JPS6127876B2 - - Google Patents
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- JPS6127876B2 JPS6127876B2 JP58179076A JP17907683A JPS6127876B2 JP S6127876 B2 JPS6127876 B2 JP S6127876B2 JP 58179076 A JP58179076 A JP 58179076A JP 17907683 A JP17907683 A JP 17907683A JP S6127876 B2 JPS6127876 B2 JP S6127876B2
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/02—Induction heating
- H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
- H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Description
本発明は誘導加熱装置に関し、特に加熱される
調理器具を載置する支持面が冷たい、いわゆるク
ールトツプの高周波誘導調理装置を提供するもの
である。 従来の高周波誘導調理装置は、たとえば米国特
許第3275784号明細書に示されるように、加熱さ
れる調理器具（なべ）を載置する支持面はステン
レスのような金属板から構成されている。したが
つて、調理器具の加熱動作中にも、この支持面を
形成する金属板にもうづ電流が発生し、この金属
板も内部から加熱されることになる。このため、
調理器具を加熱する加熱効率が低下する欠点があ
ると同時に、支持面が熱いため装置の使用者がや
けどをする危険性がある。 したがつて、本発明の目的は従来の欠点を除去
するもので、調理器具を載置する支持板は加熱さ
れず、したがつて調理器具のみが加熱され、加熱
効率が良く且つ支持板が冷たい安全な高周波誘導
調理装置を提供することにある。 本発明によれば、上記目的を達成するために、
誘導加熱コイルに高周波電流を供給してこのコイ
ルを励振し、これにより誘導加熱コイル上に配置
される料理なべを誘導加熱するようにした誘導加
熱装置において、前記誘導加熱コイルは、平らで
らせん状に巻かれており、この誘導加熱コイルの
上には誘導加熱される前記料理なべを支持する平
らな絶縁支持部材が配置され、前記誘導加熱コイ
ルと前記平らな絶縁支持部材との間に誘導加熱さ
れる料理なべを静電しやへいする静電シールド装
置が配置され、この静電シールド装置を接地した
構成の誘導加熱調理装置が得られる。 したがつて、本発明によれば、加熱効率が良
く、支持部材が冷たく、且つ感電シヨツクのない
誘導加熱調理装置が得られる。 以下、図面に示す実施例を参照して本発明を詳
細に説明する。 第１図は本発明に従つて作つた新規かつ改良し
たAC―RF誘導加熱装置の電源のブロツク図であ
る。第１図で、一対の高電圧電源端子１５，１６
に、全波整流ブリツジCR1の出力側に現われる全
波整流電圧波形の低周波高電圧脈動励振電位が加
えられる。ブリツジCR1には普通のオン―オフス
イツチS1と適当なヒユーズ（図示せず）を介し
て、入力導体１１，１２に接続される普通の交流
商用電源（AC）から電力が加えられる。２つの
部分L2，L2′で構成されるフイルタインダクタは
入力導体１１，１２を全波整流ブリツジCR1の２
つの分岐に接続し、かつ一対の直列接続された高
周波フイルタコンデンサC2，C2′が入力導体１
１，１２の間に接続され、インダクタL2，L2′を
流れる高周波電流をバイパスする。フイルタイン
ダクタL2，L2′は比較的安価は空心コイルであつ
て、電源周波数ではほとんどまたは全く波作用
を行わないが、チヨツパーインバータ回路が動作
する高周波（20ないし30KHz）に対しては高イン
ピーダンスを示す。 チヨツパーインバータ電源回路は番号１８で全
体的に示す、直列接続されたコンデンサおよびイ
ンダクタ転流無効要素を更にそなえ、転流インダ
クタ無効要素は誘導加熱コイルを構成する。サイ
リスタスイツチ１７の負荷端子は、高電圧電源端
子１５，１６に転流無効要素１８と並列回路関係
で接続される。サイリスタスイツチ１７はなるべ
くならシリコン制御整流器（以下SCRと記す）
で構成する。低電圧直流電源１９はその電力を高
電圧源端子１５，１６から取出し、低電圧直流励
振電位をサイリスタスイツチ１７のゲート回路に
与える。このゲート回路は可変遅延ゲートトリガ
源（又は単にゲートトリガ源）２２で構成され、
出力側はサイリスタスイツチ１７のゲートに接続
される。ゲートトリガ源２２はサイリスタスイツ
チ１７のゲートオンを制御するように動作し、こ
のスイツチはゲートトリガ源２２による反復ゲー
トオンにより、直列転流チヨツパーインバータの
通常の態様で動作して、転流無効要素１８の一部
を構成する誘導加熱コイルを通じて高周波電流を
供給する。 ゲートトリガ源２２が一部を構成している全体
のゲート回路装置は、チヨツパーインバータの動
作周波数とほぼ同じ周波数の第１高周波交流ゲー
ト制御信号電圧を得るために、無効転流要素の１
つに接続される抵抗R3も含む。高電圧電源端子
１５，１６間に現われる高電圧電位の周波数を同
じ周波数の第２交流ゲート制御信号電圧を取出す
ために抵抗R1が端子１５，１６に接続される。
前記第２交流ゲート制御信号電圧は、全波整数ブ
リツジCR1から供給される低周波脈動励振電位成
分を含む。微分結合回路を構成するコンデンサ
C4と抵抗R2をそなえる共通交流結合装置は、抵
抗R3を介して取出した第１高周波交流ゲート制
御信号電圧と、抵抗R1を介して取出した第２交
流ゲート制御信号電圧を共通に結合して、低電圧
直流電源１９から加えられるバイアス電位と関連
して、ゲートトリガ源２２の動作を制御する。こ
れらのゲート制御信号電圧の組合せにより、回路
の最初のターンオンの間に端子１５，１６に加え
られる高電圧脈動励振電位の零点またはその近く
の点で、ゲートトリガ源２２はサイリスタスイツ
チ１７をターンオンし、ターンオフになるとチヨ
ツパーインバータの動作サイクルをこえてサイリ
スタスイツチ１７の延期させられたターンオフ
を、端子１５，１６の間に現われる高電圧低周波
脈動励振電位成分の零点またはそれに近い点でだ
け起るようにさせる。このようにして、ラインフ
イルタ部品をほぼ必要とすることなしに、無負荷
から全負荷に至るあらゆる値の負荷に対してほぼ
正弦波状の線電流が得られ、力率と波形率が１で
誘導加熱装置の電源を動作させることができる。
これが行われるやり方については第２図を参照し
て以下に詳しく説明する。 第２図で、商用電源は電源スイツチS1と、高周
波フイルタL2，C2を介して全波整流ブリツジCR1
に加えられる。高周波波作用を改善するために
フイルタコンデンサC2，C2′の交流源側の電源端
子１１，１２にそれぞれ直列に別の高周波フイル
タインダクタL4，L4′を接続できる。整流ブリツ
ジCR1の出力はこのブリツジの充電負荷となる抵
抗R16を介して高電圧電源端子１５，１６に加え
られる。この説明のために、入力端子１１，１２
に接続されている普通の商用電源は120V，15〜
20A、60Hz交流電源と仮定すると、端子１５，１
６間に現われる高電圧低周波脈動励振電位は平均
値が約108Vの120Hz全波整流電圧である。しか
し、第９図Ａ，Ｂ，Ｃに示すようにして部品の値
を大きくするか、別に部品を付加することによ
り、この回路は240V，30〜50Aまたはそれ以外の
電源に容易に適合できるから、本発明はそのよう
な電源に用いることに限定されるものではない。 前記米国特許に詳しく説明されるように、この
電源は高圧電源端子１５，１６に直列回路関係で
接続される直列接続コンデンサおよびインダクタ
転流無効要素C1，L1を含む高周波チヨツパータ
回路をそなえている。インダクタンスL1と容量
C1をそれぞれ有する直列接続インダクタおよび
コンデンサ転流無効要素は電源端子１５，１６に
直列接続されるとともに電力用サイリスタQ1に
並列接続される。インダクタL1とコンデンサC1
はチヨツパーインバータのための全動作期間Ｔを
与えるように、チヨンパーインバータの各動作期
間中にサイリスタの導通期間と転流期間とを組合
わせた期間t1を与える、希望する転流周波数で直
列共振するように同調される。前記期間Ｔは各動
作サイクルについて静止充電期間t2を含み、Ｔ＝
t1＋t2であつて、値ω2t2は動作周波数またはそれ
より高い周波数でほぼπ/2に等しく、ただしω２
は
調理器具を載置する支持面が冷たい、いわゆるク
ールトツプの高周波誘導調理装置を提供するもの
である。 従来の高周波誘導調理装置は、たとえば米国特
許第3275784号明細書に示されるように、加熱さ
れる調理器具（なべ）を載置する支持面はステン
レスのような金属板から構成されている。したが
つて、調理器具の加熱動作中にも、この支持面を
形成する金属板にもうづ電流が発生し、この金属
板も内部から加熱されることになる。このため、
調理器具を加熱する加熱効率が低下する欠点があ
ると同時に、支持面が熱いため装置の使用者がや
けどをする危険性がある。 したがつて、本発明の目的は従来の欠点を除去
するもので、調理器具を載置する支持板は加熱さ
れず、したがつて調理器具のみが加熱され、加熱
効率が良く且つ支持板が冷たい安全な高周波誘導
調理装置を提供することにある。 本発明によれば、上記目的を達成するために、
誘導加熱コイルに高周波電流を供給してこのコイ
ルを励振し、これにより誘導加熱コイル上に配置
される料理なべを誘導加熱するようにした誘導加
熱装置において、前記誘導加熱コイルは、平らで
らせん状に巻かれており、この誘導加熱コイルの
上には誘導加熱される前記料理なべを支持する平
らな絶縁支持部材が配置され、前記誘導加熱コイ
ルと前記平らな絶縁支持部材との間に誘導加熱さ
れる料理なべを静電しやへいする静電シールド装
置が配置され、この静電シールド装置を接地した
構成の誘導加熱調理装置が得られる。 したがつて、本発明によれば、加熱効率が良
く、支持部材が冷たく、且つ感電シヨツクのない
誘導加熱調理装置が得られる。 以下、図面に示す実施例を参照して本発明を詳
細に説明する。 第１図は本発明に従つて作つた新規かつ改良し
たAC―RF誘導加熱装置の電源のブロツク図であ
る。第１図で、一対の高電圧電源端子１５，１６
に、全波整流ブリツジCR1の出力側に現われる全
波整流電圧波形の低周波高電圧脈動励振電位が加
えられる。ブリツジCR1には普通のオン―オフス
イツチS1と適当なヒユーズ（図示せず）を介し
て、入力導体１１，１２に接続される普通の交流
商用電源（AC）から電力が加えられる。２つの
部分L2，L2′で構成されるフイルタインダクタは
入力導体１１，１２を全波整流ブリツジCR1の２
つの分岐に接続し、かつ一対の直列接続された高
周波フイルタコンデンサC2，C2′が入力導体１
１，１２の間に接続され、インダクタL2，L2′を
流れる高周波電流をバイパスする。フイルタイン
ダクタL2，L2′は比較的安価は空心コイルであつ
て、電源周波数ではほとんどまたは全く波作用
を行わないが、チヨツパーインバータ回路が動作
する高周波（20ないし30KHz）に対しては高イン
ピーダンスを示す。 チヨツパーインバータ電源回路は番号１８で全
体的に示す、直列接続されたコンデンサおよびイ
ンダクタ転流無効要素を更にそなえ、転流インダ
クタ無効要素は誘導加熱コイルを構成する。サイ
リスタスイツチ１７の負荷端子は、高電圧電源端
子１５，１６に転流無効要素１８と並列回路関係
で接続される。サイリスタスイツチ１７はなるべ
くならシリコン制御整流器（以下SCRと記す）
で構成する。低電圧直流電源１９はその電力を高
電圧源端子１５，１６から取出し、低電圧直流励
振電位をサイリスタスイツチ１７のゲート回路に
与える。このゲート回路は可変遅延ゲートトリガ
源（又は単にゲートトリガ源）２２で構成され、
出力側はサイリスタスイツチ１７のゲートに接続
される。ゲートトリガ源２２はサイリスタスイツ
チ１７のゲートオンを制御するように動作し、こ
のスイツチはゲートトリガ源２２による反復ゲー
トオンにより、直列転流チヨツパーインバータの
通常の態様で動作して、転流無効要素１８の一部
を構成する誘導加熱コイルを通じて高周波電流を
供給する。 ゲートトリガ源２２が一部を構成している全体
のゲート回路装置は、チヨツパーインバータの動
作周波数とほぼ同じ周波数の第１高周波交流ゲー
ト制御信号電圧を得るために、無効転流要素の１
つに接続される抵抗R3も含む。高電圧電源端子
１５，１６間に現われる高電圧電位の周波数を同
じ周波数の第２交流ゲート制御信号電圧を取出す
ために抵抗R1が端子１５，１６に接続される。
前記第２交流ゲート制御信号電圧は、全波整数ブ
リツジCR1から供給される低周波脈動励振電位成
分を含む。微分結合回路を構成するコンデンサ
C4と抵抗R2をそなえる共通交流結合装置は、抵
抗R3を介して取出した第１高周波交流ゲート制
御信号電圧と、抵抗R1を介して取出した第２交
流ゲート制御信号電圧を共通に結合して、低電圧
直流電源１９から加えられるバイアス電位と関連
して、ゲートトリガ源２２の動作を制御する。こ
れらのゲート制御信号電圧の組合せにより、回路
の最初のターンオンの間に端子１５，１６に加え
られる高電圧脈動励振電位の零点またはその近く
の点で、ゲートトリガ源２２はサイリスタスイツ
チ１７をターンオンし、ターンオフになるとチヨ
ツパーインバータの動作サイクルをこえてサイリ
スタスイツチ１７の延期させられたターンオフ
を、端子１５，１６の間に現われる高電圧低周波
脈動励振電位成分の零点またはそれに近い点でだ
け起るようにさせる。このようにして、ラインフ
イルタ部品をほぼ必要とすることなしに、無負荷
から全負荷に至るあらゆる値の負荷に対してほぼ
正弦波状の線電流が得られ、力率と波形率が１で
誘導加熱装置の電源を動作させることができる。
これが行われるやり方については第２図を参照し
て以下に詳しく説明する。 第２図で、商用電源は電源スイツチS1と、高周
波フイルタL2，C2を介して全波整流ブリツジCR1
に加えられる。高周波波作用を改善するために
フイルタコンデンサC2，C2′の交流源側の電源端
子１１，１２にそれぞれ直列に別の高周波フイル
タインダクタL4，L4′を接続できる。整流ブリツ
ジCR1の出力はこのブリツジの充電負荷となる抵
抗R16を介して高電圧電源端子１５，１６に加え
られる。この説明のために、入力端子１１，１２
に接続されている普通の商用電源は120V，15〜
20A、60Hz交流電源と仮定すると、端子１５，１
６間に現われる高電圧低周波脈動励振電位は平均
値が約108Vの120Hz全波整流電圧である。しか
し、第９図Ａ，Ｂ，Ｃに示すようにして部品の値
を大きくするか、別に部品を付加することによ
り、この回路は240V，30〜50Aまたはそれ以外の
電源に容易に適合できるから、本発明はそのよう
な電源に用いることに限定されるものではない。 前記米国特許に詳しく説明されるように、この
電源は高圧電源端子１５，１６に直列回路関係で
接続される直列接続コンデンサおよびインダクタ
転流無効要素C1，L1を含む高周波チヨツパータ
回路をそなえている。インダクタンスL1と容量
C1をそれぞれ有する直列接続インダクタおよび
コンデンサ転流無効要素は電源端子１５，１６に
直列接続されるとともに電力用サイリスタQ1に
並列接続される。インダクタL1とコンデンサC1
はチヨツパーインバータのための全動作期間Ｔを
与えるように、チヨンパーインバータの各動作期
間中にサイリスタの導通期間と転流期間とを組合
わせた期間t1を与える、希望する転流周波数で直
列共振するように同調される。前記期間Ｔは各動
作サイクルについて静止充電期間t2を含み、Ｔ＝
t1＋t2であつて、値ω2t2は動作周波数またはそれ
より高い周波数でほぼπ/2に等しく、ただしω２
は
【式】である。ここにL2はフイルタイン
ダクタL2，L2′のインダクタンスの値である。こ
のようなチヨツパーインバータの構成と動作のた
めに、各導通間隔に続いてサイリスタQ1に再び
加えられる順方向電圧は負荷とはほぼ独立に維持
される。 このチヨツパーインバータ回路は、なるべくな
らインダクタンスL3を持つ平滑インダクタと、
容量C3を持つ平滑コンデンサとを更に含むよう
にする。この平滑インダクタと平滑コンデンサは
直列接続された後、コンデンサC1と並列に接続
され、コンデンサおよびインダクタ転流無効要素
の一部を構成する。インダクタL3とコンデンサ
C3は、これらの部品を含むコンデンサ転流無効
要素の組合わされたリアクタンスが容量性であ
り、インダクタL1と直列共振して、サイリスタ
の導通期間と転流期間とを組合わせた期間t1を設
定するようなインピーダンス値を持つ。このよう
にして構成されると、平滑インダクタL3と平滑
コンデンサC3とはインダクタL3を流れる電流
を、妨害電波をほとんどまたは全く発生しないほ
ぼ正弦波形に整形し、平滑インダクタL3は装置
の誘導加熱コイルを構成する。この回路はこのよ
うに構成されているから、サイリスタに付随する
ゲート回路によりサイリスタQ1が反復してター
ンオンされると、端子１５と１６の間に現われる
高電圧によりコンデンサC1とC3に貯えられる電
荷は、直列に転流されるチヨツパーインバータの
通常な態様で、インダクタL1，L3を交互に通つ
て振動し、それにより誘導加熱コイルL3に高周
波電流を供給する。コイルL3を流れる正弦波状
