JPS6113646B2 - - Google Patents
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- JPS6113646B2 JPS6113646B2 JP54072082A JP7208279A JPS6113646B2 JP S6113646 B2 JPS6113646 B2 JP S6113646B2 JP 54072082 A JP54072082 A JP 54072082A JP 7208279 A JP7208279 A JP 7208279A JP S6113646 B2 JPS6113646 B2 JP S6113646B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、主としてオーデイオ用電力増幅器
に係り、特に効率の向上を図つた電力増幅器に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates primarily to audio power amplifiers, and more particularly to power amplifiers with improved efficiency.
従来の電力増幅器は、その動作点の区分のうえ
でＡ級増幅器あるいはＢ級増幅器が一般的であ
る。Ａ級増幅器は、これが例えばプツシユプル回
路で構成されたものである場合、いわゆるクロス
オーバ歪の発生がなく、したがつて、歪高調波成
分を２次〜３次の比較的定次成分に抑えることが
でき、歪の発生が少い利点がある。しかしなが
ら、無信号時においても最大出量電流の1/2のア
イドリング電流を必要とし、効率が著しく悪く、
このため放電等の設備が大規模化し、装置の大型
化あるいはコストの増大等を招く欠点がある。こ
れに対してＢ級増幅器は、無信号時のアイドリン
グ電流が能動素子を不感帯なく動作させる必要最
小の電流でよく、したがつてＡ級増幅器に比べて
効率が良い。しかしながら、Ｂ級増幅器はクロス
オーバ歪およびスイツチング歪を発生する欠点が
あり、これらの歪に含まれる高次高調波成分が直
接出力信号の歪率を悪化させる。 Conventional power amplifiers are generally class A amplifiers or class B amplifiers depending on their operating points. A class A amplifier, for example, if it is configured with a push-pull circuit, does not generate so-called crossover distortion, and therefore suppresses distortion harmonic components to relatively constant components of second to third order. It has the advantage of generating less distortion. However, even when there is no signal, an idling current of 1/2 of the maximum output current is required, resulting in extremely poor efficiency.
For this reason, the scale of equipment for discharging, etc. is increased, and there is a drawback that this results in an increase in the size of the device or the cost. On the other hand, in a class B amplifier, the idling current when there is no signal needs to be the minimum necessary current to operate the active element without a dead zone, and therefore it is more efficient than a class A amplifier. However, class B amplifiers have the disadvantage of generating crossover distortion and switching distortion, and high-order harmonic components included in these distortions directly worsen the distortion rate of the output signal.
他方、近年効率のよい電力増幅器として、入力
信号をパルス幅変調し、このパルス幅変調波信号
を電力増幅し、この電力増幅されたパルス幅変調
波信号からローパスフイルタによつて音声信号を
取出すようにした、いわゆるＤ級増幅器が開発さ
れている。しかしながら、このＤ級増幅器はキヤ
リヤ周波数で再生レンジが絶対的に決まるので高
域の歪率が悪化しやすく、更に過渡信号に対して
レスポンスが悪い、あるいはキヤリヤリークを起
こしやすい等の欠点を有している。 On the other hand, in recent years, as an efficient power amplifier, an input signal is pulse width modulated, this pulse width modulated wave signal is power amplified, and an audio signal is extracted from this power amplified pulse width modulated wave signal using a low pass filter. A so-called class D amplifier has been developed. However, since the reproduction range of this class D amplifier is absolutely determined by the carrier frequency, the distortion rate in the high range tends to worsen, and furthermore, it has drawbacks such as poor response to transient signals and a tendency to cause carrier leakage. There is.
この発明はこのような事情に鑑み、効率の向上
を図つた電力増幅器を提供することを目的とする
もので、入力信号を第１の増幅器によつて増幅し
た後負荷に供給する一方、負荷電流を負荷電流検
出器によつて検出し、この検出結果を第２の増幅
器によつて電流信号に変換し、この電流信号を負
荷信号を負荷に供給することにより同負荷に電流
ブートストラツプをかけ、以つて上記目的を達成
するようにしたものである。 In view of the above circumstances, it is an object of the present invention to provide a power amplifier with improved efficiency, in which the input signal is amplified by the first amplifier and then supplied to the load, while the load current is is detected by a load current detector, this detection result is converted into a current signal by a second amplifier, and the current signal is applied to the load by supplying the load signal to the load, This is how the above object is achieved.
