線
３０６によつ接続されている分岐点を有し、またＡＮＤ
ゲート３０７は導線３０８をへてフリップフロツプ２７
８からも供給される。ート３０７は導線３０９によって
負電荷（一△Ｑ）装置３１１に接続されており、該負電
荷装置は分岐点２９２に延びている導線３１２を有して
いる。さらに、論理装置１１３はグラフ３１６によって
表現される遅れ調整（△）を有している。最後に、分岐
点３０４は導体３１７を有し、導体３１７から上述の回
路の出力が表示装置３１に送られて管６内の流れの速度
を表示する（Ｆ。：塾星三ｔ３竿穿り。４ｔ士 機能的見地からするならば、第５図の回路の作動の多く
は第４図のそれと同一である。

主な差異な独立した発振器４１を圧力制御発振器２４６
で置き換えたことである。この発振器およびそれを制御
する排他的ＯＲ位相比較器２６８が周波数ｆｓ＝ＭＫｆ
ｏと伝播時間ｔ十あるいはｔ‐との間の関係を確立する
全体的位相固定ループの一部を形成している。位相比較
器２６８の一つの入力は、論理装置１１３からでる遅れ
が調整可能量△である遅れのあるタイミング波形である
。

位相比較器２６８のもつ一つの入力は、受信された信号
Ｒ，（ｔ）およ知器２５８から導かれた閉口信号である
。式（４５）および式（４６）によって変調器２５８の
出力は次式に比例する開口信号である。△ｙは極めて小
であるから、因数Ｃｏｓ（２ｍｆｏＫ△ｙ）は現在の目
的に対しては非零の定数であり、従って式（７０）の開
口信号は主に関数Ｇｏ（・）によって特徴づけられる。

この関数の定義から、位相比較器２６８の第２入力に印
加される開口信号は各作動サイクルの始めに対してＴ‐
で始まりＴ十十ｔｏで終る関口波形であることが導かれ
る。各サイクルに対するこの閉口の中心は従ってＴＣ＝
（Ｔ十十苦−十■） （７１） によって与えられるすべての流れの条件に対してＴ＋＝
Ｔ‐であるからＴＣ＝Ｔ士＋管 （７２） 位相固定ループの作用によって式（７２）で与えられた
開〇信号の中心は論理装置１１３からの遅れのあるタイ
ミング波形３１６の中心遷移緑と−致する。

各作動サイクルの始めに対して、この遷移緑は２Ｐ十△
（７３）に位置する。

式（７２）のＴｃを式（７３）の量に等しくおくと学＝
Ｈ−△ （７４）遅れ△を正確に調整することに
よって、式（７４）の関係は次式のようになる。

学＝ｔ± （７５） ｆＳ＝側。

＝等であ榊ら・位相固定ル‐プの作用によって次式の関
係が得られることになる。ｆ３＝雑 （７６）
式（７６）で与えられるｆｓは流れの媒質内における伝
播時間に対し特殊な関係を有しているので、第４図の電
荷増幅器１４７，１６３および電圧制御発振器１５６，
１７２の連鎖はもはや不必要である。

この簡単化によって第５図の比較的簡単な回路の組合せ
の利用が可能となる。第５図に示したパルス周波数出力
Ｆｏは次式で与えられる。Ｆ。＝秋Ｋ２Ｖ
（７７）２１一つの設計変更として、第５図に
おいて、緑検知器（第４図、２２６を参照）を用いて周
波数ｆｓを伝播時間ｔ＋あるいはｔ‐と特殊な関係に固
定するＴ＋あるいはＴ‐の評価を行なうこともできる。

しかし、第５図に示すように、この目的に変調器２５８
を用いることは雑音や他の型の妨害がほとんど除去され
るという望ましい性質を有している。両設計変更におい
て、雑音やそれに匹敵し得る妨害の除去における改良お
よび量△ｔのバースト長因数Ｋ倍の増大が達成される。
これは通常の実施においては△ｔが極めて小である故に
重要である。

【図面の簡単な説明】

第１図は管の一部および該管と接続ごた本発明による超
音波流量計の略線図である。 第２図は本発明による超音波流量計の１つの形の略線図
である。第３図は超音波流量計の作動特性の各種を示す
グラフである。第４図は本発明による超音波流量量の１
つの形を第２図よりも広範囲に示すブロック線図である
。第５図は本発明による超音波流量計の他の形を示すブ
ロック線図である。８，− ９・・・・・・変換器、１
２，・・・送信器、１６，Ｉ９・・・・・・送信−受信
装置、１６，１９・・・・・・送信時間ｔに対応する信
号を提供する装置、２４・・・・・・感知回路素子、２
９・・・・・・計算回路装置。 第１図第２図 第３図 第４図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 流体の流れ方向に対し所定の角度をなす経路に沿つ
   て超音波パルスを送信し、同超音波パルスを受信し、か
   つ前記超音波パルスは同時に互いに対向した向きに進行
   させ、前記の互いに対向した向きに進行する超音波パル
   スを受信することを含んだ管の中の流体の流速を測定す
   る方法であつて、前記の受信された超音波パルスを変調
   信号を用いてヘテロダイン変換し受信された超音波パル
   ス相互の間の位相差に依存した信号を発生させることに
   より前記超音波パルスの位相差を検出すること、前記の
   受信された超音波パルスの１つの伝播時間ｔに対応した
   信号をつくること、前記の受信された超音波パルス相互
   の間の伝播時間差Δｔに対応した信号をつくること、及
   びΔｔをｔ＾２で除した商の信号であつて前記流体の流
   速ｖに近似的に比例した商の信号を形成すること、を包
   含することを特徴とする管の中の流体の流速を測定する
   方法。 ２ 管の中の流体の流れ方向に対して所定の角度をなす
   方向において前記管の外側の上に設けた一対のプローブ
   と、前記プローブの１つを介して超音波パルスを送信す
   る送信器と、前記超音波パルスを受信する受信器とを備
   え、更に前記プローブは変換器であり、前記送信器は前
   記変換器を介して互いに対向した向きに一対の超音波パ
   ルスを同時に送信し、前記受信器は前記変換器のおのお
   のを介して前記超音波パルスを受信するようにされた超
   音波流量計であつて、前記超音波パルスの位相差を検出
   するためのヘテロダイン変調装置を含んだ装置、前記超
   音波パルスの１つの伝播時間ｔに対応した信号をつくる
   装置、前記の互いに対向した向きに送信される超音波パ
   ルス相互の間の伝播時間差Δｔを決定する装置、前記伝
   播時間の二乗のｔ＾２に対応した信号をつくる装置、及
   びΔｔをｔ＾２で除した商に比例した商の信号であつて
   、Δｔ／ｔ＾２∞ｖ／ｌただしｌは前記変換器相互の間
   の距離の管軸方向成分、なる関係により前記流体の流速
   ｖに実質的に比例した商の信号を与える装置を包含する
   ことを特徴とする超音波流量計。