の高周波電流は、コイルL3の上に置かれる金属
底の調理器具５１内のキヤリヤを磁気的に急速に
動かし、それにより調理器具を加熱する。 第２図についての説明から、サイリスタQ1は
転流無効要素により発生される共振振動の結果、
交流電源電圧のピーク値の間に電源端子１５，１
６に生ずる比較的高いピーク電圧（400V程度）
に適合するのに適当な電力定格の一方向導通シリ
コン制御整流器（SCR）である。インダクタL1
とL3の巻線に鎖交する磁束のために生ずる逆電
流を受け入れるために、SCR Q1と逆並列に接続
されている電力帰還ダイオードが普通用いられ
る。しかし、本発明の回路では、全波整流ブリツ
ジCR1は急速回復ダイオードにより構成される。
これらのダイオードによりブリツジCR1は電源電
圧の全波整流器と、SCRサイリスタQ1を中心と
する逆電流の帰還を行うことの二重の機能を果
す。この急速回復ブリツジはインダクタL2とそ
の他の部品と周期的は共振が起らないように、イ
ンダクタL2を転流要素C1，L3，C3から分離さ
せ、このような分離がない時に起るようなインバ
ータの低い振動モードを特徴とする。この特徴は
急速なスタート、つまり急速に低い電源電圧から
高い電源電圧へ移るとき回路を安定に動作するよ
うに改善する。ダイオード整流ブリツジCR1とし
て使用するのに満足すべき急速回復ダイオード
や、既製のブリツジが数多く市販されている。電
力用パワーチヨツパーインバータの動作を確実に
するために、抵抗R17とコンデンサC7で構成され
る汎用の緩衝回路が、SCR Q1のターンオフに続
いてSCR Q1に再び加えられる順方向電圧のdv／
dt効果を制限するように、SCR Q1に並列に接続
される。 第２図に示す回路に使用されるゲート回路装置
は、プログラマブルユニジヤンクシヨントランジ
スタQ3を含むゲート信号発生器により構成され
る。このユニジヤンクシヨントランジスタQ3の
カソードは負荷抵抗R11を介して電源端子１６に
接続される。抵抗R11は結合コンデンサC6を介し
てパイロツト・スイツチングSCR Q2のゲートに
接続され、このSCR Q2のアノードは抵抗R13を
介して電力用SCR Q1のアノードに接続される。
SCR Q2のカソードは負荷抵抗R12を介して電源
端子１６に接続されるとともにSCR Q1のゲート
にも接続される。 このような構成であるから、プログラマブルユ
ニジヤンクシヨントランジスタQ3（以後PUTと
記す）が導通状態にされると、負荷抵抗R11の両
端にゲートオンパルスが発生される。この負荷抵
抗R11は結合コンデンサC6を介してゲートオンパ
イロツトSCR Q2に結合される。SCR Q2はその
負荷抵抗R12の両端に強力なゲートオンパルスを
発生する。このパルスは主電力用SCR Q1を安全
にターンオンするのに十分な大きさを持つ。 PUT Q3はゼネラル・エレクトリツク・カンパ
ニーその他数社で製造販売されている普通の３端
子PNPN装置である。PUT Q3の３端子は負荷抵
抗R11に接続されるカソードと、バイアス抵抗R7
とR22に接続されるアノードと、第２のバイアス
抵抗R9とR10との接続点に接続されるアノードゲ
ートである抵抗R9とR10とはPNPスイツチングト
ランジスタQ4のコレクタに接続されてNPNスイ
ツチングトランジスタQ5とともにPUTQ3のター
ンオン時間を制御する第１制御スイツチ装置を構
成する。トランジスタQ4とQ5は直列接続された
一対の抵抗R5，R6を介して相互に接続される。
これらの抵抗の共通接続点はトランジスタQ4の
ベースに接続される。高電圧電源端子１５と１６
の間に電圧降下抵抗R15と充電抵抗R8と直列にな
つて接続されるダイオードD1と、抵抗R8に並列
接続されるコンデンサC8とツエナーダイオード
Z1とにより構成される低電圧直流電源からトラン
ジスタQ4とQ5に付勢電位が供給される。これに
よりコンデンサC8の両端に生じる低電圧直流供
給電位の値を安定化される。約20Vの低電圧直流
電源の電圧は、トランジスタQ4のエミツタに加
えられるとともに、トランジスタQ5のコレクタ
に抵抗５，R6を介して加えられる。トランジス
タQ5を後述するようにしてターンオンされる
と、トランジスタQ4のベース電圧はQ4をターン
オンさせるのに十分なほど低下され、バイアス抵
抗R7，R22，R9，R10を介してPUT Q3に付勢電位
を加える。PUT Q3のアノードもタイミングコン
デンサC5に接続される。このコンデンサC5は抵
抗R7とR22を介して指数関数的に充電され、アノ
ードゲートバイアス抵抗R9，R10の両端子間に発
生されるバイアス電圧に対して予め設定した点弧
電圧を得ると、PUT Q3はターンオンしてパイロ
ツトスイツチングSCR Q2にゲートオンパルスを
供給する。しかし、後述するようにタイミングコ
ンデンサC5の電荷は十分な大きさまで蓄積する
のを許されていると仮定する。 第２図の電源のためのゲート回路装置は制限抵
抗R3の形の装置を更にそなえている。この抵抗
R3は転流無効要素の一つ、すなわち第２図では
インダクタL3に接続されてインダクタL3の端子
間の電圧V3から第１高周波交流ゲート制御信号
電圧を取出し、導体２５と共通AC結合コンデン
サC4を介してスイツチングトランジスタQ5のベ
ースに前記ゲート制御信号電圧を供給する。高電
圧電源端子１５に現われる高電圧Ｖsの周波数と
同じ周波数の第２交流ゲート信号電圧を取出すた
めに、抵抗R1の形の装置が端子１５の接続され
る。この第２交流ゲート信号電圧は全波整流され
た低周波脈動電位成分を含む。電源端子１５と１
６の間に現われる電圧Ｖsの交流成分だけが用い
られるから、この第２交流ゲート信号電圧は抵抗
R1の代りに、また抵抗R1とともに用いられる結
合コンデンサを介して得ることができる。更に、
抵抗R1と導線２５を介して供給される第２交流
ゲート制御信号電圧は、後に十分に理解されるよ
うに半サイクルまたは以後のある非動作間隔の初
めに、チヨツパーインバータ回路の最初のターン
オンに優先的に効果的である。 第１および第２交流ゲート制御信号電圧成分は
抵抗R21とR2で加え合わされて、コンデンサC4で
構成される共通交流結合装置を介してスイツチン
グトランジスタQ5のベースに加えられる。抵抗
R21，R2とコンデンサC4は微分回路を構成するか
ら、トランジスタQ5のベースに現われる電圧V5
は実際には電圧V4の微分された値、すなわち
dv4／dtである。この電圧V5が負へ動く間にある
安全な値に制限するために、トランジスタQ5の
ベースと電源端子１６との間に、カソードがトラ
ンジスタQ5のベースに接続されるようにして、
クランプダイオードD2を接続する。 結合コンデンサC4を介して供給される第１お
よび第２交流ゲート制御信号分に加えて、トラン
ジスタQ5のベースにはそのベースと低電圧直流
電源端子１６との間に直列接続される抵抗R4，
R18，Ｒ17Aで構成される直流バイアス回路網を介
して直流バイアス電圧も加えられる。抵抗R18と
R4の共通接続点はスイツチングトランジスタQ8
で構成される第２制御スイツチ装置のコレクタに
接続され、このトランジスタのエミツタは電源端
子１６に接続される。ランジスタQ8がターンオ
ンさせられると、トランジスタQ8は抵抗R4を介
してスイツチングトランジスタQ5のベースを電
源端子１６に接続する。したがつて、トランジス
タQ5のベースに加えられる直流バイアス電圧の
値は、トランジスタQ8のオンまたはオフ状態に
より制御される。トランジスタQ8がオン状態に
なつていると、トランジスタQ5のベースは電源
端子１６の直流電圧にほぼ維持されるから、抵抗
R3，R1導線２５および共通結合コンデンサC4を
介して加えられる交流ゲート信号電圧は制御効果
を持つ。トランジスタQ8がオフ状態の時には、
抵抗Ｒ17A，R18，R4を介してトランジスタQ5のベ
ースに加えられる正の直流バイアス電圧はトラン
ジスタQ5を導通状態にし、抵抗R1またはR3，導
線２５および共通結合コンデンサC4を介して加
えられる交流ゲート信号電圧はトランジスタQ5
の動作に何の影響も及ぼさない。 導線２５からコンデンサC4を介してトランジ
スタQ5のベースに加えられる電圧の高周波成分
により作動されるトランジスタQ5のベースに加
えられる直流バイアスの値に対するトランジスタ
Q8のスイツチング作用をさけるために、トラン
ジスタQ8のコレクタと低電圧直流電源端子１９
との間に、抵抗Ｒ17AおよびR18の直列体にコンデ
ンサC11が並列接続される。このコンデンサの目
的はこの回路の全体の動作の説明に続いて詳しく
説明する。 第２制御トランジスタQ8のスイツチングオン
およびオフ動作は、第２スイツチングトランジス
タQ9のオンまたはオフ状態により制御される。
トランジスタQ9のベースはバイアス抵抗Ｒ17Aと
R18の共通接続点に接続され、エミツタは電源端
子１９に接続され、コレクタはゼナーダイオード
Z2，抵抗R20、コンバータ電力制御装置PCおよび
抵抗R19を介して端子１６の接続される。電力制
御装置PCは第２図にはブロツクで示してある
が、この制御装置はこの電源装置のオペレータが
トランジスタQ9の状態とは独立に外部からトラ
ンジスタQ8のオンまたはオフ状態を直接に制御
するために用いる。トランジスタQ8とQ9の相互
接続についての説明から、電源制御装置PCがこ
れら２個のトランジスタのターンオンを可能にす
る状態にあると仮定すると、トランジスタQ9が
ターンオンされているトランジスタQ8もターン
オンされて２つのトランジスタはその状態に保持
されると、これら２個のトランジスタは第２ラツ
チングトランジスタ制御スイツチを構成すること
がわかる。この第２ラツチングトランジスタ制御
スイツチQ8，Q9の状態を制御するための電源制
御装置PCの適当な形態については、第５図を参
照して後に詳しく説明する。しかし、以下の説明
のために、装置PCは可能状態にあり、したがつ
て抵抗R20とR19の間は短絡されているかのように
取扱えると仮定する。 第２図に示す電源の動作中に実際に２種類の現
象がある。これらの現象により、第１制御スイツ
チ装置はスイツチングトランジスタQ5によりオ
ンまたはオフ状態にされ、それによりPUT Q3の
ターンオンまたはターンオフを制御し、トランジ
スタQ5が前記したようにしてターンオフされた
時にパイロツトSCR Q2と主電力SCR Q1がゲー
トオンされる。以下に説明する制御現象は、直流
電源を最初に動作状態に置いた時に、またはチヨ
ツパーインバータの高周波動作の１サイクルをこ
えて任意の延期された非動作期間の後の直流電源
が非動作状態になつた時に、あるいはこの２つの
状態が生じた時に生ずる。電源スイツチS1を閉じ
て電源回路を最初に動作させると、高電圧電源端
子１５，１６の間に交流電源電圧で全波整流され
た第３図ａの左側半分に示すような波形の電圧Ｖ
sが発生される。コンデンサC1，C2と低電圧直流
電源中のフイルタコンデンサC8に電荷が蓄積さ
れるから、ブリツジCR1からの全波整流された出
力Ｖsの各半サイクルの中間で正確には零となら
ず、10〜20Vのある一定に値に近づく。電源スイ
ツチS1を閉じる点は電源端子１５，１６の間に現
われる電源電圧の半サイクル中の任意の点にする
ことができ、ここでは簡単のためにスイツチS1を
閉じられる点をＶaとして示してある。この点
で、低電圧直流電源中のフイルタコンデンサC8
では、曲線Ｖpで示されるようにツエナーダイオ
ーダZ1の20V脈動値へ向つて電荷の蓄積が開始さ
れる。 20V直流電源端子１９に任意の正電圧が現われ
ると、その電圧はトランジスタQ5をターンオン
し、それによりトランジスタQ4がターンオンさ
れて、電源端子１９に現われた電圧をバイアス抵
抗回路網R7，R22，R9，R10を介してPUT Q3のア
ノードとアノードゲートにそれぞれ加えられる。
そのためにコンデンサC5はRC時定数に従つて、
その時に得られる電圧まで充電され、トランジス
タQ3をターンオンさせる。しかし、このような
条件の下でトランジスタQ3がターンオンされた
時にコンデンサC5の端子間電圧が低いから、
PUT Q3のカソード回路の抵抗R11に現われる出
力信号パルスは、パイロツトスイツチングSCR
Q2をターンオンさせるほど十分に強くない。し
たがつて、PUT Q3はオン状態に保持されてコン
デンサC5がそれ以上充電されることを阻止す
る。第３図ａのＶpで示されるフイルタコンデン
サC8の端子間電圧の上昇は、全波整流された電
圧Ｖsの数サイクルにわたつてツエナーダイオー
ドZ1の20V調整値へ向つて続けられる。ツエナー
ダイオードZ1の調整値に達すると、回路はチヨツ
パーインバータが動作できるように作動される。
これはこの点でパイロツトSCR Q2を安全確実に
点弧するのに適切なエネルギがあるからである。
しかし、ツエナーダイオードZ1の調整レベルに達
するのに要する半サイクルの数に相当する時間だ
けパイロツトSCR Q2にしたがつてチヨツパーイ
ンバータの主サイリスタQ1に与える適切なエネ
ルギの第１ゲートオンパルスの発生に固有の遅延
が課される。これにより転流要素C1とC3が電圧
Ｖsまで充電されるための時間が確保される。こ
の遅延がなかつたとし、かつ電力用サイリスタ
Q1が転流コンデンサC1〜C3に貯えられている不
適切な量の転流エネルギによりターンオンされる
とすると、電力用サイリスタQ1が初めてターン
オンされた後で回路が転流に失敗する可能性が大
いにあり、そのために回路が誤動作することにな
る。ツエナーダイオードZ1を用いることにより
（このダイオードはその電圧対電流線特性曲線に
比較的鋭い屈曲点を有するように選択される）、
前記遅延が得られ、適切なエネルギの第１ゲート
オンパルスを電力用サイリスタQ1に加える前に
転流が確実に行なわれるのを保証しておく。 低電圧直流電源端子１９の電圧が第２ツエナー
ダイオードZ2の動作電圧の16Vまぜ上昇する間
に、第１スイツチングトランジスタQ5はオフ状
態にされ、全波整流電圧Ｖsの各零点ごとにオン
状態にされる。これは第３図ｂに示されている。
この図で、Ｖsの半サイクルの90〜180度部分の間
にＶsのこう配が負であることがわかる。したが
つて、抵抗R1と導線２５を介して帰還される電
圧V4は低下し、その微分dv4／dtは負である。前
記したように、コンデンサC4と抵抗R21，R2は微
分回路として動作するから、スイツチングトラン
ジスタQ5のベースに加えられる電圧V5は、抵抗
Ｒ17A，R18，R4を介して加えられる正直流バイア
ス電圧と値dv4／dtを組合せた値により決定され
る。Ｖsの零点に達する直前に、dv4／dtの値は負
の最大に達する。その理由はV4の変化率が最大
であり、電圧V5を電源端子１６の電圧値の方へ
向つて負となるからである。このために、第２制
御スイツチングトランジスタQ9を負の方へ駆動
し、それを一時的にターンオンする。コンデンサ
C8の端子間電圧の上昇のために電源端子１９の
電圧の値が第２ゼナーダイオードZ2の調整値より
も低いとすると、第２制御スイツチングトランジ
スタQ9はオン状態に保持させられることはな
く、トランジスタQ5，Q4，Q3は導通状態に保持
される。しかし、低電圧直流電源の値がゼナーダ
イオードZ2の調整値１６Ｖまたはそれよりも高く
なつた時に、電源電圧Ｖsの次の零点が生ずる
と、トランジスタQ9は前記過程により再びター
ンオンされ、ツエナーダイオードZ2は降伏する。
前記したように、電源制御器PCは短絡されてい
ると仮定しているから、トランジスタQ8のベー
スには正のターンオンパルスが加えられる。トラ
ンジスタQ8のコレクタから抵抗R20を介する帰還
によりトランジスタQ9とQ8はオン状態に保持さ
れる。 前記過程の間にトランジスタQ5は常に導通状
態になつていることを思い出すであろう。トラン
ジスタQ8がターンオンされると、抵抗R4とR18の
共通接続点は端子１６に接続され、それによりト
ランジスタQ5のベースに加えられていた正極性
直流バイアス電圧がなくなつて、トランジスタ
Q5はターンオフされる。この動作はdv4／dtが負
である場合の、電圧Ｖsのピークと次の最小との
間の時間的にほぼ任意の点で起る。トランジスタ
Q5がターンオフされると、トランジスタQ4もタ
ーンオフされてPUT Q3は非導通状態に戻ること
ができるようになる。 以上説明した動作に続いて、全波整流された電
圧Ｖsは第３図ｂに拡大してよく示される通りそ
の零点を通過してそのこう配は正となる。その結
果、抵抗R1と導線２５によつて帰還される電圧
V4は正になり、この電圧の微分dv4／dtは正とな
る。これが起ると、トランジスタQ8がオン状態
に保持されており、かつトランジスタQ5のベー
スに加えられているバイアスはほぼ零であるから
正極性の交流帰還信号＋dv4／dtはトランジスタ
Q5を再びターンオンする。したがつて、トラン
ジスタQ4がターンオンされてPUT Q3のバイアス
抵抗回路網とタイミングコンデンサC5に励振電
圧を与える。ここで、低電圧直流電源母線１９か
ら加えられる電圧の値は、ほぼそのピーク値であ
る20Vに達している。したがつて、コンデンサC5
のRC充電時間t2の間に適切は量の電荷がコンデ
ンサC5に充電され、時間t2の終りにトランジスタ
Q3のアノードゲート間に適切な電圧が加えられ
てトランジスタQ3はターンオンされると、コン
デンサC5の電荷は負荷抵抗R11に放電される。そ
のために、強い点弧パルスがパイロツトスイツチ
ングSCR Q2をターンオンし、それにより電力用
サイリスタQ1がターンオンされ、コンバータは
