JPS6047766B2 - 水晶発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は水晶発振回路に関するものてあり、発振出力振
巾を小さくすることにより不要輻射を抑え、且つ集積回
路（ＩＣ）化を容易にしたものである。

水晶発振回路はその周波数安定度が他の発振回路に比較
して優れているので、最近各種のデジタル機器に数多く
用いられるようになつてきた。

第１図は従来の水晶発振回路を示すものである。１は自
己バイアス用の抵抗２が接続された位相反転増幅器、３
は水晶振動子、４と５、６は夫々周波数微調整用の抵抗
とコンデンサーである。

ここで、例えば、位相反転増幅器１として市販のＣ−Ｍ
ＯＳロジックＩＣを用いれば、その発振出力振巾は印加
された電源電圧に達する。斯様に発振出力振巾が大きく
なると不要輻射が問題となる。また、ＰＬＬ（位相同期
ループ）シンセサイザー方式受信機のようなデジタル回
路とアナログ回路とが混在しているような機器に於いて
は他の信号に及ぼす障害も無視出来ない。殊にＩＣ化が
進んだ場合には後者が問題となつて来る。斯かる欠点を
解消するには、第２図に示す如き水晶発振回路が考えら
れる。

即ち、水晶発振出力を相互に逆方向に並列接続された二
個のシリコンダイオード８、９と電位発生回路にて構成
されたクランプ回路にてクランプするものである。斯か
る構成により位相反転増幅器１の動作点を変化させずに
シリコンダイオードの順方向のしきい値電圧Ｏ、７Ｖの
２倍の１．４Ｖの振幅に発振出力を抑えることが出来、
ＩＣの外部端子に不要輻射を生じるような大きな信号が
出ないようにすることが出来Ｊる。第２図に示す回路に
於いては電位発生回路として位相反転増幅器１０を利用
し、その入力端と出力端を直接若しくは抵抗性負荷を介
して接続して直流電圧を得るようにしたものであり、第
２図に示す回路はＩＣ化が容易である。従つて２つの７
位相反転増幅器１、１０を同一半導体基板上に形成した
場合には、温度条件、素子パラメータをほぼ等しくする
ことが可能てあり、以つて位相反転増幅器１の直流作動
電圧とノードＮｏの電圧を略一致させることができるか
ら、結局ノードＮ２の電圧を安定にクランプ出来る。７
は例えば後続するデジタル回路を駆動するのに必要な振
幅までに発振出力を増幅する為の位相反転増幅器であり
、ＩＣにて形成されるものであつて増幅器１と同一動作
点に設定しておく。

ところて、第２図の回路は発振出力振巾（第２図のノー
ドＮ２の点）は非常に小さくて電源電圧に依存せずしか
も安定に発振するが、発振出力振巾を小さくするために
は、位相反転増幅器１０の出力インピーダンスを小さく
しなければならないという欠点があつた。本発明は斯か
る欠点を解消したものであり、以下、第３図に示す本発
明の一実施例及びその動作波形図（第４図）を参照して
詳述する。尚、第３図に於いて、第２図と同一の構成素
子には第２図と同一の図番を付しており、位相反転増幅
器１，７，１０の直流動作電圧はほぼ等しく設定されて
いる。ノードＮ３とノードＮ２との電圧差が大きくなつ
てダイオードのしきい値電圧（シリコンダイオードの場
合、約０．７■）に達すると、ダイオード９がオンして
期間（ｔ１）に入る。

まず、ノードＮ１の電圧が高くなり、それを反転増幅し
たノードＮ２の電圧が低くなる。ダイオード９を介して
接続されるノードＮ３の電圧は低くなり、ノードＮ４の
電圧も抵抗１１を介して低くなる。そうするとノードＮ
４の電圧を反転増幅したノードＮ３の電圧はダイオード
９を介してノードＮ２の電圧をクランプする働きが強く
なる。また、ノードＮ，の電圧はノードＮ２の電圧とノ
ードＮ３の電圧とを、抵抗１１と抵抗１２とで分割した
値となり、このような全ての条件が満されるようにノー
ド（Ｎｌ，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４）の電圧はバランスする。
従つて、抵抗１１を抵抗１２に比べて小さくすれば、ノ
ードＮ２の電圧の変化がそのままノードＮ４に伝達され
る３ので、ノードＮｌ，Ｎ２の電圧振巾が小さくなり、
ノードＮ３，Ｎ４の電圧振巾が大きくなつた状態でバラ
ンスする。さて再びノードＮ１の電圧が低くなり、ノー
ドＮ２の電圧が高くなると、それに伴いノードＮ４の４
電圧も高くなる。