以下、図面を参照しこの発明の実施例について
説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
最初に、この発明の基本的構成について述べ
る。一般に、オーデイオ信号用電力増幅器の負荷
はそのインピーダンス値が低い（例えばスピーカ
等では数Ω）にもかかわらず、一定の電圧利得を
持つ定電圧駆動を必要とし、大電力のうえ歪の少
ない高忠実度を要求されることが多い。そこでこ
の実施例においては、まず図に示すように負荷１
（インピーダンスＺ）と直列に抵抗２（負荷電
流検出器）（値Rs）を挿入し、この抵抗２により
得られる電圧を増幅器３（第２の増幅器）により
電流信号に変換し、この電流信号を負荷１に供給
することにより負荷１に電流ブートストラツプを
かけ、以つて増幅器４（第１の増幅器）の出力端
から負荷側をみたインピーダンスZaを負荷１の
インピーダンスＺに比較して高インピーダンス
化することによつて、増幅器４の負荷は負荷１を
出力端に直結した従来に比較して軽くなつてい
る。この場合、増幅器４の出力電流は増幅器３の
出力電流に比較しわずかなものでよく、したがつ
て増幅器４を容易にＡ級動作させることができ、
出力歪の少ない特性のよい電力増幅器が得られ
る。 First, the basic configuration of this invention will be described. In general, although the load of a power amplifier for audio signals has a low impedance value (for example, several Ω for speakers, etc.), it requires a constant voltage drive with a certain voltage gain, and it requires high power and high fidelity with little distortion. degree is often required. Therefore, in this embodiment, first, as shown in the figure, the load 1 is
A resistor 2 (load current detector) (value Rs) is inserted in series with (impedance Z), the voltage obtained by this resistor 2 is converted into a current signal by an amplifier 3 (second amplifier), and this current signal is By supplying the current to the load 1, a current bootstrap is applied to the load 1, thereby making the impedance Za seen from the output terminal of the amplifier 4 (first amplifier) to the load side higher than the impedance Z of the load 1. As a result, the load on the amplifier 4 is lighter than in the conventional case where the load 1 is directly connected to the output terminal. In this case, the output current of the amplifier 4 may be small compared to the output current of the amplifier 3, and therefore the amplifier 4 can be easily operated in class A.
A power amplifier with good characteristics and low output distortion can be obtained.
なお、この実施例においては、抵抗２が負荷１
と直列に増幅器４の出力端に介挿されたことによ
る正出力インピーダンスをも無視し得るように、
言い換えれば負荷端における出力インピーダンス
が零となるように、増幅器５を介して抵抗２と負
荷１との接続点から増幅器４の反転入力端に電流
帰還がかけられている。 Note that in this embodiment, resistor 2 is connected to load 1.
In order to ignore the positive output impedance caused by being inserted in series with the output terminal of the amplifier 4,
In other words, current feedback is applied to the inverting input terminal of the amplifier 4 from the connection point between the resistor 2 and the load 1 via the amplifier 5 so that the output impedance at the load terminal becomes zero.
以下、図に示す実施例を詳細に説明する。図に
おいて、入力端子６ａは非反転増幅器として構成
された増幅器４の非反転入力端に接続され、入力
端子６ｂは接地され、増幅器４の反転入力端およ
び出力端間に抵抗７（値Rf）が介挿されてい
る。増幅器４の出力端は増幅器３の出力端に接続
されると共に出力端子８ａに接続され、出力端子
８ａおよび８ｂ間に負荷１が介挿され、出力端子
８ｂが増幅器３の入力端に接続されると共に、抵
抗２を介して接地されている。前記増幅器３はそ
の入力端に供給されている電圧信号を電流信号に
変換するものである。前記出力端子８ｂは抵抗９
（値R1）を介して反転増幅器として構成された増
幅器５の反転入力端に接続され、増幅器５の非反
転入力端は接地され、増幅器５の反転入力端およ
び出力端間には抵抗１０（値R2）が介挿され、そ
して増幅器５の出力端が抵抗１１（値ＲE）を介
して前記増幅器４の反転入力端に接続されてい
る。 The embodiment shown in the figures will be described in detail below. In the figure, the input terminal 6a is connected to the non-inverting input of an amplifier 4 configured as a non-inverting amplifier, the input terminal 6b is grounded, and a resistor 7 (value Rf) is connected between the inverting input and the output of the amplifier 4. It is interposed. The output terminal of the amplifier 4 is connected to the output terminal of the amplifier 3 and also to the output terminal 8a, the load 1 is inserted between the output terminals 8a and 8b, and the output terminal 8b is connected to the input terminal of the amplifier 3. It is also grounded via a resistor 2. The amplifier 3 converts a voltage signal supplied to its input terminal into a current signal. The output terminal 8b is a resistor 9
(value R 1 ) to the inverting input of the amplifier 5 configured as an inverting amplifier, the non-inverting input of the amplifier 5 is grounded, and the resistor 10 ( A value R 2 ) is inserted, and the output of the amplifier 5 is connected to the inverting input of the amplifier 4 via a resistor 11 (value R E ).