電源周波数の残りの半サイクルの間第３図ａのＶ
s′で示される通り端子１５，１６間に高周波電力
を発生する。このとき第２制御スイツチはオン状
態に保持されており、トランジスタQ8はオン
で、トランジスタQ5のベースには正直流バイア
スは加えられていないから、インバータはすべて
の後の半サイクルの間動作する。 サイリスタQ1がターンオンされると、転流コ
ンデンサC1とC3に貯えられている電荷はインダ
クタL1とL3の中を共振状に流れ、コンデンサC1
とC3に貯えられる電荷の最初の逆転をひき起さ
せ、それ以後は急速回復ダイオードブリツジCR1
の逆導通によりこれらのコンデンサ上の電荷は第
２図に示すような極性をもつ最初の状態に戻る。
第４図ｂはSCRとダイオードブリツジCR1をそれ
ぞれ流れる電流の波形を示す。同図ｂにおいて
SCR電流ＩSCRはt1正弦波の正の半サイクルで示
され、急速回復ダイオードブリツジCR1を流れる
逆ダイオード電流は、期間t1の間に起る正弦波の
負の部分として示してある。誘導加熱コイルL3
の負荷による各発振中の消費電力は、たとえば交
流電源から取出され、第４図ｃに示す電流I2の直
流成分の値を増大させる。その結果、インダクタ
L1を流れる電流はＩL1であり、SCRとダイオード
電流は交流電源からフイルタインダクタL2，
L2′を介して取出すI2電流に重ねられる。 上記のようにして行われる電力用SCRの最初
のターンオンの後で、電源端子１５と１６の間に
生ずる電圧は、第４図ｄに示すように導通および
転流期間t1の間にほとんど零まで低下する。その
後で、スイツチングトランジスタQ5のスイツチ
ング作用（導通状態）に対する制御が、誘導加熱
コイルL3に現われて抵抗R3，導線２５および共
通結合コンデンサC4を通つてスイツチングトラ
ンジスタQ5のベースに帰還される電圧の成分に
より引きつがれる。第４図ｄは誘導加熱コイル
L3に現われる電圧V3の相対位相を示し、第４図
ｅはコンデンサC4と抵抗R21，R2で構成される微
分回路に帰還される電圧V4の結果値を示す。第
４図ｄ，ｅから電力用サイリスタQ1がターンオ
ンすると電圧V4はdv4／dtの値のように直ちに負
へ向つて急激に下り、サイリスタQ1のターンオ
ンとほぼ同時にPUT Q3およびトランジスタQ5，
Q4がターンオフさせられる。その後で、チヨツ
パーインバータは１転流期間t1の間発振し、その
時に２つのサイリスタと帰還ダイオード整流ブリ
ツジは阻止状態となり、１つの共振が完了された
時点で電源端子１５と１６の間の電圧が鋭く上昇
するために、電圧V4は急上昇し、整流ブリツジ
CR1を介する負帰還はなくなる。正方向への電圧
のこの急上昇は抵抗R1と導線２５を介して帰還
され、そのために値＋dv4／dtは正方向に鋭く増
大し、第１スイツチングトランジスタQ5，Q4を
ターンオンさせてタイミングコンデンサC5の充
電を開始させる。この様子を第４図ｆに示す。こ
の図で、転流期間t1の終りにQ5がターンオンし、
タイミングコンデンサC5と充電抵抗R7，R22の
RC時定数によりセツトされる率でt2′タイミング
期間がスタートする。しかし、この時点では期間
t2はその全期間t2′をたどることは許されない。こ
の期間t2′は無負荷動作状態に対してセツトされ
たものであるが、ある中間時点t2において前記し
たのとは異つた態様でPUTQ3のターンオンによ
り停止させられる。 第４図ｅに示すV4電圧特性曲線からサイリス
タQ1がターンオンすると電圧V4は負の方向に鋭
く低下し、それから電圧V3（誘導加熱コイルL3
に生ずる電圧）が負の方へ振れるにつれて正弦波
形をたどり、それから正弦波形半分の波形が通常
たどるぐようにして正方向に零まで戻ろうとす
る。電圧V3が零の方へ振れると転流期間t1は終
り、端子１５と１６の間の電圧は第４図ｄに示す
ように正方向へ鋭く上昇する。そのためにV4帰
還電圧は急上昇する。この帰還電圧は電圧V3の
正の半サイクルのために最初の値以上に上昇す
る。電圧V3がその正のピーク値を通過して負方
向への降下を開始すると、V3が零に達するとき
には傾斜がなくなり、その微分値dv4／dtは零に
なる。ゲート制御帰還信号dv4／dtが零になる
と、微分コンデンサC5によりトランジスタQ5の
ベースに加えられるベース電流I5は同様に零にな
り、トランジスタQ5はターンオフする。この時
点でのトランジスタQ5のターンオフにより、ト
ランジスタQ4もターンオフされ、バイアス抵抗
R7，R22，R9，R10からバイアス電圧を除去す
る。そのためにコンデンサC5にだけ正電圧が残
り、この正電圧はPUTQ3のアノードだけに加え
られ、アノードゲートにはそれにつり合うバイア
ス電圧は加えられない。その結果、PUT Q3はタ
ーンオンしてタイミングコンデンサC5に貯えら
れていた電荷をその負荷抵抗R11を通じて放電さ
せる。そのためにパイロツトスイツチング
SCRQ2がターンオンされ、電力用サイリスタQ1
も再びターンオンされてチヨツパーインバータの
新たな発振サイクルを開始させる。それから以上
説明した過程がチヨツパーインバータのひき続く
高周波動作サイクルにわたつて繰返えされる。 以上の説明から、タイミングコンデンサC5の
RC時定数の設定は、それ自体によりチヨツパー
インバータの動作期間を決定するものではないこ
とがわかるであろう。事実、動作期間を決定する
ものは、微分コンデンサC4を介してスイツチン
グトランジスタQ5のベースに帰還される電圧V4
が一定となり、そのdv4／dt値が零となつてトラ
ンジスタQ5のベース電流が零になれる動作サイ
クル中の時点である。もちろんこの時点は誘導加
熱コイルL3に現われる電圧V3の位相によつて決
定される。 誘導加熱コイルL3に金属底の調理器具５１を
負荷すると同調状態が変化し、したがつてチヨツ
パーインバータ回路の動作期間が変化する。しか
し、前記した電圧V4の帰還現象のために、この
チヨツパーインバータ回路は「周波数プツシン
グ」特性を示し、動作周波数を自動的に高くした
負荷効果にもとづくLC転流部品の共振周波数変
化に追従するように、電力用サイリスタQ1に加
えられる点弧パルスの繰返し率を高くする。この
「周波数プツシング」特性は極めて有益なもの
で、本願発明の改良した回路構成の新規な特性に
全面的に負うものである。 第１スイツチングトランジスタQ5と電源端子
１６の間にクランプダイオードD2が接続され
る。このダイオードはそのカソードがトランジス
タQ5のベースに接続され、アノードが端子１６
に接続される。このダイオードはゲート制御帰還
電圧の−dv4／dt値を、負の方向にダイオードの
電圧降下分だけ制限する。正方向ではトランジス
タQ5のベース・エミツタ接合はゲート制御帰還
電圧を制限するように動作する。このようにし
て、トランジスタQ5への入力はコンデンサC4を
流れる電流の両方向でクリツプされる。更に、抵
抗R1（およびこれに直列に接続される結合コン
デンサと）コンデンサC4および抵抗R3，R21，R2
の値は適切に定められ、トランジスタQ5のベー
スにおける帰還電圧の値を安全な値にし、抵抗中
の電力消費を少くし、かつこれらの部品の値が回
路の動作、とくにスタート時に高周波電圧が端子
１５と１６の間に発生される前の回路の動作を安
定にするように定められる。 主婦その他この誘導加熱装置の取扱者が回路の
動作を停止させたいと希望した時点で、トランジ
スタQ8を導通状態に保持する状態にあると先に
仮定した電源制御装置PCを操作することによ
り、トランジスタQ8はターンオフさせられる。
トランジスタQ8がターンオフされると、抵抗Ｒ17
Ａ，R18，R4を介して加えられる正直流バイアス
電圧は再びトランジスタQ5をターンオンするの
に有効となり、前記のようにして高周波振動がそ
れ以上発生されることを阻止する。しかし、トラ
ンジスタQ8がターンオフした時には回路の動作
停止は起らず、トランジスタQ5のベースには抵
抗R4を通じて正バイアスが再び加えられる。発
振状態ではコイルL3から帰還される電圧は存在
するが、発振前には存在しない。また、電圧V3
とV4も発振前よりも発振後の方がはるかに大き
い。その結果、抵抗R4を通じて加えられる正バ
イアス電流は、発振状態で電圧ＶsとV3が存在す
る時に、トランジスタQ5をオン状態に維持する
のには＋分ではない。電源電圧がほぼ零近くまで
降下する時だけ発振は停止する。その後で、抵抗
R4を流れる正バイアス電流は次の半サイクルで
のスタートを禁止する。このように、電源電圧が
零の時に、この動作により第２制御スイツチトラ
ンジスタQ8，Q9が電源電圧の与えられた半サイ
クルのどの時点でターンオフされるかとは独立
に、インバータは動作を停止される。コンデンサ
C11は、電力が誘導加熱装置に加えられた時に、
第２制御スイツチトランジスタQ8の早期ターン
オンを阻止することを主な目的として用いられ
る。コンデンサC11は抵抗R4を通じてトランジス
タQ5のベースに再び加えられる速さも遅くし
て、電圧ＶsとV3の高周波分によりトランジスタ
Q5の制御機能が一時的にも失われることを防
ぐ。このことは有用であることが見出されている
が、必須というほどのものではない。 したがつて、発振状態の下で比較的高いレベル
の電圧Ｖs，V3の、抵抗R4を流れるシヤフトオフ
電流の作用に対して優先する作用により、零点タ
ーンオン（第３図ｂに関連して説明した）と零点
ターンオフにより、交流―高周波チヨツパーイン
バータのソフトスタートおよびソフト停止を行う
ことができる。そのためにこれと同一の全体的な
性質を有するチヨツパーインバータ電源回路に通
常用いられる大型で融通のきかない直流フイルタ
部品がないために生ずるような、電磁気的な妨害
作用が最小限に押えられる。更に、この零点ソフ
トスタートおよびソフト停止によつて非常に不愉
快なノイズやカリカリという音が、この電源によ
り加熱されている負荷の調理器具中に発生するこ
とを防ぐ。任意の位相で行われる電源投入やしや
断のために生ずる、大きな過度電流や過渡電圧に
よりひき起される妨害電波も本発明の電源では防
げられる。最後に、コイルやコンデンサはもちろ
ん、高価でこわれやすい半導体は電源の投入、し
や断時に生ずる過渡現象にもとづく大きな電圧や
電流から保護される。 第５図は本発明の新規かつ改良した誘導加熱装
置用電源に用いる、電子式電源制御装置PCの一
実施例の回路図を示す。図に示すように、この制
御装置は禁止トランジスタQ6をそなえ、そのエ
ミツタは電源端子１６に接続され、コレクタは抵
抗R20とR30との共通接続点に接続される。抵抗
R30の他方の端子は第２制御スイツチングトラン
ジスタQ8のベースに接続される。このような構
成であるから、トランジスタQ6が導通状態にさ
れると、このトランジスタは第２制御スイツチン
グトランジスタQ8のベースを、電源端子１６の
電圧にクランプしてトランジスタQ8がターンオ
ンされるのを防ぐ、またはトランジスタQ8がタ
ーンオンされておればターンオフさせる。禁止ト
ランジスタQ6の導通状態を適切に制御すること
により、第２制御スイツチングトランジスタQ8
は導通状態または非導通状態のいずれかの状態に
され、それにより前記したようにして第１スイツ
チングトランジスタの動作を制御する。 禁止トランジスタQ6のオン―オフ状態を制御
するために、デユーテイサイクル制御装置が設け
られる。このデユーテイサイクル制御装置はユニ
ジヤンクシヨントランジスタQ7で構成される弛
張発振器を含む。このトランジスタの一方のベー
スは高電圧電源端子１６の直結され、他方のベー
スは降下抵抗R27を介して20V低電圧電源端子１
９に接続される。この弛張発振器の同期を確実に
するために、高電圧電源端子１５とユニジヤンク
シヨントランジスタQ7の他方のベースとの間に
制限抵抗R28を接続できる。この弛張発振器は可
変抵抗R26とコンデンサC9を含むRC回路網を更に
含む。これらの可変抵抗とコンデンサは端子１９
と１６の間に直列に接続され、可変抵抗R26とコ
ンデンサC9の共通接続点は単接合トランジスタ
Q7のエミツタに接続される。 このユニジヤンクシヨントランジスタ弛張発振
器の出力は、電界効果トランジスタフオロワー増
幅器Q11のベースに接続され、このトランジスタ
のソースは抵抗R23を介して電源端子１６に接続
されるとともに、制限抵抗R24を介してトランジ
スタQ10のエミツタに接続され、トランジスタ
Q10のコレクタは負荷抵抗R34を介して電源端子１
６に接続される。負荷抵抗R34は制限抵抗R35を介
して禁止トランジスタQ6のベースに接続され
る。トランジスタQ10のベースは可変抵抗R32の可
動接点に接続され、この可変抵抗は抵抗R31とR33
の中間に直列接続され、これらの直列抵抗は低電
圧直流電源端子１９と高電圧直流電源１６との間
に接続される。（抵抗R31とR33は可変抵抗にもで
きる）。無線周波バイパスコンデンサC10がトラン
ジスタQ10のベースと端子１６との間に接続され
る。 このデユーテイサイクル制御回路により、ユニ
ジヤンクシヨントランジスタQ7は普通の弛張発
振器として動作し、第４図ｆに示す波形に類似す
るのこぎり状波形を持つランプタイミング信号を
発生する。しかしこのタイミング信号電圧は電源
電圧の半サイクルの120個に対応するかなり長い
期間まで延長される。このタイミング信号は抵抗
R23による帰還のために全波整流電圧Ｖsと同期さ
れ、、電界効果追従増幅器（以後FET追従増幅器
と記す）Q11のベースに供給される。FET追従増
幅器Q11はトランジスタQ10にエミツタ電流を供
給するとともに、ユニジヤンクシヨントランジス
タ発振器Q7と増幅器Q11とを高インピーダンス分
離する。可変抵抗R32を適当に調整することによ
り、ユニジヤンクジョントランジスタ弛張発振器
により発生されるタイミング信号電圧中のトラン
ジスタQ10が導通状態にされる点は、オペレータ
によりその信号電圧の全期間にわたつて導通度を
０〜100％制御できる。オペレータにより設定さ
れた設定点でトランジスタQ10が導通状態にされ
ると、禁止トランジスタQ6のベースは正に駆動
され、そのために前記したようにして第２制御ス
イツチングトランジスタQ8のベース電圧はクラ
ンプされる。したがつて、抵抗R32が調整され
て、各タイミング信号のランプ（ramp又は立上
り）が間始された直後の点でトランジスタQ10を
ターンオンさせたとすると、トランジスタQ6は
ターンオンされて第２制御スイツチングトランジ
スタQ8のターンオンを禁止し、したがつて電源
周波数の少しの半サイクルだけの後でランプ期間
の残りについて、このチヨツパーインバータ高周
波電源の高周波動作を禁止する。しかし、ランプ
の開始よりはるかに遅れた点でトランジスタQ10
をターンオンさせるように可変抵抗R32がセツト
されるものとすると、このチヨツパーインバータ
電源は動作可能状態とされ、ランプ期間中に生ず
ることができる半サイクルのうちの多数部分にわ
たつて動作でき、それによりそれに比例した大き
な動作期間にわたつて負荷に電力を与える。この
ようにトランジスタQ10のターンオン点を制御す
ることにより、チヨツパーインバータのデユーテ
イサイクルをそれぞれ電源周波数の１つの半サイ
クルの持時間を持つ多くの小さな個別段階で、チ
ヨツパーインバータの定格電力の０〜100％にわ
たつて制御できる。多くの段と約0.5〜１秒のラ
ンプ期間を用いることにより、負荷電力の制御は
誘導加熱コイルL3の負荷には現実には極めて細
かくなる。 第５図に示す回路の付加的な重要な安全特徴は
サーミスタTHにより与えられる。このサーミス
タは直列接続抵抗R30とR19に並列に、可変抵抗
R31と直列になつて接続される。サーミスタTH
は、誘導加熱コイルL3と電源端子１６との間に
直列接続される小型の検出抵抗R36に取付け、熱
的に結合される。このような構成により、誘導加
熱コイルL3を流れる負荷抵抗が過大になると、
検出抵抗R36が加熱されるためにサーミスタTHの
抵抗値は、第１スイツチングトランジスタQ8の
ベース電圧が電源端子１６の電圧へ向つて、トラ
ンジスタQ8をターンオフするのに十分な電圧ま
で減少する。そのために第２スイツチングトラン
ジスタQ8はオフ状態に維持され、トランジスタ
Q5がオン状態に保持されて、検出抵抗36が冷える
までそれ以上の高周波発振を阻止し、サーミスタ
THがその正常な高抵抗状態に戻ることができる
ようにする。 抵抗R36に取付けることにより、またはその抵
抗に単に接近させることにより電流を間接的に検
出するサーミスタTHは、誘導加熱コイルの動作
温度状態を検出し、コイル電流つまりコイル温度
が電力用サイリスタQ1等の電力定格に対して過
大な場合には、温度検出抵抗R36または負荷抵
抗、あるいはその両者が周囲温度に冷却されるま
で、常にインバータチヨツパ電源回路の動作を停
止させることがわかるであろう。 アルミニウム、銅のような高導電性金属で作つ
たなべをここで説明しているような誘導調理器具
に使用する場合には、電力用サイリスタQ1を流
れる電流がそのように高い導電性負荷を用いるこ
とにより減少されるとしても、誘導加熱コイルに
過大な負荷電流が流れる。主婦その他この誘導加
熱装置の使用者すなわちオペレータが、好ましく
ない種類の高導電性なべを用いる場合には、検出
抵抗に取付けられるサーミスタTHは、そのよう
な高導電性なべの使用による自己加熱により負荷
コイルが永久的な損傷を受けることを防止する。
オペレータはサーミスタTHによる回路のターン
オンおよびターンオフにより、使用しているなべ
がこの誘導加熱装置に使用するには適当ではない