こうしてノードＮ３の電圧がノードＮ２の電圧をクラン
プする働きが弱まり、ついにノードＮ２とノードＮ３の
電圧差がダイオードのしきい値電圧以下になつてダイオ
ード９はオフし、期間（Ｔ．）に移行する。期間ちに於
いては、ダイオード８，９は共にオフ状態にあるから、
ダイオードによるクランプ作用はなくなり、ノードＮ２
の電圧は急激に高くなり、ノードＮ３，Ｎ４の電圧は抵
抗１１，１２を介してバランスするように変化する。

つまりノードＮ３の電圧は急激に小さくなる。尚、第４
図に於いてノードＮ４の電圧が一定で位相反転増幅器１
０の直流動作電圧（これはノードＮ４の平均電圧川こ略
等しい）より高くしてあるのは説明の簡単化の為である
。例えば、期間しの初期にノードＮ４の電圧か上記直流
動作電圧より低い仮定すれはノードＮ３の電圧は高いま
まで、ノードＮ２の電圧も急激に高くなるのでノードＮ
４の電圧も急激に高く・なり、従つてノードＮ３の電圧
も急激に小さくなる。斯様にしてノードＮ２とノードＮ
３との電圧差がダイオードのしきい値電圧に達すると、
ダイオード８がオンして今度はこのダイオード８による
クランプが働く（Ｔ３期間）。

期間Ｔ４の動作は期間Ｔ２の動作と同様である。例とし
て、位相反転増幅器１，１０として市販のＣ−ＭＯＳ（
ナショナルセミコンダクター社製７４Ｃ００）を用い、
３としてＩＭＨＺの水晶振動子、５，６として夫々２０
０ＰＦのコンデンサー、２として３３０ＫΩの抵抗、４
として１ＫΩの抵抗、８，９としてシリコンダイオード
、１１，１２として夫々３．３ＫΩの抵抗を用いたとき
、ノードＮ２の電圧は１．１■ＰＰとなつた。

また、同様の条件で抵抗１１を１．５ＫΩとしたときは
０．６■ＰＰとなつた。尚、第３図に示す回路に於いて
、１１，１２は抵抗て説明したが、抵抗性のものであれ
ば良く例えばＦＥＴのようなもので構成しても良い。以
上述べた本発明に依れば、グイオードのオン、オフに拘
らす発振出力電圧を常に検出し、ダイオードがオンの期
間は位相反転出力電圧でクランプし、オフの期間には予
め逆極性の電圧を発生させておく（例えば期間ちに於い
てノードＮ３の電圧を下げる）ようにしたものであるか
ら、第２図図示の回路に比較してダイオードのオンの期
間が長く、且つ位相反転増幅器１０の出力インピーダン
スを左程小さくする必要はなく、抵抗１１の値を小さく
すればノードＮ２の電圧振巾は小さくなる。更に、２つ
の位相反転増幅器１，１０を同一半導体基板上に形成し
た場合には、両者の直流動作電圧を略一致させることが
、発振出力電圧を安定にクランプ出来る。尚、第３図図
示の回路をＩＣ化した場合、端子はノードＮ１とＮ２で
あり、ＩＣ外部のアナログ回路等に対する影響を小さく
することが可能であり、ＩＣ内部の信号としては位相反
転増幅器７の出力を利用すればよい。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来の水晶発振回路図、第２図はクランプ回路
を有する水晶発振回路図、第３図は本発明に係る水晶発
振回路図、第４図はその動作波形図てある。 １，１０・・・・・位相反転増幅器、３・・・・・・水
晶振動子、８，９・・・・・・クランプ用ダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 増幅器の入出力端間に水晶振動子を接続することに
   より構成された水晶発振器と、入出力端間に抵抗性負荷
   が接続された位相反転増幅器と、一端が前記水晶発振器
   の出力端に他端が前記位相反転増幅器の出力端に接続さ
   れたクランプ回路と、一端が前記水晶発振器の出力端に
   他端が前記位相反転増幅器の入力端に接続された抵抗性
   負荷とよりなる水晶発振回路。 ２ クランプ回路が並列接続されたダイオードよりなる
   特許請求の範囲第１項記載の水晶発振回路。 ３ 増幅器と位相反転増幅器が同一基板上に集積回路化
   されており、これらの直流動作電圧を略一致させたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の
   水晶発振回路。