次に、この回路の動作について説明する。ま
ず、入力端子６ａ，６ｂ間に印加される入力信号
（オーデイオ信号）は増幅器４により増幅され、
負荷１に供給される。負荷１に流れる負荷電流は
抵抗２によつて検出され、この検出された電圧
Esが増幅器３によつて電流信号とされ、負荷１
に供給される。（すなわち、負荷１に電流ブート
ストラツプがかけられる。）また、前記電圧Esは
増幅器５によつて反転増幅された後、増幅器４の
反転入力端に帰還される。 Next, the operation of this circuit will be explained. First, the input signal (audio signal) applied between the input terminals 6a and 6b is amplified by the amplifier 4,
Supplied to load 1. The load current flowing through load 1 is detected by resistor 2, and this detected voltage
Es is converted into a current signal by amplifier 3, and load 1
is supplied to (That is, a current bootstrap is applied to the load 1.) Further, the voltage Es is inverted and amplified by the amplifier 5, and then fed back to the inverting input terminal of the amplifier 4.
ここで、増幅器４の出力電流をI2、増幅器３の
出力電流をI1、負荷１に流れる電流をＩ、増幅
器３の相互コンダクタンスをｇn、出力端子８ａ
と接地間の電圧をE2とすれば、
Ｉ＝I2＋I1………(1)
I1＝ｇnEs………(2)
E2＝Ｉ（Ｚ＋Rs）………(3)
なる関係が各々成立つ。したがつて、増幅器４の
出力端から負荷１側をみたインピーダンスZa
は、前記(1)式、(3)式から
Za＝Ｅ２／Ｉ２＝Ｉ／Ｉ２（Ｚ＋Rs）
＝Ｉ／Ｉ−Ｉ１（Ｚ＋Rs）………(4)
として求められる。ここで、I1／Ｉ＝αと置く
と前記(4)式は、
Za＝１／１−α（Ｚ＋Rs）………(5)
なる式に書換えられる。 Here, the output current of the amplifier 4 is I 2 , the output current of the amplifier 3 is I 1 , the current flowing through the load 1 is I, the mutual conductance of the amplifier 3 is g n , and the output terminal 8a
If the voltage between _ _ Each relationship is established. Therefore, the impedance Za seen from the output end of amplifier 4 to the load 1 side is
is obtained from the above equations (1) and (3) as Za=E 2 /I 2 =I/I 2 (Z+Rs) =I/I−I 1 (Z+Rs) (4). Here, if I 1 /I=α, the above equation (4) can be rewritten as Za=1/1−α(Z+Rs) (5).