ことを知らされる。このような場合にはステンレ
スやその他の抵抗率の大きな強磁性体製のなべを
使用する。希望によつては、前記米国特許第
3710062号に示されているような保持形温度感知
安全回路をサーミスタTHに用いてトランジスタ
Q3をターンオフさせ、20V電源装置がターンオフ
されるか、安全回路が手動でリセツトされるまで
この電源は不動作状態に保持される。また、この
ような構成により、温度感知安全回路の保持状態
を断つために電源スイツチS1をオペレータが切る
ことが必要であるように作ることができ、それに
より導電性の高いなべを使用すべきではないとい
うことを教えることができる。どのような場合、
たとえば主電源を切つてから再び投入するような
場合でも、高周波発振が再び生ずることができる
ようになる前に、サーミスタは冷却できるように
せねばならない。 過電流制御および過熱制御に加えて、たとえば
電源電圧の過大により電圧Ｖsが高くなりすぎた
時に、第２零点制御スイツチがインバーターチヨ
ツパの動作を停止させることが可能であり、第１
サーミスタに並列接続されて電源端子１５と１６
の間に接続される抵抗により加熱される第２サー
ミスタは、過電流すなわち過熱状態を検出する第
１サーミスタと関連してインバータの動作を停止
させることができる。インバータの保護とプログ
ラミングのために、要求に応じて全ての種類のオ
ン―オフ制御を行うため任意の数の方法を利用で
きる。 第６図は本発明の誘導加熱調理器の一実施例の
回路図で、電源のデユーテイサイクル制御部とゲ
ート回路部とは電気的に分離されている。第６図
では、便宜上、回路の電源部品は本発明の理解に
は不要であるから、それらの部品は示していな
い。第６図で、記号PD1で示してあるホトダイオ
ード、ホトセル、感光性抵抗その他の感光素子は
禁止トランジスタＱBのベース・エミツタ間に接
続される。このベースは制限抵抗R39を介して低
電圧直流電源端子１９に接続される。ホトダイオ
ードPD1は破線で示される光路を介して光源LS1
に光結合される。この光路は光学繊維結合素子で
構成できる。光源LS1は第５図を参照して説明し
たのと類似するやり方で、デユーテイサイクル制
御出力増幅トランジスタQ10の出力で制御でき
る。希望する電力設定に従つてデユーテイサイク
ル制御により光源LS1を点減させることにより、
感光素子PD1と組合わされて禁止トランジスタＱ
Bをデユーテイサイクル制御電力設定に従いター
ンオフおよびターンオンすることにより、感光素
子PD1への光結合はトランジスタＱBをデユーテ
イサイクル制御電力設定に従つてターンオンおよ
びターンオフし、前記のように回路が動作して誘
導加熱コイルに高周波励振電流を供給する。光結
合路のためにデユーテイサイクル制御器のゲート
回路部と取扱者制御部は電気的に分離される。光
結合の代りに磁気で操作されるリードスイツチを
用いて、デユーテイサイクル制御器から励振され
る磁気結合路によりこのリードスイツチを作動さ
せて、同様な電気的分離を行うことができる。 第７図は本発明の更に別の実施例の詳細な回路
図で、ゲート制御目的のために帰還される第１高
周波交流ゲート信号電圧は、チヨツパーインバー
タ電源回路の転流無効要素C1の端子間から取出
される。この目的のために帰還抵抗R3が転流コ
イルL1と転流コンデンサC1との間に接続され
る。第７図の回路では平滑部品L3とC3が含まれ
ず、したがつて転流コイルL1は誘導加熱コイル
として動作するように構成されることに注意すべ
きである。 転流コンデンサC1の端子間から取出される第
１高周波交流ゲート制御信号電圧は、抵抗R3と
共通結合コンデンサC4を介して、第１制御スイ
ツチングトランジスタQ5のベースに加えられ
る。同様に、電源端子１５と１６の間に現われる
高電圧の周波数と同じ周波数の第２交流ゲート制
御信号電圧は、全波整流器CR1の出力側に現われ
る低周波脈動励振電圧成分を含み、抵抗R1と結
合コンデンサC4を介してトランジスタQ5のベー
スに加えられる。可変抵抗R0の調整により第１
および第２交流ゲート制御信号成分の割合を調当
に調節でき、全体の帰還信号の大きさを制御し
て、全ての値の負荷に対して零電源電圧近くでの
始動状態を調整できる。 第１制御スイツチングトランジスタQ5のベー
スに加えられる直流バイアス電圧は、電源トラン
スT1により構成される別の非平滑低電圧電源か
ら取出される。トランスT1の１次巻線は、第１
電源スイツチS1よりも主電源側で主電源ライン１
１，１２に接続される。電源トランスT1と主電
源を開閉するために、なるべくなら第２電源スイ
ツチS2を設ける。このスイツチはスイツチS1が閉
じられるよりも先に閉じられるように、スイツチ
S1と連動させる。トランスT1の２次巻線は第２
低電圧全波整流ブリツジCR2に接続される。この
ブリツジの出力は負荷抵抗R31に接続される。こ
の負荷抵抗は制限抵抗R32を介して電圧安定用ツ
エナーダイオードZ3に接続される。このツエナー
ダイオードの端子間に現われる出力電圧は、第２
電圧降下抵抗R33を通じて直列接続ダイオード列
D4，D5，D6に加えられる。これらのダイオード
はトランジスタQ5のベースと端子１６の間に抵
抗R4と直列になつて接続され、抵抗R33は抵抗R4
と直列接続ダイオード列との接続点に接続され
る。 トランスT1を含む別の低電圧直流電源には平
滑コンデンサがないから、その出力電圧は60Hzの
商用電源に入力ライン１１と１２が接続されると
すれば、120Hzの割合で主電源の電圧とほぼ同相
で上昇および降下する。スイツチS2がスイツチS1
よりも先に閉じられるから、転流コンデンサC1
に電圧が加えられるよりも前に直流バイアスが存
在することになる。回路に初めて電力が加えられ
ると、第１制御スイツチングトランジスタQ5は
第２図を参照して先に説明したのと同様にしてタ
ーンオンされる。そのためにトランジスタQ4が
ターンオンでき、ツエナーダイオードZ1の完全な
20V安定電圧が平滑コンデンサC8の端子間にかか
るまで、サイリスタQ2をターンオンすることな
しにサイリスタQ3をオン状態に保持できる。こ
の時に、転流コデンサC1に十分は転流エネルギ
が貯えられ、チヨツパーインバータが安全にター
ンオンできるようにする。この後で、電源端子１
５と１６間に現われる全波整流電圧Ｖsのリツプ
ルの谷間（VOR）に次の電流零が生ずると、零
点において抵抗R1を介して加えられる帰還電圧
−dv4／dtの急に取去られる作用のために、トラ
ンジスタQ5はターンオフされる。同時に、サイ
リスタQ3と同様にトランジスタQ4もターンオフ
する。全波整流電圧Ｖsが正へ振れはじめて電流
零の直後に、トランジスタQ5のベースに加えら
れる正方向へ変化する直流バイアスと正のdv4／
dtにより再びターンオンされる。そのためにトラ
ンジスタQ4はターンオンでき、タイミングコン
デンサC5は抵抗R22とR7を通じて低電圧直流平滑
コンデンサC8の全電圧値へ向つて充電されて、
期間t2の終りにサイリスタQ3を点弧し、それによ
りパイロツト・スイツチングサイリスタQ2にゲ
ートパルスを加えて電力用サイリスタQ1をター
ンオンする。 サイリスタQ1がターンオンすると、転流コン
デンサC1に充電されていた電荷は転流コイルL1
を流れて振動し、その後で回路は前記した周期Ｔ
を持つ所定の高い動作周波数で動作を続ける。こ
の時点で、転流コンデンサC1から抵抗R3を介し
て帰還される電圧分は引き継がれ、前記したよう
にして高い周波数レートでトランジスタQ5のタ
ーンオンとターンオフを制御する。この回路によ
り、発生される電力の制御は、帰還抵抗R2を変
化させて結合コンデンサC4を介して帰還電圧の
大きさを変化することにより行われる。この帰還
電圧をほぼ零まで降下させると回路は動作を停止
する。 コンデンサC4の端子間に加わる帰還電圧によ
り、バイアスが主電源の零点でバイアスが零まで
下つた直後まで、制御スイツチングトランジスタ
Q5が高周波レートで帰還成分により確実にオン
―オフされ、かつ帰還成分も急速に降下し、その
時にトランジスタQ5は非導通状態にされて、バ
イアスが再び正まで上昇してトランジスタQ5を
ターンオンし、別の半サイクルの問再び発振する
ようになるまで、トランジスタQ5はその非導通
状態を保つ。 無負荷状態では転流コンデンサC1の端子間電
圧は、負荷状態での電圧よりはるかに高い。零点
をすぎたスタート後に最初のt1期間に続いてコン
デンサC1に生ずる高電圧の効果は、上昇する直
流バイアス電圧がトランジスタQ5のベースに加
えられて、高周波発振の最初の１サイクルまたは
２サイクルに続いてトランジスタQ5をオン状態
に保ち、それにより残りの半サイクルは発振を停
止させることができる。このように、無負荷の場
合に各零点との直後の比較的低い電源電圧の時に
いくつかの高周波パルスが発生され、そのために
平均消費電力は無視できるほど少い。 たとえばコイルL1への誘導結合により抵抗負
荷がかけられると、コンデンサC1の電圧が正常
なt2時間をこえてトランジスタQ5をオン状態に保
持することができず、バイアス電圧の上昇率はト
ランジスタQ5のベースを捕えない。その結果、
正常なt2期間後はトランジスタQ5はターンオフさ
れ、それと同時にPUT3と電力用サイリスタQ1が
点弧されて、電源電圧の全半サリクルに対して回
路の発振を維持する。負荷がコイルL1から外さ
れるか、または主電源が断たれるまで、全てのひ
き続く半サイクルに対して前記発振は次の零点で
短時間停止し、それからその零点をすぎた直後に
再び発振を開始するという動作を反復する。 無負荷状態の下でコンデンサC1に発生されて
コンデンサC4に加えられる多少大きな帰還電圧
により、直流バイアス電圧がトランジスタQ5を
制御し、１個または２個の無線周波パルスが発生
された後で、コンデンサC1からの高周波帰還が
急激に減少して発振が止むようにトランジスタ
Q5はチヨツパーインバータ周期の１サイクルを
こえてその導通状態に保持されたままとなる。し
たがつて、誘導加熱コイルL1から負荷なべが除
去されると、第７図に示す回路はほぼ零である入
力電源レベルに戻るから、待機損は極めて小さく
なり、したがつて無負荷での電力消費は小さい。
負荷なべが誘導加熱コイルの上に再び置かれる
と、回路は再び発振を開始して前記したような正
常なやり方で動作する。 第７図に示す回路を用いて負荷なべに発生され
る電力は、なべの素材金属の固有抵抗となべ寸法
の広い変化に対して一定に保たれるようになり、
多種類のなべを同じ速さで加熱できる。この特徴
はなべの消費電力をほぼ一定に保つようなやり方
でなべ負荷による負荷コイルL1の同調に続く期
間t1とt2の変化により生ずる。誘導範囲内ではこ
のような動作が極めて望ましいことが容易にわか
る。 第７図に示す回路はこのように望ましい多くの
特性を有するが、克服することが多少困難な１つ
の固有を欠点を有する。コイルL1には連続した
正弦波電圧よりもむしろ断続する正弦波電流が流
れ、転流およびインバータ周波数に対してかなり
強い望ましくない無線電波を放射する高調波分を
有する。誘導加熱コイルの上に置かれる負荷なべ
はこれらの妨害電波を減少させるが、検出できな
いほど十分には減少させるものではない。更に、
誘導加熱コイルとなべ負荷との間に静電結合があ
る。この静電結合によりなべ負荷はアースよりも
高い電位をとり、この電位はインバータ周波数で
周期的に変化するとともに、非常に高い周波数成
分を含む。実際に、コイルとなべとの間の容量
は、なべが接地点に接続されたとするとかなりの
電流を流すのに十分な大きさである。オペレータ
がなべあるいはこれが載置される絶縁支持部材
（第７Ｃ図の49）とアースに同時に触れたとする
と、そのオペレータの体も高周波電流が通り、そ
の人にかなり大きな電気的シヨツクを与える。な
べ負荷に対する静電結合は、静電加熱コイルとな
べとの間に挿入されかつ振動磁界がほとんど影響
を受けずに通過できるように構成された静電シー
ルドES1を用いることにより、十分に減少でき
る。この静電シールドES1は、第７図Ａのように
中心点が相互に接続されて接地される並列は帯状
高導電金属アレイにより構成できる。これらの帯
状金属はすなわちほゞ同じ長さの高導電金属ワイ
ヤを複数本並設するとともにそのワイヤ中央を共
通接続した後接地した構造であり、なるべくなら
クールトツプ絶縁部材４９の下面に付着、噴霧、
塗付等により形成する。クールトツプ絶縁支持部
材は誘導加熱装置に用いられる電気調理器具の表
面において、なべしか発熱しない、換言すれば、
なべ以外の部分は発熱しないクールトツプ絶縁面
を構成できる。誘導加熱コイルL1となべ負荷５
１に関連して用いた場合のクールトツプ絶縁支持
部材４９の機械的構成、動作特性および望ましい
利点をより詳しく説明するためには、前記米国特
許第3710062号を参照するとよい。この説明のた
めには、第７図Ｃに示す略図は、クールトツプ絶
縁支持部材４９の下面に第７図Ａに示すような静
電シールドES１を形成するための提案された構
成を示すのに適切である。特にこのようになべを
支持するクールトツプ絶縁支持部材と誘導加熱コ
イルとの間に静電シールドES１を配置すること
によつてなべとコイルとの間の静電結合を除去で
きる。したがつて、オペレータがなべあるいはク
ールトツプ絶縁支持部材に触れても電気的シヨツ
クを生じることはない。 第７図Ｂは静電シールドの別の例を示す。この
例では誘導加熱コイレL1が配置される領域上の
クールトツプ絶縁支持部材４９の下面全体には、
「アクアダグ（石墨の水膠液：aquadug）」その他
これに類似するたとえば矩形の高抵抗導電性被覆
が配置され、たとえばその中央を接地して静電シ
ールドES1を構成する。たとえば、1500オームの
表面抵抗を持つ被覆は容量結合を40db以上減衰
させる。磁気誘導される電流により被覆中には無
視できる程度の電力が消費される。前記米国特許
第3710062号に説明されているような自動温度回
路を用いた場合には、第７図Ｂに示すように連続
導電被覆の中心部に孔を設けることができ、ある
いは第７図Ａに示すような帯状導電体のパターン
にそのような孔を設けるように構成し、その孔と
赤外線を透過させるクールトツプ絶縁支持部材を
通して、なべ５１を赤外線温度センサでみること
ができるようにする。 クールトツプ絶縁支持部材の下面に設けられ、
または別々に作られる第７図Ａ，Ｂ，Ｃに示すよ
うな静電シールドES1により、誘導加熱コイルと
なべ負荷との間の静電結合は最小となり、そのた
めに静電結合により生じていた取扱者に与える電
撃はなくなる。更に、静電シールドES1は静電気
的な無線周波電波の放射をほとんど、または全く
なくす。この静電シールドは電磁無線周波数電波
の放射も多少減少させる。しかし、被覆の高抵抗
性のためと、被覆がなべ負荷５１への誘導界によ
り加熱されることを阻止する希望とのために、そ
のような減少は多少とも小さい。更に、静電シー
ルドを第７図に関連して説明したが、この静電シ
ールドは前記実施例や前記米国特許第3710062号
に開示されている装置にも同様な利益で用いられ
る。 第８図および第８図Ａ〜Ｇは誘導加熱コイル
L3（またはL1）を支持するため、およびこのコイ
ルを金属底のなべやその他の調理器具５１から電
力制御のためにコイルを動かすための種々の構造
を示す。コイルをこのよに動かすことにより、な
べ５１に生ずる誘導加熱量を制御することが可能
である。電力制御目的で誘導加熱コイルが動かさ
れると、インバータの第５図に示すようなデユー
テイサイクル制御器を含める必要はない。しか
し、電源スイツチS1を操作する必要なしに、たと
えばリードスイツチまたはホトセルに結合される
光パイプにより、零点ターンオンおよびターンオ
フを第５図に示すトランジスタQ6のベース制御
によつて行える。したがつて、このインバータを
接触制御、光ビームしや断、圧力制御および調理
容器内の内容の温度等を含む、非常に低電力の各
種の作動信号に応答するように作ることができ
る。第８図では誘導加熱コイルL3は同心状のア
ルミニウム環７０１の中に機械的に支持され、こ
の環はコイルL3により誘導加熱されないプラス
チツクまたはこれに類似する材料から作られるス
パイダ７０２の上に支持される。スパイダ７０２
は下部の円筒形スカートに固定され、このスカー
トは流体が満されている同心形シリンダ７０４内
にピストンのようにして動けるように支持され
る。こ流体は導管７０５を通じてシリンダ７０６
とピストン７０７に連通し、このピストンは操作
ハンドル７０８により作動される。 ピストン７０７を下へ動かして、導管７０５の
中の流体を圧縮する向きにハンドル７０８を動か
すことにより、スカート７０３とコイルL3はシ
リンダ７０４内で作動する流体の圧力により上方
へ駆動される。これとは逆にピストン７０７を上
昇させる向きにハンドルを操作することにより、
流体の圧力によつてスカート７０３はシリンダ７
０４の中で下降させられ、それによりスパイダ７
０２とその上に支持されている加熱コイルL3は
下降する。温度制御を行いたい場合には、シリン
ダ７０４のスペースに温度センサ５４と、それに
組合わされる光チヨツパ５３を支持し、スパイダ
７０２内の適当な穴と加熱コイルL3内の穴７０
９とを通じて、加熱されるなべ５１の底を見るこ
とができる。同様な穴は、絶縁支持部材４９の下
表面に形成される第７図Ａ〜Ｃに示されているよ
うな静電シールドにも設けられる。前記米国特許
により詳しく説明されているように、クールトツ
プ絶縁支持部材４９は温度センサ５４がなべ５１
の底を直接に見て、その温度を感知するように赤
外線に対して透明に作ることができる。温度セン
サ５４はその温度を示す出力信号を発生し、その
信号はインバーターチヨツパの動作を制御してな
べ５１の温度を制御するために使用できる。温度
センサ５４により行われる制御はオン―オフ形制
御であつて、前記したようにして加熱コイルL3
の物理的運動に関連して用いられる場合には、な
べ５１の温度をかなり精密に制御できる。 第８図Ａはなべ５５に対してコイルL3を動か
すための別の例を示し、この例ではコイルL3と
アルミニウム製の支持環７０１はベローズ７１１
の頂部に固定される。このベローズには適当な流
体が満され、回転軸７１３を中心にらせん状に巻
かれるたわみ導管７１２に連通し、この回転軸は
レンジその他の調理器具の前面の調節つまみによ
り回転できる。軸７１３を逆時計回りに回転させ
ることにより、導管７１２はますますらせん状に
巻かれて、流体を導管から押し出し、ベローズを
膨張させて加熱コイルL3を上昇させる。これと
は逆に、軸７１３を時計回りに回転させると、導
管７１２は巻きほぐされて流体を入れるベローズ
が広くなるから、ベローズ７１１は収縮して図示
の位置よりも低くなり、そのために加熱コイル
L3は下降する。 第８図Ｂは第８図Ａを上下逆にした例で、ベロ
ーズ７１１はクールトツプ絶縁部材４９の下面い
連結され、加熱コイルL3とその支持環７０１は
ベローズ７１１の下面に固着される。このような
構成であるから、適当は制御により流体はベロー
ズから排出されてベローズ７１１は収縮し、加熱
コイルL3を流体で完全に満されて膨張しきつた
ベローズの高さにより決定される下側位置から、
コイルL3をなべの方へ向けて上昇させ、とれに
よつてより多くの電力をなべに結合させる。希望
によつてはベローズ７１１内の流体と連結回路を
高い熱膨張率をもつているものにし、なべが加熱
されて流体も熱せられた時に、第８図Ａに示すよ
うにコイルがなべから離れるようにすることもで
きる。 第８図Ｃは機械的な動きの一例を示すもので、
加熱コイル支持スパイダ７０２が、このスパイダ
から下方へ伸びることができるねじ溝つきの軸７
１５に固定される。軸７１５は外側にねじ溝が設
けられ、同軸ギヤラツク７１６の内面ねじ溝にか
み合う。ラツク７１６はピニオンウオームギヤ７
１７により駆動される。ピニオン７１７はモータ
の動作を制御する上昇および下降ボタンの操作に
応ずるモータにより駆動される軸に取付けられ
る。全体の装置はハウジング７１８の中に収めら
れる。このハウジングはプルスチツクその他の誘
導加熱されない材料で作る。モータにより駆動さ
れる軸がウオーム７１７をある向きに回転する
と、ラツク７１６が回転されてねじ溝つき軸７１
５も回転され、スパイダ７０２を上昇させ、した
がつてそれに固定されている加熱コイルL3も上
昇される。ウオーム７１７が逆向きに回転する
と、加熱コイルは加熱されるなべからひき離され
る。 第８図Ｄはより簡単で安価な機械的レバー装置
を示し、加熱コイルの周囲のアルミニウム環は、
ガイドピンを囲むばね７２２の作用に抗して、ガ
イドピン上で上下するように支持される。ガイド
ピン加熱コイルL3を上方へ動かすように保持す
る。コイルL3に取付けられて下方へ延び、プー
リ７２４の周囲を回つて、離れた位置のドラムお
よびダイヤルシヤフト１２０に巻きつけられるテ
ープまたはカード７２３を引くことにより下降さ
せられる。釣り合い用のばね１３０をテープの一
端に取りつけて、ダイヤルシヤフトを操作するの
に要するトルクを減少させ、ダイヤルシヤフトの
全ての位置に対してトルクを一定に保つことがで
きる。このアセンブリ全体はセラミツクブラテン
がのせられているアルミニウム製の副プラテンか
ら支持される。 第８図Ｅはらせん状に巻かれた加熱コイルL3
と、その支持用のアルミニウム環７０１を、一対
の交差脚７２７と７２８を有する交差脚ジヤツキ
の他の一対の交差脚７２５と７２６の端部に固定
することにより、上昇および下降させる更に別の
装置を示す。中心の回転ねじ軸７３１にねじ込ま
れている移動ナツト７２９には脚７２６と７２９
の端部が固定されているから、軸７３１の回転に
よりナツト７２９は右または左へ動かされ、それ
により加熱コイルL3を上昇または下降させる。
回転軸７３１は調理レンジその他の調理器の前面
パネルから外方に突出して、オペレータが握るこ
とができる調節つまみに取付けて、そのつまみに
より回転させることができる。オペレータの操作
により軸７３１が回転すると、脚７２５と７２６
は普通の自動車用ジヤツキのようにして上昇また
は下降し、それによりなべその他の金属底調理器
具に対して、加熱コイルL3を上昇または下降さ
せる。 第８図Ｆはクールトツプ絶縁支持部材４９上に
支持されるなべ５１の底に対して、加熱コイル
L3の面を上昇および下降させる更に別の装置を
示す。第８図Ｆで、加熱コイルL3はアルミニウ
ム製の支持環７３２に取付けられる。この支持環
７３２にはコイルL3に励磁電流を供給するため
のたわみケーブル７３３が連結される。支持環７
３２の外線部にはねじ溝が設けられ、このねじ溝
は回転シリンダ７３４の内側に設けられるねじ溝
にかみ合う。シリンダ７３４は、誘導加熱装置が
装着されるレンジ等のハウジングに固定されるガ
イド７３７上のシリンダに回転自在に支持される
一対の外方に伸びるフランジ７３５と７３６を有
する。回転シリンダ７３４の下部シリンダの下端
周面には円形ラツク７３８が設けられ、このラツ
クはウオームギヤ７３９にかみ合う。このウオー
ムギヤは調理レンジの前面パネルから突出す回転
シヤフトに連結され、オペレータの操作つまみの
回転操作により回転させられる。ウオームギヤ７
３９の回転によりシリンダ７３４は支持リング７
３２に対して回転できる。シリンダ７３４をある
１つの向きに回転させると、加熱コイルL3はな
べ５１の底に対して上昇でき、逆向きに回転させ
ると加熱コイルは下降されて、加熱コイルとなべ
５１との間の磁気結合量を直線的に制御する。 第８図Ｇは電力制御のためになべ５１に対して
加熱コイルL3を動かす更に別の装置を示す。こ
の図では加熱コイルL3はアルミニウム製の支持
環７４１に固定される。この支持環はレンジのハ
ウジング４８に固定された固定シリンダ７４３の
中で、上昇および下降運動できる。レンジハウジ
ング４８の上にはクールトツプ絶縁支持部材４９
が支持され、この部材の上にはなべ５１がおかれ
る。支持環７４１は連接棒７４２に固定され、こ
の連接棒の下端部は偏心カム７４４の上にのる。
この偏心カムは、レンジの制御パネルから突出し
ている回転軸に固定される。希望によつては連接
棒７４２の周囲に圧縮コイルばねを巻いて、支持
環と連接棒を上方に押し、それにより偏心カム７
４４にかかる荷重を多少小さくしている。第８図
Ｇに示す位置までカム７４４を適当に回転させる
ことにより、コイルL3となべ５１との磁気結合
が最大となり、したがつてなべ５１は最高に加熱
される。カム７４４が時計回りに下方に回転され
ると、加熱コイルL3は下降されてなべとの間の
磁気結合度は小さくなるから、なべの加熱作用は
低下する。 第８図Ｈは誘導加熱コイルL3（またはL1）から
誘導的に加熱される負荷に加えられる電力と、加
熱コイルと負荷との間の距離との関係を示すグラ
フである。図示の例では、加熱コイルはコイルの
直径に等しいが、またはそれよりも大きな直径を
有するステンレス製のなべ負荷のすぐ下に置かれ
る。第５図に示すように接続されるインバータを
用いて、110〜120V、15〜20Aの入力で負荷に伝
達される最大電力は約1400Wである。前記距離が
大きくなるにつれて、伝達される電力は急激にに
低下し、加熱コイルの頂部となべの底との間の間
隔が約5.1cm（約２インチ）になると、約250Wの
待機電力レベルに近づく。第８図Ｈのグラフか
ら、最大電力からかなり低い電力までコイルとな
べの間隔に対して制御がほぼ直線的に行われるこ
とがわかる。したがつて、誘導加熱されるなべそ
の他の金属底調理器具に近づいたり、離れたりす
る加熱コイルL3またはL1の機械的な動きは、な
べ負荷に供給される電力、したがつて加熱作用を
制御するかなり直線的で満足すべき方法を与え
る。負荷電力の機械的な制御に際しての問題は、
誘導加熱コイルとインバータ回路の待機状態の電
力消費がほぼ一定で、コイルが低レベルの電力を
なべに供給する場合の誘導加熱装置全体の効率を
低くすることである。これとは対照的にデユーテ
イサイクル変調が採用される時には、コイルとな
べとの間隔は不変であるから、低電力時と高電力
時との効率は同じである。 電力制御のための前記技術に加えて、前記米国
特許に開示されているようなコンデンサC1また
C3のスイツチング技術を本発明の回路に使用す
ることも可能である。この場合には、コンデンサ
部品のスイツチング中に課される禁止作用は、た
とえば第５図の禁止トランジスタQ6に加えられ
て、コンデンサのスイツチングにおける回路の高
周波動作を阻止する。 第９図、第９図Ａ，Ｂはより高い電力レベルで
動作するように設計される回路で、与えられた定
格のサイリスタ装置や電力用ダイオード整流器を
使用するために、そのようなサイリスタ装置やダ
イオードを用いることができる別の大電力回路の
構成を示す。たとえば、第２，５，７図の回路を
240V，30〜50Aの商用電源で動作させたい場合に
は、第９図、第９図Ａ，Ｂに示す回路を用いるこ
とが望ましい。第９図、第９図で、与えられた定
格のダイオードＤ1AとＤ1Bを全波整流ブリツジ
CR1の各分岐に直列に接続し、これらの直列接続
ダイオードに並列に分圧抵抗を、ダイオードの共
通接続点がこれらの分圧抵抗の中間タツプに接続
することにより各ダイオードの電圧定格の２倍の
電圧で動作させることが可能となる。また、回路
の電流定格を大きくしたい場合には、第９図Ｂに
示すように各ダイオードブリツジの各分岐に並列
接続される前記のような接続のダイオードを２組
用いることにより、ブリツジの電圧定格を２倍に
できるばかりでなく、電流定格も２倍にできる。 このようにして電圧定格と電流定格を希望する
任意のレベルにできることは明らかである。与え
られた任意の定格の電力用サイリスタ装置Q1に
対して動作電圧を高くすることに関して、第９図
Ａに示すように２個のサイリスタを直列に接続し
て、回路の電圧定格を２倍にすることが可能であ
る。第９図Ａに示すように、各電力用サイリスタ
Q1に再び加えられる最初のdv／dt効果を小さく
するための個々の緩衝回路C7，R14が直列接続さ
れる各サイリスタについて設けられる。同様に各
サイリスタQ1はそれぞれパイロツトスイツチン
グSCRQ2を有し、SCRQ2は単のパルストランス
T1から共通に励振される。トランスT1は複数の
２次巻線Ａ，Ｂと、１つの１次巻線Ｃとを有す
る。１次巻線ＣはPUTQ3のカソード回路に接続
されて、タイミングコンデンサC5がほぼ完全に
充電されてPUTQ3が導通状態にされた時に、２
次巻線Ａ，Ｂにゲートオンパルスを同時に発生さ
せる。その他の全ての面に関しては、第９図、第
９図Ａ，Ｂに示す回路は第２，５，７図を参照し
て前記したのと同様な動作をする。したがつて、
大電力定格回路のそれ以上の説明は不必要である
と信ずる。 以上説明から、本発明は強磁性体で作られる金
属底調理器具を誘導加熱するために、家庭用調理
レンジに主として使用され、しかもアルミニウム
や銅のような高導電材料から作つた調理器具を用
いても破損しない。新規かつ改良した低価格およ
び高効率のAC―RF誘導調理器用電源を提供する
ものであることがわかる。この電源は商用電源か
らの入力を直流にまず変換することなしに、商用
電源の電力を誘導加熱コイルを励振するための高
周波励振電流に直接変換し、零から全負荷いわた
る全ての値の負荷に対して力率と波形率がほぼ１
で動作するように構成される。この電源により発
生される出力の直線制御は、滑らかで無段階的な
やり方で全電力の０〜100％にわたる電気的制御
によつて行われ、あるいは誘導加熱コイルを機械
的に動かすことにより行われる。この回路を適当
に変更することにより、回路を高低のいずれの電
力レベルで動作するようにするために要求される
比較的簡単で割合安価な変更のみで両方のレベル
で動作できる。
のようなチヨツパーインバータの構成と動作のた
めに、各導通間隔に続いてサイリスタQ1に再び
加えられる順方向電圧は負荷とはほぼ独立に維持
される。 このチヨツパーインバータ回路は、なるべくな
らインダクタンスL3を持つ平滑インダクタと、
容量C3を持つ平滑コンデンサとを更に含むよう
にする。この平滑インダクタと平滑コンデンサは
直列接続された後、コンデンサC1と並列に接続
され、コンデンサおよびインダクタ転流無効要素
の一部を構成する。インダクタL3とコンデンサ
C3は、これらの部品を含むコンデンサ転流無効
要素の組合わされたリアクタンスが容量性であ
り、インダクタL1と直列共振して、サイリスタ
の導通期間と転流期間とを組合わせた期間t1を設
定するようなインピーダンス値を持つ。このよう
にして構成されると、平滑インダクタL3と平滑
コンデンサC3とはインダクタL3を流れる電流
を、妨害電波をほとんどまたは全く発生しないほ
ぼ正弦波形に整形し、平滑インダクタL3は装置
の誘導加熱コイルを構成する。この回路はこのよ
うに構成されているから、サイリスタに付随する
ゲート回路によりサイリスタQ1が反復してター
ンオンされると、端子１５と１６の間に現われる
高電圧によりコンデンサC1とC3に貯えられる電
荷は、直列に転流されるチヨツパーインバータの
通常な態様で、インダクタL1，L3を交互に通つ
て振動し、それにより誘導加熱コイルL3に高周
波電流を供給する。コイルL3を流れる正弦波状
の高周波電流は、コイルL3の上に置かれる金属
底の調理器具５１内のキヤリヤを磁気的に急速に
動かし、それにより調理器具を加熱する。 第２図についての説明から、サイリスタQ1は
転流無効要素により発生される共振振動の結果、
交流電源電圧のピーク値の間に電源端子１５，１
６に生ずる比較的高いピーク電圧（400V程度）
に適合するのに適当な電力定格の一方向導通シリ
コン制御整流器（SCR）である。インダクタL1
とL3の巻線に鎖交する磁束のために生ずる逆電
流を受け入れるために、SCR Q1と逆並列に接続
されている電力帰還ダイオードが普通用いられ
る。しかし、本発明の回路では、全波整流ブリツ
ジCR1は急速回復ダイオードにより構成される。
これらのダイオードによりブリツジCR1は電源電
圧の全波整流器と、SCRサイリスタQ1を中心と
する逆電流の帰還を行うことの二重の機能を果
す。この急速回復ブリツジはインダクタL2とそ
の他の部品と周期的は共振が起らないように、イ
ンダクタL2を転流要素C1，L3，C3から分離さ
せ、このような分離がない時に起るようなインバ
ータの低い振動モードを特徴とする。この特徴は
急速なスタート、つまり急速に低い電源電圧から
高い電源電圧へ移るとき回路を安定に動作するよ
うに改善する。ダイオード整流ブリツジCR1とし
て使用するのに満足すべき急速回復ダイオード
や、既製のブリツジが数多く市販されている。電
力用パワーチヨツパーインバータの動作を確実に
するために、抵抗R17とコンデンサC7で構成され
る汎用の緩衝回路が、SCR Q1のターンオフに続
いてSCR Q1に再び加えられる順方向電圧のdv／
dt効果を制限するように、SCR Q1に並列に接続
される。 第２図に示す回路に使用されるゲート回路装置
は、プログラマブルユニジヤンクシヨントランジ
スタQ3を含むゲート信号発生器により構成され
る。このユニジヤンクシヨントランジスタQ3の
カソードは負荷抵抗R11を介して電源端子１６に
接続される。抵抗R11は結合コンデンサC6を介し
てパイロツト・スイツチングSCR Q2のゲートに
接続され、このSCR Q2のアノードは抵抗R13を
介して電力用SCR Q1のアノードに接続される。
SCR Q2のカソードは負荷抵抗R12を介して電源
端子１６に接続されるとともにSCR Q1のゲート
にも接続される。 このような構成であるから、プログラマブルユ
ニジヤンクシヨントランジスタQ3（以後PUTと
記す）が導通状態にされると、負荷抵抗R11の両
端にゲートオンパルスが発生される。この負荷抵
抗R11は結合コンデンサC6を介してゲートオンパ
イロツトSCR Q2に結合される。SCR Q2はその
負荷抵抗R12の両端に強力なゲートオンパルスを
発生する。このパルスは主電力用SCR Q1を安全
にターンオンするのに十分な大きさを持つ。 PUT Q3はゼネラル・エレクトリツク・カンパ
ニーその他数社で製造販売されている普通の３端
子PNPN装置である。PUT Q3の３端子は負荷抵
抗R11に接続されるカソードと、バイアス抵抗R7
とR22に接続されるアノードと、第２のバイアス
抵抗R9とR10との接続点に接続されるアノードゲ
ートである抵抗R9とR10とはPNPスイツチングト
ランジスタQ4のコレクタに接続されてNPNスイ
ツチングトランジスタQ5とともにPUTQ3のター
ンオン時間を制御する第１制御スイツチ装置を構
成する。トランジスタQ4とQ5は直列接続された
一対の抵抗R5，R6を介して相互に接続される。
これらの抵抗の共通接続点はトランジスタQ4の
ベースに接続される。高電圧電源端子１５と１６
の間に電圧降下抵抗R15と充電抵抗R8と直列にな
つて接続されるダイオードD1と、抵抗R8に並列
接続されるコンデンサC8とツエナーダイオード
Z1とにより構成される低電圧直流電源からトラン
ジスタQ4とQ5に付勢電位が供給される。これに