すなわち、前記(5)式は、増幅器４の負荷インピ
ーダンスが増幅器３がない場合の負荷インピーダ
ンス（Ｚ＋Rs）に比較し１／（１−α）倍に
なることを示している。したがつて、例えば、
１／１−α＝10 ………(6)
とすれば増幅器４の電力は増幅器３がない場合に
比較し１／10でよいことになり、増幅器４をたと
えＡ級で動作させても同増幅器４による電力損失
を従来のＡ級増幅器のみで負荷を駆動する場合に
比較して小とすることが可能になる。なお、系が
安定に動作するためにはα＜１が必要条件であ
る。また、このαは前記(2)式から、
α＝Ｉ１／Ｉ＝ｇｎＥｓ／Ｉ＝ｇnRs ……
…(7)
なる式により表わすことができ、この条件は容易
に実現できることがわかる。（例えばRs＝0.1
（Ω）、ｇn＝９（）でα＝0.9＜１となる。）
次に、増幅器５の働きについて詳述する。入力
端子６ａ，６ｂ間に印加される入力電圧をE1と
し、増幅器５の出力端の電圧をEaとすれば、
E1＝（E2−Ea）ＲＥ／ＲＥ＋Ｒｆ＋Ea………(8)
なる関係が成立つ。ここで、電圧Eaは、
Ea＝−EsＲ２／Ｒ１ ………(9)
なる式により求められるから、この(9)式を前記(8)
式に代入し整理すれば、
E2＝ＲＥ＋Ｒｆ／ＲＥ（E1＋ＩRsＲ２／Ｒ１・Ｒｆ／ＲＥ＋Ｒｆ） ………(10)
なる関係が得られる。また、
Es＝Ｉ・Rs ………(11)
である。したがつて、前記(10)，（11）式から負荷
１の両端の電圧（すなわち、出力電圧）Ｅは、
Ｅ＝E2−Es
＝ＲＥ＋Ｒｆ／ＲＥ（E1＋ＩRsＲ２／Ｒ１・Ｒｆ／ＲＥ＋Ｒｆ）−Ｉ・Rs
＝ＲＥ＋Ｒｆ／ＲＥ｛E1＋ＩRs（Ｒ２／Ｒ１・Ｒｆ／ＲＥ＋Ｒｆ−ＲＥ／ＲＥ＋Ｒｆ）｝ ………(12)
なる式により求められる。しかして、この（12）
式において、
Ｒ２／Ｒ１・Ｒｆ／ＲＥ＋Ｒｆ＝ＲＥ／ＲＥ＋Ｒ
ｆ………(13)
すなわち、
Ｒ２／Ｒ１＝ＲＥ／Ｒｆ ………(14)
とすれば、前記（12）式は
Ｅ＝ＲＥ＋Ｒｆ／ＲＥE1 ………(15)
となる。 That is, the above equation (5) indicates that the load impedance of the amplifier 4 is 1/(1-α) times as large as the load impedance (Z+Rs) when the amplifier 3 is not provided. Therefore, for example, if 1/1 - α = 10 (6), the power of amplifier 4 will be 1/10 compared to the case without amplifier 3, and if amplifier 4 is Even if the amplifier 4 is operated in this manner, the power loss caused by the amplifier 4 can be reduced compared to the case where the load is driven only by a conventional class A amplifier. Note that α<1 is a necessary condition for the system to operate stably. Also, this α can be calculated from the above equation (2) as follows: α=I 1 /I=g n Es/I=g n Rs ……
...(7), and it can be seen that this condition can be easily realized. (For example, Rs=0.1
(Ω), g n =9(), and α=0.9<1. ) Next, the function of the amplifier 5 will be explained in detail. If the input voltage applied between the input terminals 6a and 6b is E1 , and the voltage at the output terminal of the amplifier 5 is Ea, then E1 = ( E2 - Ea) R E / R E + Rf + Ea (8 ) is established. Here, the voltage Ea is determined by the formula Ea=-EsR 2 /R 1 (9), so this formula (9) can be converted to the above (8).
By substituting and rearranging into the equation, the following relationship can be obtained: E 2 =R E +Rf/R E (E 1 +IRsR 2 /R 1 ·Rf/R E +Rf) (10). Also, Es=I・Rs……(11). Therefore, from equations (10) and (11) above, the voltage E across the load 1 (i.e., the output voltage) is: E=E 2 −Es =R E +Rf/R E (E 1 +IRsR 2 / R・Rf/R E +Rf) - I・Rs = R E +Rf/R E {E 1 +IRs(R 2 /R 1・Rf/R E +Rf−R E /R E +Rf)} ......(12) It is determined by the formula. However, this (12)
In the formula, R 2 /R 1・Rf/R E +Rf=R E /R E +R
f……(13) That is, if R 2 /R 1 =R E /Rf……(14), the above equation (12) becomes E=R E +Rf/R E E 1 ……(15 ) becomes.