よりコンデンサC8の両端に生じる低電圧直流供
給電位の値を安定化される。約20Vの低電圧直流
電源の電圧は、トランジスタQ4のエミツタに加
えられるとともに、トランジスタQ5のコレクタ
に抵抗５，R6を介して加えられる。トランジス
タQ5を後述するようにしてターンオンされる
と、トランジスタQ4のベース電圧はQ4をターン
オンさせるのに十分なほど低下され、バイアス抵
抗R7，R22，R9，R10を介してPUT Q3に付勢電位
を加える。PUT Q3のアノードもタイミングコン
デンサC5に接続される。このコンデンサC5は抵
抗R7とR22を介して指数関数的に充電され、アノ
ードゲートバイアス抵抗R9，R10の両端子間に発
生されるバイアス電圧に対して予め設定した点弧
電圧を得ると、PUT Q3はターンオンしてパイロ
ツトスイツチングSCR Q2にゲートオンパルスを
供給する。しかし、後述するようにタイミングコ
ンデンサC5の電荷は十分な大きさまで蓄積する
のを許されていると仮定する。 第２図の電源のためのゲート回路装置は制限抵
抗R3の形の装置を更にそなえている。この抵抗
R3は転流無効要素の一つ、すなわち第２図では
インダクタL3に接続されてインダクタL3の端子
間の電圧V3から第１高周波交流ゲート制御信号
電圧を取出し、導体２５と共通AC結合コンデン
サC4を介してスイツチングトランジスタQ5のベ
ースに前記ゲート制御信号電圧を供給する。高電
圧電源端子１５に現われる高電圧Ｖsの周波数と
同じ周波数の第２交流ゲート信号電圧を取出すた
めに、抵抗R1の形の装置が端子１５の接続され
る。この第２交流ゲート信号電圧は全波整流され
た低周波脈動電位成分を含む。電源端子１５と１
６の間に現われる電圧Ｖsの交流成分だけが用い
られるから、この第２交流ゲート信号電圧は抵抗
R1の代りに、また抵抗R1とともに用いられる結
合コンデンサを介して得ることができる。更に、
抵抗R1と導線２５を介して供給される第２交流
ゲート制御信号電圧は、後に十分に理解されるよ
うに半サイクルまたは以後のある非動作間隔の初
めに、チヨツパーインバータ回路の最初のターン
オンに優先的に効果的である。 第１および第２交流ゲート制御信号電圧成分は
抵抗R21とR2で加え合わされて、コンデンサC4で
構成される共通交流結合装置を介してスイツチン
グトランジスタQ5のベースに加えられる。抵抗
R21，R2とコンデンサC4は微分回路を構成するか
ら、トランジスタQ5のベースに現われる電圧V5
は実際には電圧V4の微分された値、すなわち
dv4／dtである。この電圧V5が負へ動く間にある
安全な値に制限するために、トランジスタQ5の
ベースと電源端子１６との間に、カソードがトラ
ンジスタQ5のベースに接続されるようにして、
クランプダイオードD2を接続する。 結合コンデンサC4を介して供給される第１お
よび第２交流ゲート制御信号分に加えて、トラン
ジスタQ5のベースにはそのベースと低電圧直流
電源端子１６との間に直列接続される抵抗R4，
R18，Ｒ17Aで構成される直流バイアス回路網を介
して直流バイアス電圧も加えられる。抵抗R18と
R4の共通接続点はスイツチングトランジスタQ8
で構成される第２制御スイツチ装置のコレクタに
接続され、このトランジスタのエミツタは電源端
子１６に接続される。ランジスタQ8がターンオ
ンさせられると、トランジスタQ8は抵抗R4を介
してスイツチングトランジスタQ5のベースを電
源端子１６に接続する。したがつて、トランジス
タQ5のベースに加えられる直流バイアス電圧の
値は、トランジスタQ8のオンまたはオフ状態に
より制御される。トランジスタQ8がオン状態に
なつていると、トランジスタQ5のベースは電源
端子１６の直流電圧にほぼ維持されるから、抵抗
R3，R1導線２５および共通結合コンデンサC4を
介して加えられる交流ゲート信号電圧は制御効果
を持つ。トランジスタQ8がオフ状態の時には、
抵抗Ｒ17A，R18，R4を介してトランジスタQ5のベ
ースに加えられる正の直流バイアス電圧はトラン
ジスタQ5を導通状態にし、抵抗R1またはR3，導
線２５および共通結合コンデンサC4を介して加
えられる交流ゲート信号電圧はトランジスタQ5
の動作に何の影響も及ぼさない。 導線２５からコンデンサC4を介してトランジ
スタQ5のベースに加えられる電圧の高周波成分
により作動されるトランジスタQ5のベースに加
えられる直流バイアスの値に対するトランジスタ
Q8のスイツチング作用をさけるために、トラン
ジスタQ8のコレクタと低電圧直流電源端子１９
との間に、抵抗Ｒ17AおよびR18の直列体にコンデ
ンサC11が並列接続される。このコンデンサの目
的はこの回路の全体の動作の説明に続いて詳しく
説明する。 第２制御トランジスタQ8のスイツチングオン
およびオフ動作は、第２スイツチングトランジス
タQ9のオンまたはオフ状態により制御される。
トランジスタQ9のベースはバイアス抵抗Ｒ17Aと
R18の共通接続点に接続され、エミツタは電源端
子１９に接続され、コレクタはゼナーダイオード
Z2，抵抗R20、コンバータ電力制御装置PCおよび
抵抗R19を介して端子１６の接続される。電力制
御装置PCは第２図にはブロツクで示してある
が、この制御装置はこの電源装置のオペレータが
トランジスタQ9の状態とは独立に外部からトラ
ンジスタQ8のオンまたはオフ状態を直接に制御
するために用いる。トランジスタQ8とQ9の相互
接続についての説明から、電源制御装置PCがこ
れら２個のトランジスタのターンオンを可能にす
る状態にあると仮定すると、トランジスタQ9が
ターンオンされているトランジスタQ8もターン
オンされて２つのトランジスタはその状態に保持
されると、これら２個のトランジスタは第２ラツ
チングトランジスタ制御スイツチを構成すること
がわかる。この第２ラツチングトランジスタ制御
スイツチQ8，Q9の状態を制御するための電源制
御装置PCの適当な形態については、第５図を参
照して後に詳しく説明する。しかし、以下の説明
のために、装置PCは可能状態にあり、したがつ
て抵抗R20とR19の間は短絡されているかのように
取扱えると仮定する。 第２図に示す電源の動作中に実際に２種類の現
象がある。これらの現象により、第１制御スイツ
チ装置はスイツチングトランジスタQ5によりオ
ンまたはオフ状態にされ、それによりPUT Q3の
ターンオンまたはターンオフを制御し、トランジ
スタQ5が前記したようにしてターンオフされた
時にパイロツトSCR Q2と主電力SCR Q1がゲー
トオンされる。以下に説明する制御現象は、直流
電源を最初に動作状態に置いた時に、またはチヨ
ツパーインバータの高周波動作の１サイクルをこ
えて任意の延期された非動作期間の後の直流電源
が非動作状態になつた時に、あるいはこの２つの
状態が生じた時に生ずる。電源スイツチS1を閉じ
て電源回路を最初に動作させると、高電圧電源端
子１５，１６の間に交流電源電圧で全波整流され
た第３図ａの左側半分に示すような波形の電圧Ｖ
sが発生される。コンデンサC1，C2と低電圧直流
電源中のフイルタコンデンサC8に電荷が蓄積さ
れるから、ブリツジCR1からの全波整流された出
力Ｖsの各半サイクルの中間で正確には零となら
ず、10〜20Vのある一定に値に近づく。電源スイ
ツチS1を閉じる点は電源端子１５，１６の間に現
われる電源電圧の半サイクル中の任意の点にする
ことができ、ここでは簡単のためにスイツチS1を
閉じられる点をＶaとして示してある。この点
で、低電圧直流電源中のフイルタコンデンサC8
では、曲線Ｖpで示されるようにツエナーダイオ
ーダZ1の20V脈動値へ向つて電荷の蓄積が開始さ
れる。 20V直流電源端子１９に任意の正電圧が現われ
ると、その電圧はトランジスタQ5をターンオン
し、それによりトランジスタQ4がターンオンさ
れて、電源端子１９に現われた電圧をバイアス抵
抗回路網R7，R22，R9，R10を介してPUT Q3のア
ノードとアノードゲートにそれぞれ加えられる。
そのためにコンデンサC5はRC時定数に従つて、
その時に得られる電圧まで充電され、トランジス
タQ3をターンオンさせる。しかし、このような
条件の下でトランジスタQ3がターンオンされた
時にコンデンサC5の端子間電圧が低いから、
PUT Q3のカソード回路の抵抗R11に現われる出
力信号パルスは、パイロツトスイツチングSCR
Q2をターンオンさせるほど十分に強くない。し
たがつて、PUT Q3はオン状態に保持されてコン
デンサC5がそれ以上充電されることを阻止す
る。第３図ａのＶpで示されるフイルタコンデン
サC8の端子間電圧の上昇は、全波整流された電
圧Ｖsの数サイクルにわたつてツエナーダイオー
ドZ1の20V調整値へ向つて続けられる。ツエナー
ダイオードZ1の調整値に達すると、回路はチヨツ
パーインバータが動作できるように作動される。
これはこの点でパイロツトSCR Q2を安全確実に
点弧するのに適切なエネルギがあるからである。
しかし、ツエナーダイオードZ1の調整レベルに達
するのに要する半サイクルの数に相当する時間だ
けパイロツトSCR Q2にしたがつてチヨツパーイ
ンバータの主サイリスタQ1に与える適切なエネ
ルギの第１ゲートオンパルスの発生に固有の遅延
が課される。これにより転流要素C1とC3が電圧
Ｖsまで充電されるための時間が確保される。こ
の遅延がなかつたとし、かつ電力用サイリスタ
Q1が転流コンデンサC1〜C3に貯えられている不
適切な量の転流エネルギによりターンオンされる
とすると、電力用サイリスタQ1が初めてターン
オンされた後で回路が転流に失敗する可能性が大
いにあり、そのために回路が誤動作することにな
る。ツエナーダイオードZ1を用いることにより
（このダイオードはその電圧対電流線特性曲線に
比較的鋭い屈曲点を有するように選択される）、
前記遅延が得られ、適切なエネルギの第１ゲート
オンパルスを電力用サイリスタQ1に加える前に
転流が確実に行なわれるのを保証しておく。 低電圧直流電源端子１９の電圧が第２ツエナー
ダイオードZ2の動作電圧の16Vまぜ上昇する間
に、第１スイツチングトランジスタQ5はオフ状
態にされ、全波整流電圧Ｖsの各零点ごとにオン
状態にされる。これは第３図ｂに示されている。
この図で、Ｖsの半サイクルの90〜180度部分の間
にＶsのこう配が負であることがわかる。したが
つて、抵抗R1と導線２５を介して帰還される電
圧V4は低下し、その微分dv4／dtは負である。前
記したように、コンデンサC4と抵抗R21，R2は微
分回路として動作するから、スイツチングトラン
ジスタQ5のベースに加えられる電圧V5は、抵抗
Ｒ17A，R18，R4を介して加えられる正直流バイア
ス電圧と値dv4／dtを組合せた値により決定され
る。Ｖsの零点に達する直前に、dv4／dtの値は負
の最大に達する。その理由はV4の変化率が最大
であり、電圧V5を電源端子１６の電圧値の方へ
向つて負となるからである。このために、第２制
御スイツチングトランジスタQ9を負の方へ駆動
し、それを一時的にターンオンする。コンデンサ
C8の端子間電圧の上昇のために電源端子１９の
電圧の値が第２ゼナーダイオードZ2の調整値より
も低いとすると、第２制御スイツチングトランジ
スタQ9はオン状態に保持させられることはな
く、トランジスタQ5，Q4，Q3は導通状態に保持
される。しかし、低電圧直流電源の値がゼナーダ
イオードZ2の調整値１６Ｖまたはそれよりも高く
なつた時に、電源電圧Ｖsの次の零点が生ずる
と、トランジスタQ9は前記過程により再びター
ンオンされ、ツエナーダイオードZ2は降伏する。
前記したように、電源制御器PCは短絡されてい
ると仮定しているから、トランジスタQ8のベー
スには正のターンオンパルスが加えられる。トラ
ンジスタQ8のコレクタから抵抗R20を介する帰還
によりトランジスタQ9とQ8はオン状態に保持さ
れる。 前記過程の間にトランジスタQ5は常に導通状
態になつていることを思い出すであろう。トラン
ジスタQ8がターンオンされると、抵抗R4とR18の
共通接続点は端子１６に接続され、それによりト
ランジスタQ5のベースに加えられていた正極性
直流バイアス電圧がなくなつて、トランジスタ
Q5はターンオフされる。この動作はdv4／dtが負
である場合の、電圧Ｖsのピークと次の最小との
間の時間的にほぼ任意の点で起る。トランジスタ
Q5がターンオフされると、トランジスタQ4もタ
ーンオフされてPUT Q3は非導通状態に戻ること
ができるようになる。 以上説明した動作に続いて、全波整流された電
圧Ｖsは第３図ｂに拡大してよく示される通りそ
の零点を通過してそのこう配は正となる。その結
果、抵抗R1と導線２５によつて帰還される電圧
V4は正になり、この電圧の微分dv4／dtは正とな
る。これが起ると、トランジスタQ8がオン状態
に保持されており、かつトランジスタQ5のベー
スに加えられているバイアスはほぼ零であるから
正極性の交流帰還信号＋dv4／dtはトランジスタ
Q5を再びターンオンする。したがつて、トラン
ジスタQ4がターンオンされてPUT Q3のバイアス
抵抗回路網とタイミングコンデンサC5に励振電
圧を与える。ここで、低電圧直流電源母線１９か
ら加えられる電圧の値は、ほぼそのピーク値であ
る20Vに達している。したがつて、コンデンサC5
のRC充電時間t2の間に適切は量の電荷がコンデ
ンサC5に充電され、時間t2の終りにトランジスタ
Q3のアノードゲート間に適切な電圧が加えられ
てトランジスタQ3はターンオンされると、コン
デンサC5の電荷は負荷抵抗R11に放電される。そ
のために、強い点弧パルスがパイロツトスイツチ
ングSCR Q2をターンオンし、それにより電力用
サイリスタQ1がターンオンされ、コンバータは
電源周波数の残りの半サイクルの間第３図ａのＶ
s′で示される通り端子１５，１６間に高周波電力
を発生する。このとき第２制御スイツチはオン状
態に保持されており、トランジスタQ8はオン
で、トランジスタQ5のベースには正直流バイア
スは加えられていないから、インバータはすべて
の後の半サイクルの間動作する。 サイリスタQ1がターンオンされると、転流コ
ンデンサC1とC3に貯えられている電荷はインダ
クタL1とL3の中を共振状に流れ、コンデンサC1
とC3に貯えられる電荷の最初の逆転をひき起さ
せ、それ以後は急速回復ダイオードブリツジCR1
の逆導通によりこれらのコンデンサ上の電荷は第
２図に示すような極性をもつ最初の状態に戻る。
第４図ｂはSCRとダイオードブリツジCR1をそれ
ぞれ流れる電流の波形を示す。同図ｂにおいて
SCR電流ＩSCRはt1正弦波の正の半サイクルで示
され、急速回復ダイオードブリツジCR1を流れる
逆ダイオード電流は、期間t1の間に起る正弦波の
負の部分として示してある。誘導加熱コイルL3
の負荷による各発振中の消費電力は、たとえば交
流電源から取出され、第４図ｃに示す電流I2の直
流成分の値を増大させる。その結果、インダクタ
L1を流れる電流はＩL1であり、SCRとダイオード
電流は交流電源からフイルタインダクタL2，
L2′を介して取出すI2電流に重ねられる。 上記のようにして行われる電力用SCRの最初
のターンオンの後で、電源端子１５と１６の間に
生ずる電圧は、第４図ｄに示すように導通および
転流期間t1の間にほとんど零まで低下する。その
後で、スイツチングトランジスタQ5のスイツチ
ング作用（導通状態）に対する制御が、誘導加熱
コイルL3に現われて抵抗R3，導線２５および共
通結合コンデンサC4を通つてスイツチングトラ
ンジスタQ5のベースに帰還される電圧の成分に
より引きつがれる。第４図ｄは誘導加熱コイル
L3に現われる電圧V3の相対位相を示し、第４図
ｅはコンデンサC4と抵抗R21，R2で構成される微
分回路に帰還される電圧V4の結果値を示す。第
４図ｄ，ｅから電力用サイリスタQ1がターンオ
ンすると電圧V4はdv4／dtの値のように直ちに負
へ向つて急激に下り、サイリスタQ1のターンオ
ンとほぼ同時にPUT Q3およびトランジスタQ5，
Q4がターンオフさせられる。その後で、チヨツ
パーインバータは１転流期間t1の間発振し、その
時に２つのサイリスタと帰還ダイオード整流ブリ
ツジは阻止状態となり、１つの共振が完了された
時点で電源端子１５と１６の間の電圧が鋭く上昇
するために、電圧V4は急上昇し、整流ブリツジ
CR1を介する負帰還はなくなる。正方向への電圧
のこの急上昇は抵抗R1と導線２５を介して帰還
され、そのために値＋dv4／dtは正方向に鋭く増
大し、第１スイツチングトランジスタQ5，Q4を
ターンオンさせてタイミングコンデンサC5の充
電を開始させる。この様子を第４図ｆに示す。こ
の図で、転流期間t1の終りにQ5がターンオンし、
タイミングコンデンサC5と充電抵抗R7，R22の
RC時定数によりセツトされる率でt2′タイミング
期間がスタートする。しかし、この時点では期間
t2はその全期間t2′をたどることは許されない。こ
の期間t2′は無負荷動作状態に対してセツトされ
たものであるが、ある中間時点t2において前記し
たのとは異つた態様でPUTQ3のターンオンによ
り停止させられる。 第４図ｅに示すV4電圧特性曲線からサイリス
タQ1がターンオンすると電圧V4は負の方向に鋭
く低下し、それから電圧V3（誘導加熱コイルL3
に生ずる電圧）が負の方へ振れるにつれて正弦波
形をたどり、それから正弦波形半分の波形が通常
たどるぐようにして正方向に零まで戻ろうとす
る。電圧V3が零の方へ振れると転流期間t1は終
り、端子１５と１６の間の電圧は第４図ｄに示す
ように正方向へ鋭く上昇する。そのためにV4帰