すなわち、前記（14）式の関係が成立つように
抵抗値R1，R2，ＲE，Rfを選べば、出力電圧Ｅ
は負荷１の電流Ｉに関係しない値となる。換言
すれば、増幅器５の電流帰還により増幅器４の出
力インピーダンスが−Rsとなり、抵抗２のイン
ピーダンス＋Rsを打消し、出力端子８ａ，８ｂ
間の出力インピーダンスが零となるわけである。
このことにより、負荷１は定電圧駆動されている
ことがわかる。 In other words, if the resistance values R 1 , R 2 , R E , and Rf are selected so that the relationship in equation (14) holds true, the output voltage E
is a value that is not related to the current I of the load 1. In other words, the output impedance of the amplifier 4 becomes -Rs due to the current feedback of the amplifier 5, which cancels the impedance +Rs of the resistor 2, and the output terminals 8a, 8b
The output impedance between them becomes zero.
This shows that the load 1 is driven at a constant voltage.
次に、図に示す回路の効果について説明する。
まず、歪の低減について考察すると、前述したよ
うに増幅器４はその出力電力が少なくてよいの
で、増幅素子や放熱器が小規模で良く、容易にＡ
級動作をさせることができ、したがつて増幅器４
による歪を最小限に押えることができる。一方、
増幅器３の歪は以下のように考察し得る。すなわ
ち、増幅器３の相互コンダクタンスｇnは、歪成
分を考慮するとｇn（１＋Ｘ）なる式により表わ
すことができる。なお、この式においてｇn定数
項としＸは歪分であり（数％以下の値）出力電流
の関数と考える。（一般に、電力増幅器において
はその無帰還歪率を数％に押えることは容易であ
る。）したがつて、増幅器４の出力端から負荷１
側をみたインピーダンスZaは、前記(5)式に前記
(7)式を代入し、更にｇnの代わりにｇn（１＋Ｘ）
を代入することにより、
Za＝１／１−ｇｎＲｓ（１＋Ｘ）（Ｚ＋Rs）……
(16)
として求められる。ところで、増幅器４は、前述
したように出力インピーダンス零の定電圧駆動を
するようになつているので、前記（16）式に示す
インピーダンスZaの変動は増幅器４の負荷イン
ピーダンスの変化と考えることができる。すなわ
ち、増幅器４をこの数％の変動分を吸収し得るよ
うに構成しておけば、増幅器３による歪を完全に
吸収することが可能である。なお、インピーダン
スZaは数10Ω以上にすることができ、このイン
ピーダンスZaの変動分を吸収し得るように増幅
器４を構成することは容易である。 Next, the effects of the circuit shown in the figure will be explained.
First, considering the reduction of distortion, as mentioned above, the output power of the amplifier 4 is small, so the amplification element and heatsink can be small-scale, and it is easy to
Therefore, the amplifier 4
It is possible to minimize the distortion due to on the other hand,
The distortion of the amplifier 3 can be considered as follows. That is, the mutual conductance g n of the amplifier 3 can be expressed by the equation g n (1+X) when distortion components are taken into account. Note that in this equation, g n is a constant term, and X is a distortion component (a value of several percent or less), which is considered to be a function of the output current. (In general, it is easy to suppress the non-feedback distortion rate of a power amplifier to a few percent.) Therefore, from the output terminal of the amplifier 4 to the load 1
The impedance Za when looking at the side is given by the equation (5) above.
Substituting equation (7), and then replacing g n with g n (1+X)
By substituting Za=1/1-g n Rs(1+X)(Z+Rs)...
(16) is obtained as. By the way, since the amplifier 4 is designed to be driven at a constant voltage with zero output impedance as described above, the variation in the impedance Za shown in equation (16) above can be considered as a variation in the load impedance of the amplifier 4. . That is, if the amplifier 4 is configured to absorb this several percent variation, it is possible to completely absorb the distortion caused by the amplifier 3. Note that the impedance Za can be set to several tens of ohms or more, and it is easy to configure the amplifier 4 so as to absorb fluctuations in the impedance Za.
次に、効率の向上について考察する。図に示す
回路においては増幅器４と増幅器３の出力電力の
配分は前記(5)式における（１−α）の値によつて
決定される。したがつて、この（１−α）を、
１−α≪１ ………(17)
なる値に選ぶことにより、図に示す回路の効率が
ほぼ増幅器３の効率により決定されるようにする
ことができる。但し、この場合上述した増幅器４
による歪吸収効果が充分得られるように増幅器４
の電力分担を決める必要がある。しかして、増幅
器３をＢ級増幅器あるいはＤ級増幅器によつて構
成することにより、図に示す回路全体の高効率化
を図ることができ、またこの場合、増幅器４を任
意の動作クラス（Ａ級、Ｂ級、AB級）にて動作
させることにより高忠実増幅を維持することが可
能である。なお、増幅器３をＤ級増幅器によつて
構成した場合、キヤリヤリークがたとえ生じたと
しても、このキヤリヤリークは歪の一種と考えら
れ、前述と同様に増幅器４によつて吸収すること
ができる。 Next, we will consider improving efficiency. In the circuit shown in the figure, the distribution of output power between amplifier 4 and amplifier 3 is determined by the value of (1-α) in equation (5). Therefore, by choosing this (1-α) to a value such that 1-α≪1 (17), the efficiency of the circuit shown in the figure can be determined almost by the efficiency of the amplifier 3. I can do it. However, in this case, the amplifier 4 mentioned above
The amplifier 4
It is necessary to decide how to share the power. By configuring the amplifier 3 with a class B amplifier or a class D amplifier, it is possible to improve the efficiency of the entire circuit shown in the figure. , class B, class AB), it is possible to maintain high fidelity amplification. Note that when the amplifier 3 is constructed from a class D amplifier, even if carrier leakage occurs, this carrier leakage is considered to be a type of distortion, and can be absorbed by the amplifier 4 in the same manner as described above.
以上説明したように、この発明によれば負荷電
流を負荷電流検出器によつて検出し、この検出結
果を第２の増幅器によつて電流信号に変換し、こ
の電流信号を負荷に供給することにより同負荷に
電流ブートストラツプをかけるようにしたので、
高効率の電力増幅器が得られる効果がある。 As explained above, according to the present invention, the load current is detected by the load current detector, the detection result is converted into a current signal by the second amplifier, and this current signal is supplied to the load. Since the current bootstrap was applied to the same load by
This has the effect of providing a highly efficient power amplifier.
図面はこの発明の一実施例を構成するブロツク
図である。
１…負荷、２…負荷電流検出器（抵抗）、３…
第２の増幅器（増幅器）、４…第１の増幅器（増
幅器）。
The drawing is a block diagram configuring one embodiment of the present invention. 1...Load, 2...Load current detector (resistance), 3...
2nd amplifier (amplifier), 4... 1st amplifier (amplifier).
Claims (1)
第１の増幅器と、負荷電流を検出する負荷電流検
出器と、この負荷電流検出器の出力に基づいた出
力電流を前記負荷に供給する第２の増幅器とを具
備し、前記第２の増幅器の出力電流により前記負
荷に電流ブートストラツプをかけるようにしたこ
とを特徴とする電力増幅器。1 A first amplifier that amplifies an input signal and supplies an output current to a load, a load current detector that detects a load current, and a second amplifier that supplies an output current to the load based on the output of the load current detector. A power amplifier comprising: an amplifier, wherein a current bootstrap is applied to the load by the output current of the second amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7208279A JPS55163907A (en) | 1979-06-08 | 1979-06-08 | Electric power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7208279A JPS55163907A (en) | 1979-06-08 | 1979-06-08 | Electric power amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55163907A JPS55163907A (en) | 1980-12-20 |
| JPS6113646B2 true JPS6113646B2 (en) | 1986-04-15 |
Family
ID=13479125
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7208279A Granted JPS55163907A (en) | 1979-06-08 | 1979-06-08 | Electric power amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55163907A (en) |
Families Citing this family (2)
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|---|---|---|---|---|
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| US6362683B1 (en) * | 1999-07-29 | 2002-03-26 | Tripath Technology, Inc. | Break-before-make distortion compensation for a digital amplifier |
-
1979
- 1979-06-08 JP JP7208279A patent/JPS55163907A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55163907A (en) | 1980-12-20 |
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