還電圧は急上昇する。この帰還電圧は電圧V3の
正の半サイクルのために最初の値以上に上昇す
る。電圧V3がその正のピーク値を通過して負方
向への降下を開始すると、V3が零に達するとき
には傾斜がなくなり、その微分値dv4／dtは零に
なる。ゲート制御帰還信号dv4／dtが零になる
と、微分コンデンサC5によりトランジスタQ5の
ベースに加えられるベース電流I5は同様に零にな
り、トランジスタQ5はターンオフする。この時
点でのトランジスタQ5のターンオフにより、ト
ランジスタQ4もターンオフされ、バイアス抵抗
R7，R22，R9，R10からバイアス電圧を除去す
る。そのためにコンデンサC5にだけ正電圧が残
り、この正電圧はPUTQ3のアノードだけに加え
られ、アノードゲートにはそれにつり合うバイア
ス電圧は加えられない。その結果、PUT Q3はタ
ーンオンしてタイミングコンデンサC5に貯えら
れていた電荷をその負荷抵抗R11を通じて放電さ
せる。そのためにパイロツトスイツチング
SCRQ2がターンオンされ、電力用サイリスタQ1
も再びターンオンされてチヨツパーインバータの
新たな発振サイクルを開始させる。それから以上
説明した過程がチヨツパーインバータのひき続く
高周波動作サイクルにわたつて繰返えされる。 以上の説明から、タイミングコンデンサC5の
RC時定数の設定は、それ自体によりチヨツパー
インバータの動作期間を決定するものではないこ
とがわかるであろう。事実、動作期間を決定する
ものは、微分コンデンサC4を介してスイツチン
グトランジスタQ5のベースに帰還される電圧V4
が一定となり、そのdv4／dt値が零となつてトラ
ンジスタQ5のベース電流が零になれる動作サイ
クル中の時点である。もちろんこの時点は誘導加
熱コイルL3に現われる電圧V3の位相によつて決
定される。 誘導加熱コイルL3に金属底の調理器具５１を
負荷すると同調状態が変化し、したがつてチヨツ
パーインバータ回路の動作期間が変化する。しか
し、前記した電圧V4の帰還現象のために、この
チヨツパーインバータ回路は「周波数プツシン
グ」特性を示し、動作周波数を自動的に高くした
負荷効果にもとづくLC転流部品の共振周波数変
化に追従するように、電力用サイリスタQ1に加
えられる点弧パルスの繰返し率を高くする。この
「周波数プツシング」特性は極めて有益なもの
で、本願発明の改良した回路構成の新規な特性に
全面的に負うものである。 第１スイツチングトランジスタQ5と電源端子
１６の間にクランプダイオードD2が接続され
る。このダイオードはそのカソードがトランジス
タQ5のベースに接続され、アノードが端子１６
に接続される。このダイオードはゲート制御帰還
電圧の−dv4／dt値を、負の方向にダイオードの
電圧降下分だけ制限する。正方向ではトランジス
タQ5のベース・エミツタ接合はゲート制御帰還
電圧を制限するように動作する。このようにし
て、トランジスタQ5への入力はコンデンサC4を
流れる電流の両方向でクリツプされる。更に、抵
抗R1（およびこれに直列に接続される結合コン
デンサと）コンデンサC4および抵抗R3，R21，R2
の値は適切に定められ、トランジスタQ5のベー
スにおける帰還電圧の値を安全な値にし、抵抗中
の電力消費を少くし、かつこれらの部品の値が回
路の動作、とくにスタート時に高周波電圧が端子
１５と１６の間に発生される前の回路の動作を安
定にするように定められる。 主婦その他この誘導加熱装置の取扱者が回路の
動作を停止させたいと希望した時点で、トランジ
スタQ8を導通状態に保持する状態にあると先に
仮定した電源制御装置PCを操作することによ
り、トランジスタQ8はターンオフさせられる。
トランジスタQ8がターンオフされると、抵抗Ｒ17
Ａ，R18，R4を介して加えられる正直流バイアス
電圧は再びトランジスタQ5をターンオンするの
に有効となり、前記のようにして高周波振動がそ
れ以上発生されることを阻止する。しかし、トラ
ンジスタQ8がターンオフした時には回路の動作
停止は起らず、トランジスタQ5のベースには抵
抗R4を通じて正バイアスが再び加えられる。発
振状態ではコイルL3から帰還される電圧は存在
するが、発振前には存在しない。また、電圧V3
とV4も発振前よりも発振後の方がはるかに大き
い。その結果、抵抗R4を通じて加えられる正バ
イアス電流は、発振状態で電圧ＶsとV3が存在す
る時に、トランジスタQ5をオン状態に維持する
のには＋分ではない。電源電圧がほぼ零近くまで
降下する時だけ発振は停止する。その後で、抵抗
R4を流れる正バイアス電流は次の半サイクルで
のスタートを禁止する。このように、電源電圧が
零の時に、この動作により第２制御スイツチトラ
ンジスタQ8，Q9が電源電圧の与えられた半サイ
クルのどの時点でターンオフされるかとは独立
に、インバータは動作を停止される。コンデンサ
C11は、電力が誘導加熱装置に加えられた時に、
第２制御スイツチトランジスタQ8の早期ターン
オンを阻止することを主な目的として用いられ
る。コンデンサC11は抵抗R4を通じてトランジス
タQ5のベースに再び加えられる速さも遅くし
て、電圧ＶsとV3の高周波分によりトランジスタ
Q5の制御機能が一時的にも失われることを防
ぐ。このことは有用であることが見出されている
が、必須というほどのものではない。 したがつて、発振状態の下で比較的高いレベル
の電圧Ｖs，V3の、抵抗R4を流れるシヤフトオフ
電流の作用に対して優先する作用により、零点タ
ーンオン（第３図ｂに関連して説明した）と零点
ターンオフにより、交流―高周波チヨツパーイン
バータのソフトスタートおよびソフト停止を行う
ことができる。そのためにこれと同一の全体的な
性質を有するチヨツパーインバータ電源回路に通
常用いられる大型で融通のきかない直流フイルタ
部品がないために生ずるような、電磁気的な妨害
作用が最小限に押えられる。更に、この零点ソフ
トスタートおよびソフト停止によつて非常に不愉
快なノイズやカリカリという音が、この電源によ
り加熱されている負荷の調理器具中に発生するこ
とを防ぐ。任意の位相で行われる電源投入やしや
断のために生ずる、大きな過度電流や過渡電圧に
よりひき起される妨害電波も本発明の電源では防
げられる。最後に、コイルやコンデンサはもちろ
ん、高価でこわれやすい半導体は電源の投入、し
や断時に生ずる過渡現象にもとづく大きな電圧や
電流から保護される。 第５図は本発明の新規かつ改良した誘導加熱装
置用電源に用いる、電子式電源制御装置PCの一
実施例の回路図を示す。図に示すように、この制
御装置は禁止トランジスタQ6をそなえ、そのエ
ミツタは電源端子１６に接続され、コレクタは抵
抗R20とR30との共通接続点に接続される。抵抗
R30の他方の端子は第２制御スイツチングトラン
ジスタQ8のベースに接続される。このような構
成であるから、トランジスタQ6が導通状態にさ
れると、このトランジスタは第２制御スイツチン
グトランジスタQ8のベースを、電源端子１６の
電圧にクランプしてトランジスタQ8がターンオ
ンされるのを防ぐ、またはトランジスタQ8がタ
ーンオンされておればターンオフさせる。禁止ト
ランジスタQ6の導通状態を適切に制御すること
により、第２制御スイツチングトランジスタQ8
は導通状態または非導通状態のいずれかの状態に
され、それにより前記したようにして第１スイツ
チングトランジスタの動作を制御する。 禁止トランジスタQ6のオン―オフ状態を制御
するために、デユーテイサイクル制御装置が設け
られる。このデユーテイサイクル制御装置はユニ
ジヤンクシヨントランジスタQ7で構成される弛
張発振器を含む。このトランジスタの一方のベー
スは高電圧電源端子１６の直結され、他方のベー
スは降下抵抗R27を介して20V低電圧電源端子１
９に接続される。この弛張発振器の同期を確実に
するために、高電圧電源端子１５とユニジヤンク
シヨントランジスタQ7の他方のベースとの間に
制限抵抗R28を接続できる。この弛張発振器は可
変抵抗R26とコンデンサC9を含むRC回路網を更に
含む。これらの可変抵抗とコンデンサは端子１９
と１６の間に直列に接続され、可変抵抗R26とコ
ンデンサC9の共通接続点は単接合トランジスタ
Q7のエミツタに接続される。 このユニジヤンクシヨントランジスタ弛張発振
器の出力は、電界効果トランジスタフオロワー増
幅器Q11のベースに接続され、このトランジスタ
のソースは抵抗R23を介して電源端子１６に接続
されるとともに、制限抵抗R24を介してトランジ
スタQ10のエミツタに接続され、トランジスタ
Q10のコレクタは負荷抵抗R34を介して電源端子１
６に接続される。負荷抵抗R34は制限抵抗R35を介
して禁止トランジスタQ6のベースに接続され
る。トランジスタQ10のベースは可変抵抗R32の可
動接点に接続され、この可変抵抗は抵抗R31とR33
の中間に直列接続され、これらの直列抵抗は低電
圧直流電源端子１９と高電圧直流電源１６との間
に接続される。（抵抗R31とR33は可変抵抗にもで
きる）。無線周波バイパスコンデンサC10がトラン
ジスタQ10のベースと端子１６との間に接続され
る。 このデユーテイサイクル制御回路により、ユニ
ジヤンクシヨントランジスタQ7は普通の弛張発
振器として動作し、第４図ｆに示す波形に類似す
るのこぎり状波形を持つランプタイミング信号を
発生する。しかしこのタイミング信号電圧は電源
電圧の半サイクルの120個に対応するかなり長い
期間まで延長される。このタイミング信号は抵抗
R23による帰還のために全波整流電圧Ｖsと同期さ
れ、、電界効果追従増幅器（以後FET追従増幅器
と記す）Q11のベースに供給される。FET追従増
幅器Q11はトランジスタQ10にエミツタ電流を供
給するとともに、ユニジヤンクシヨントランジス
タ発振器Q7と増幅器Q11とを高インピーダンス分
離する。可変抵抗R32を適当に調整することによ
り、ユニジヤンクジョントランジスタ弛張発振器
により発生されるタイミング信号電圧中のトラン
ジスタQ10が導通状態にされる点は、オペレータ
によりその信号電圧の全期間にわたつて導通度を
０〜100％制御できる。オペレータにより設定さ
れた設定点でトランジスタQ10が導通状態にされ
ると、禁止トランジスタQ6のベースは正に駆動
され、そのために前記したようにして第２制御ス
イツチングトランジスタQ8のベース電圧はクラ
ンプされる。したがつて、抵抗R32が調整され
て、各タイミング信号のランプ（ramp又は立上
り）が間始された直後の点でトランジスタQ10を
ターンオンさせたとすると、トランジスタQ6は
ターンオンされて第２制御スイツチングトランジ
スタQ8のターンオンを禁止し、したがつて電源
周波数の少しの半サイクルだけの後でランプ期間
の残りについて、このチヨツパーインバータ高周
波電源の高周波動作を禁止する。しかし、ランプ
の開始よりはるかに遅れた点でトランジスタQ10
をターンオンさせるように可変抵抗R32がセツト
されるものとすると、このチヨツパーインバータ
電源は動作可能状態とされ、ランプ期間中に生ず
ることができる半サイクルのうちの多数部分にわ
たつて動作でき、それによりそれに比例した大き
な動作期間にわたつて負荷に電力を与える。この
ようにトランジスタQ10のターンオン点を制御す
ることにより、チヨツパーインバータのデユーテ
イサイクルをそれぞれ電源周波数の１つの半サイ
クルの持時間を持つ多くの小さな個別段階で、チ
ヨツパーインバータの定格電力の０〜100％にわ
たつて制御できる。多くの段と約0.5〜１秒のラ
ンプ期間を用いることにより、負荷電力の制御は
誘導加熱コイルL3の負荷には現実には極めて細
かくなる。 第５図に示す回路の付加的な重要な安全特徴は
サーミスタTHにより与えられる。このサーミス
タは直列接続抵抗R30とR19に並列に、可変抵抗
R31と直列になつて接続される。サーミスタTH
は、誘導加熱コイルL3と電源端子１６との間に
直列接続される小型の検出抵抗R36に取付け、熱
的に結合される。このような構成により、誘導加
熱コイルL3を流れる負荷抵抗が過大になると、
検出抵抗R36が加熱されるためにサーミスタTHの
抵抗値は、第１スイツチングトランジスタQ8の
ベース電圧が電源端子１６の電圧へ向つて、トラ
ンジスタQ8をターンオフするのに十分な電圧ま
で減少する。そのために第２スイツチングトラン
ジスタQ8はオフ状態に維持され、トランジスタ
Q5がオン状態に保持されて、検出抵抗36が冷える
までそれ以上の高周波発振を阻止し、サーミスタ
THがその正常な高抵抗状態に戻ることができる
ようにする。 抵抗R36に取付けることにより、またはその抵
抗に単に接近させることにより電流を間接的に検
出するサーミスタTHは、誘導加熱コイルの動作
温度状態を検出し、コイル電流つまりコイル温度
が電力用サイリスタQ1等の電力定格に対して過
大な場合には、温度検出抵抗R36または負荷抵
抗、あるいはその両者が周囲温度に冷却されるま
で、常にインバータチヨツパ電源回路の動作を停
止させることがわかるであろう。 アルミニウム、銅のような高導電性金属で作つ
たなべをここで説明しているような誘導調理器具
に使用する場合には、電力用サイリスタQ1を流
れる電流がそのように高い導電性負荷を用いるこ
とにより減少されるとしても、誘導加熱コイルに
過大な負荷電流が流れる。主婦その他この誘導加
熱装置の使用者すなわちオペレータが、好ましく
ない種類の高導電性なべを用いる場合には、検出
抵抗に取付けられるサーミスタTHは、そのよう
な高導電性なべの使用による自己加熱により負荷
コイルが永久的な損傷を受けることを防止する。
オペレータはサーミスタTHによる回路のターン
オンおよびターンオフにより、使用しているなべ
がこの誘導加熱装置に使用するには適当ではない
ことを知らされる。このような場合にはステンレ
スやその他の抵抗率の大きな強磁性体製のなべを
使用する。希望によつては、前記米国特許第
3710062号に示されているような保持形温度感知
安全回路をサーミスタTHに用いてトランジスタ
Q3をターンオフさせ、20V電源装置がターンオフ
されるか、安全回路が手動でリセツトされるまで
この電源は不動作状態に保持される。また、この
ような構成により、温度感知安全回路の保持状態
を断つために電源スイツチS1をオペレータが切る
ことが必要であるように作ることができ、それに
より導電性の高いなべを使用すべきではないとい
うことを教えることができる。どのような場合、
たとえば主電源を切つてから再び投入するような
場合でも、高周波発振が再び生ずることができる
ようになる前に、サーミスタは冷却できるように
せねばならない。 過電流制御および過熱制御に加えて、たとえば
電源電圧の過大により電圧Ｖsが高くなりすぎた
時に、第２零点制御スイツチがインバーターチヨ
ツパの動作を停止させることが可能であり、第１
サーミスタに並列接続されて電源端子１５と１６
の間に接続される抵抗により加熱される第２サー
ミスタは、過電流すなわち過熱状態を検出する第
１サーミスタと関連してインバータの動作を停止
させることができる。インバータの保護とプログ
ラミングのために、要求に応じて全ての種類のオ
ン―オフ制御を行うため任意の数の方法を利用で
きる。 第６図は本発明の誘導加熱調理器の一実施例の
回路図で、電源のデユーテイサイクル制御部とゲ
ート回路部とは電気的に分離されている。第６図
では、便宜上、回路の電源部品は本発明の理解に
は不要であるから、それらの部品は示していな
い。第６図で、記号PD1で示してあるホトダイオ
ード、ホトセル、感光性抵抗その他の感光素子は
禁止トランジスタＱBのベース・エミツタ間に接
続される。このベースは制限抵抗R39を介して低
電圧直流電源端子１９に接続される。ホトダイオ
ードPD1は破線で示される光路を介して光源LS1
に光結合される。この光路は光学繊維結合素子で
構成できる。光源LS1は第５図を参照して説明し
たのと類似するやり方で、デユーテイサイクル制
御出力増幅トランジスタQ10の出力で制御でき
る。希望する電力設定に従つてデユーテイサイク
ル制御により光源LS1を点減させることにより、
感光素子PD1と組合わされて禁止トランジスタＱ
Bをデユーテイサイクル制御電力設定に従いター
ンオフおよびターンオンすることにより、感光素
子PD1への光結合はトランジスタＱBをデユーテ
イサイクル制御電力設定に従つてターンオンおよ
びターンオフし、前記のように回路が動作して誘
導加熱コイルに高周波励振電流を供給する。光結
合路のためにデユーテイサイクル制御器のゲート
回路部と取扱者制御部は電気的に分離される。光
結合の代りに磁気で操作されるリードスイツチを
用いて、デユーテイサイクル制御器から励振され
る磁気結合路によりこのリードスイツチを作動さ
せて、同様な電気的分離を行うことができる。 第７図は本発明の更に別の実施例の詳細な回路
図で、ゲート制御目的のために帰還される第１高
周波交流ゲート信号電圧は、チヨツパーインバー
タ電源回路の転流無効要素C1の端子間から取出
される。この目的のために帰還抵抗R3が転流コ
イルL1と転流コンデンサC1との間に接続され
る。第７図の回路では平滑部品L3とC3が含まれ
ず、したがつて転流コイルL1は誘導加熱コイル
として動作するように構成されることに注意すべ
きである。 転流コンデンサC1の端子間から取出される第
１高周波交流ゲート制御信号電圧は、抵抗R3と
共通結合コンデンサC4を介して、第１制御スイ
ツチングトランジスタQ5のベースに加えられ
る。同様に、電源端子１５と１６の間に現われる
高電圧の周波数と同じ周波数の第２交流ゲート制
御信号電圧は、全波整流器CR1の出力側に現われ
る低周波脈動励振電圧成分を含み、抵抗R1と結
合コンデンサC4を介してトランジスタQ5のベー
スに加えられる。可変抵抗R0の調整により第１
および第２交流ゲート制御信号成分の割合を調当
に調節でき、全体の帰還信号の大きさを制御し
て、全ての値の負荷に対して零電源電圧近くでの
始動状態を調整できる。 第１制御スイツチングトランジスタQ5のベー
スに加えられる直流バイアス電圧は、電源トラン
スT1により構成される別の非平滑低電圧電源か
ら取出される。トランスT1の１次巻線は、第１
電源スイツチS1よりも主電源側で主電源ライン１
１，１２に接続される。電源トランスT1と主電
源を開閉するために、なるべくなら第２電源スイ
ツチS2を設ける。このスイツチはスイツチS1が閉
じられるよりも先に閉じられるように、スイツチ
S1と連動させる。トランスT1の２次巻線は第２
低電圧全波整流ブリツジCR2に接続される。この
ブリツジの出力は負荷抵抗R31に接続される。こ
の負荷抵抗は制限抵抗R32を介して電圧安定用ツ
エナーダイオードZ3に接続される。このツエナー
ダイオードの端子間に現われる出力電圧は、第２
電圧降下抵抗R33を通じて直列接続ダイオード列
D4，D5，D6に加えられる。これらのダイオード
はトランジスタQ5のベースと端子１６の間に抵
抗R4と直列になつて接続され、抵抗R33は抵抗R4
と直列接続ダイオード列との接続点に接続され
る。 トランスT1を含む別の低電圧直流電源には平
滑コンデンサがないから、その出力電圧は60Hzの
商用電源に入力ライン１１と１２が接続されると
すれば、120Hzの割合で主電源の電圧とほぼ同相
で上昇および降下する。スイツチS2がスイツチS1
よりも先に閉じられるから、転流コンデンサC1
に電圧が加えられるよりも前に直流バイアスが存
在することになる。回路に初めて電力が加えられ
ると、第１制御スイツチングトランジスタQ5は
第２図を参照して先に説明したのと同様にしてタ
ーンオンされる。そのためにトランジスタQ4が
ターンオンでき、ツエナーダイオードZ1の完全な
20V安定電圧が平滑コンデンサC8の端子間にかか
るまで、サイリスタQ2をターンオンすることな
しにサイリスタQ3をオン状態に保持できる。こ
の時に、転流コデンサC1に十分は転流エネルギ
が貯えられ、チヨツパーインバータが安全にター
ンオンできるようにする。この後で、電源端子１
５と１６間に現われる全波整流電圧Ｖsのリツプ
ルの谷間（VOR）に次の電流零が生ずると、零
点において抵抗R1を介して加えられる帰還電圧
−dv4／dtの急に取去られる作用のために、トラ
ンジスタQ5はターンオフされる。同時に、サイ
リスタQ3と同様にトランジスタQ4もターンオフ
する。全波整流電圧Ｖsが正へ振れはじめて電流
零の直後に、トランジスタQ5のベースに加えら
れる正方向へ変化する直流バイアスと正のdv4／
dtにより再びターンオンされる。そのためにトラ
ンジスタQ4はターンオンでき、タイミングコン
デンサC5は抵抗R22とR7を通じて低電圧直流平滑
コンデンサC8の全電圧値へ向つて充電されて、
期間t2の終りにサイリスタQ3を点弧し、それによ
りパイロツト・スイツチングサイリスタQ2にゲ
ートパルスを加えて電力用サイリスタQ1をター
ンオンする。 サイリスタQ1がターンオンすると、転流コン
デンサC1に充電されていた電荷は転流コイルL1
を流れて振動し、その後で回路は前記した周期Ｔ
を持つ所定の高い動作周波数で動作を続ける。こ
の時点で、転流コンデンサC1から抵抗R3を介し
て帰還される電圧分は引き継がれ、前記したよう
にして高い周波数レートでトランジスタQ5のタ
ーンオンとターンオフを制御する。この回路によ
り、発生される電力の制御は、帰還抵抗R2を変
化させて結合コンデンサC4を介して帰還電圧の
大きさを変化することにより行われる。この帰還
電圧をほぼ零まで降下させると回路は動作を停止
する。 コンデンサC4の端子間に加わる帰還電圧によ
り、バイアスが主電源の零点でバイアスが零まで
下つた直後まで、制御スイツチングトランジスタ
Q5が高周波レートで帰還成分により確実にオン
―オフされ、かつ帰還成分も急速に降下し、その
時にトランジスタQ5は非導通状態にされて、バ
イアスが再び正まで上昇してトランジスタQ5を
ターンオンし、別の半サイクルの問再び発振する
ようになるまで、トランジスタQ5はその非導通
状態を保つ。 無負荷状態では転流コンデンサC1の端子間電
圧は、負荷状態での電圧よりはるかに高い。零点
をすぎたスタート後に最初のt1期間に続いてコン
デンサC1に生ずる高電圧の効果は、上昇する直
流バイアス電圧がトランジスタQ5のベースに加
えられて、高周波発振の最初の１サイクルまたは
２サイクルに続いてトランジスタQ5をオン状態
に保ち、それにより残りの半サイクルは発振を停
止させることができる。このように、無負荷の場
合に各零点との直後の比較的低い電源電圧の時に
いくつかの高周波パルスが発生され、そのために
平均消費電力は無視できるほど少い。 たとえばコイルL1への誘導結合により抵抗負
荷がかけられると、コンデンサC1の電圧が正常
なt2時間をこえてトランジスタQ5をオン状態に保
持することができず、バイアス電圧の上昇率はト
ランジスタQ5のベースを捕えない。その結果、
正常なt2期間後はトランジスタQ5はターンオフさ
れ、それと同時にPUT3と電力用サイリスタQ1が
点弧されて、電源電圧の全半サリクルに対して回
路の発振を維持する。負荷がコイルL1から外さ
れるか、または主電源が断たれるまで、全てのひ
き続く半サイクルに対して前記発振は次の零点で
短時間停止し、それからその零点をすぎた直後に
再び発振を開始するという動作を反復する。 無負荷状態の下でコンデンサC1に発生されて
コンデンサC4に加えられる多少大きな帰還電圧
により、直流バイアス電圧がトランジスタQ5を
制御し、１個または２個の無線周波パルスが発生
された後で、コンデンサC1からの高周波帰還が
急激に減少して発振が止むようにトランジスタ
Q5はチヨツパーインバータ周期の１サイクルを
こえてその導通状態に保持されたままとなる。し
たがつて、誘導加熱コイルL1から負荷なべが除
去されると、第７図に示す回路はほぼ零である入
力電源レベルに戻るから、待機損は極めて小さく
なり、したがつて無負荷での電力消費は小さい。
負荷なべが誘導加熱コイルの上に再び置かれる
と、回路は再び発振を開始して前記したような正
常なやり方で動作する。 第７図に示す回路を用いて負荷なべに発生され
る電力は、なべの素材金属の固有抵抗となべ寸法
の広い変化に対して一定に保たれるようになり、
多種類のなべを同じ速さで加熱できる。この特徴
はなべの消費電力をほぼ一定に保つようなやり方
でなべ負荷による負荷コイルL1の同調に続く期
間t1とt2の変化により生ずる。誘導範囲内ではこ
のような動作が極めて望ましいことが容易にわか
る。 第７図に示す回路はこのように望ましい多くの
特性を有するが、克服することが多少困難な１つ
の固有を欠点を有する。コイルL1には連続した
正弦波電圧よりもむしろ断続する正弦波電流が流
れ、転流およびインバータ周波数に対してかなり
強い望ましくない無線電波を放射する高調波分を
有する。誘導加熱コイルの上に置かれる負荷なべ
はこれらの妨害電波を減少させるが、検出できな
いほど十分には減少させるものではない。更に、
誘導加熱コイルとなべ負荷との間に静電結合があ
る。この静電結合によりなべ負荷はアースよりも
高い電位をとり、この電位はインバータ周波数で
周期的に変化するとともに、非常に高い周波数成
分を含む。実際に、コイルとなべとの間の容量
は、なべが接地点に接続されたとするとかなりの
電流を流すのに十分な大きさである。オペレータ
がなべあるいはこれが載置される絶縁支持部材
（第７Ｃ図の49）とアースに同時に触れたとする
と、そのオペレータの体も高周波電流が通り、そ
の人にかなり大きな電気的シヨツクを与える。な
べ負荷に対する静電結合は、静電加熱コイルとな
べとの間に挿入されかつ振動磁界がほとんど影響
を受けずに通過できるように構成された静電シー
ルドES1を用いることにより、十分に減少でき
る。この静電シールドES1は、第７図Ａのように
中心点が相互に接続されて接地される並列は帯状
高導電金属アレイにより構成できる。これらの帯
状金属はすなわちほゞ同じ長さの高導電金属ワイ
ヤを複数本並設するとともにそのワイヤ中央を共
通接続した後接地した構造であり、なるべくなら
クールトツプ絶縁部材４９の下面に付着、噴霧、
塗付等により形成する。クールトツプ絶縁支持部
材は誘導加熱装置に用いられる電気調理器具の表
面において、なべしか発熱しない、換言すれば、
なべ以外の部分は発熱しないクールトツプ絶縁面
を構成できる。誘導加熱コイルL1となべ負荷５
１に関連して用いた場合のクールトツプ絶縁支持
部材４９の機械的構成、動作特性および望ましい
利点をより詳しく説明するためには、前記米国特
許第3710062号を参照するとよい。この説明のた
めには、第７図Ｃに示す略図は、クールトツプ絶
縁支持部材４９の下面に第７図Ａに示すような静
電シールドES１を形成するための提案された構
成を示すのに適切である。特にこのようになべを
支持するクールトツプ絶縁支持部材と誘導加熱コ
イルとの間に静電シールドES１を配置すること
によつてなべとコイルとの間の静電結合を除去で
きる。したがつて、オペレータがなべあるいはク
ールトツプ絶縁支持部材に触れても電気的シヨツ
クを生じることはない。 第７図Ｂは静電シールドの別の例を示す。この
例では誘導加熱コイレL1が配置される領域上の
クールトツプ絶縁支持部材４９の下面全体には、
「アクアダグ（石墨の水膠液：aquadug）」その他
これに類似するたとえば矩形の高抵抗導電性被覆
が配置され、たとえばその中央を接地して静電シ
ールドES1を構成する。たとえば、1500オームの
表面抵抗を持つ被覆は容量結合を40db以上減衰
させる。磁気誘導される電流により被覆中には無
視できる程度の電力が消費される。前記米国特許
第3710062号に説明されているような自動温度回
路を用いた場合には、第７図Ｂに示すように連続
導電被覆の中心部に孔を設けることができ、ある
いは第７図Ａに示すような帯状導電体のパターン
にそのような孔を設けるように構成し、その孔と
赤外線を透過させるクールトツプ絶縁支持部材を
通して、なべ５１を赤外線温度センサでみること
ができるようにする。 クールトツプ絶縁支持部材の下面に設けられ、
または別々に作られる第７図Ａ，Ｂ，Ｃに示すよ
うな静電シールドES1により、誘導加熱コイルと
なべ負荷との間の静電結合は最小となり、そのた
めに静電結合により生じていた取扱者に与える電
撃はなくなる。更に、静電シールドES1は静電気
的な無線周波電波の放射をほとんど、または全く
なくす。この静電シールドは電磁無線周波数電波
の放射も多少減少させる。しかし、被覆の高抵抗
性のためと、被覆がなべ負荷５１への誘導界によ
り加熱されることを阻止する希望とのために、そ
のような減少は多少とも小さい。更に、静電シー
ルドを第７図に関連して説明したが、この静電シ
ールドは前記実施例や前記米国特許第3710062号
に開示されている装置にも同様な利益で用いられ
る。 第８図および第８図Ａ〜Ｇは誘導加熱コイル
L3（またはL1）を支持するため、およびこのコイ
ルを金属底のなべやその他の調理器具５１から電
力制御のためにコイルを動かすための種々の構造
を示す。コイルをこのよに動かすことにより、な
べ５１に生ずる誘導加熱量を制御することが可能
である。電力制御目的で誘導加熱コイルが動かさ
れると、インバータの第５図に示すようなデユー
テイサイクル制御器を含める必要はない。しか
し、電源スイツチS1を操作する必要なしに、たと
えばリードスイツチまたはホトセルに結合される
光パイプにより、零点ターンオンおよびターンオ
フを第５図に示すトランジスタQ6のベース制御
によつて行える。したがつて、このインバータを
接触制御、光ビームしや断、圧力制御および調理
容器内の内容の温度等を含む、非常に低電力の各
種の作動信号に応答するように作ることができ
る。第８図では誘導加熱コイルL3は同心状のア
ルミニウム環７０１の中に機械的に支持され、こ
の環はコイルL3により誘導加熱されないプラス
チツクまたはこれに類似する材料から作られるス
パイダ７０２の上に支持される。スパイダ７０２
は下部の円筒形スカートに固定され、このスカー
トは流体が満されている同心形シリンダ７０４内
にピストンのようにして動けるように支持され
る。こ流体は導管７０５を通じてシリンダ７０６
とピストン７０７に連通し、このピストンは操作
ハンドル７０８により作動される。 ピストン７０７を下へ動かして、導管７０５の
中の流体を圧縮する向きにハンドル７０８を動か
すことにより、スカート７０３とコイルL3はシ
リンダ７０４内で作動する流体の圧力により上方
へ駆動される。これとは逆にピストン７０７を上
昇させる向きにハンドルを操作することにより、
流体の圧力によつてスカート７０３はシリンダ７
０４の中で下降させられ、それによりスパイダ７
０２とその上に支持されている加熱コイルL3は
下降する。温度制御を行いたい場合には、シリン
ダ７０４のスペースに温度センサ５４と、それに
組合わされる光チヨツパ５３を支持し、スパイダ
７０２内の適当な穴と加熱コイルL3内の穴７０
９とを通じて、加熱されるなべ５１の底を見るこ
とができる。同様な穴は、絶縁支持部材４９の下
表面に形成される第７図Ａ〜Ｃに示されているよ
うな静電シールドにも設けられる。前記米国特許
により詳しく説明されているように、クールトツ
プ絶縁支持部材４９は温度センサ５４がなべ５１
の底を直接に見て、その温度を感知するように赤
外線に対して透明に作ることができる。温度セン
サ５４はその温度を示す出力信号を発生し、その
信号はインバーターチヨツパの動作を制御してな
べ５１の温度を制御するために使用できる。温度
センサ５４により行われる制御はオン―オフ形制
御であつて、前記したようにして加熱コイルL3
の物理的運動に関連して用いられる場合には、な
べ５１の温度をかなり精密に制御できる。 第８図Ａはなべ５５に対してコイルL3を動か
すための別の例を示し、この例ではコイルL3と
アルミニウム製の支持環７０１はベローズ７１１
の頂部に固定される。このベローズには適当な流
体が満され、回転軸７１３を中心にらせん状に巻
かれるたわみ導管７１２に連通し、この回転軸は
レンジその他の調理器具の前面の調節つまみによ
り回転できる。軸７１３を逆時計回りに回転させ
ることにより、導管７１２はますますらせん状に
巻かれて、流体を導管から押し出し、ベローズを
膨張させて加熱コイルL3を上昇させる。これと
は逆に、軸７１３を時計回りに回転させると、導
管７１２は巻きほぐされて流体を入れるベローズ
が広くなるから、ベローズ７１１は収縮して図示
の位置よりも低くなり、そのために加熱コイル
L3は下降する。 第８図Ｂは第８図Ａを上下逆にした例で、ベロ
ーズ７１１はクールトツプ絶縁部材４９の下面い
連結され、加熱コイルL3とその支持環７０１は
ベローズ７１１の下面に固着される。このような
構成であるから、適当は制御により流体はベロー
ズから排出されてベローズ７１１は収縮し、加熱
コイルL3を流体で完全に満されて膨張しきつた
ベローズの高さにより決定される下側位置から、
コイルL3をなべの方へ向けて上昇させ、とれに
よつてより多くの電力をなべに結合させる。希望
によつてはベローズ７１１内の流体と連結回路を
高い熱膨張率をもつているものにし、なべが加熱
されて流体も熱せられた時に、第８図Ａに示すよ
うにコイルがなべから離れるようにすることもで
きる。 第８図Ｃは機械的な動きの一例を示すもので、
加熱コイル支持スパイダ７０２が、このスパイダ
から下方へ伸びることができるねじ溝つきの軸７
１５に固定される。軸７１５は外側にねじ溝が設
けられ、同軸ギヤラツク７１６の内面ねじ溝にか
み合う。ラツク７１６はピニオンウオームギヤ７
１７により駆動される。ピニオン７１７はモータ
の動作を制御する上昇および下降ボタンの操作に
応ずるモータにより駆動される軸に取付けられ
る。全体の装置はハウジング７１８の中に収めら
れる。このハウジングはプルスチツクその他の誘
導加熱されない材料で作る。モータにより駆動さ
れる軸がウオーム７１７をある向きに回転する
と、ラツク７１６が回転されてねじ溝つき軸７１
５も回転され、スパイダ７０２を上昇させ、した
がつてそれに固定されている加熱コイルL3も上
昇される。ウオーム７１７が逆向きに回転する
と、加熱コイルは加熱されるなべからひき離され
る。 第８図Ｄはより簡単で安価な機械的レバー装置
を示し、加熱コイルの周囲のアルミニウム環は、
ガイドピンを囲むばね７２２の作用に抗して、ガ
イドピン上で上下するように支持される。ガイド
ピン加熱コイルL3を上方へ動かすように保持す
る。コイルL3に取付けられて下方へ延び、プー
リ７２４の周囲を回つて、離れた位置のドラムお
よびダイヤルシヤフト１２０に巻きつけられるテ
ープまたはカード７２３を引くことにより下降さ
せられる。釣り合い用のばね１３０をテープの一
端に取りつけて、ダイヤルシヤフトを操作するの
に要するトルクを減少させ、ダイヤルシヤフトの
全ての位置に対してトルクを一定に保つことがで
きる。このアセンブリ全体はセラミツクブラテン
がのせられているアルミニウム製の副プラテンか
ら支持される。 第８図Ｅはらせん状に巻かれた加熱コイルL3
と、その支持用のアルミニウム環７０１を、一対
の交差脚７２７と７２８を有する交差脚ジヤツキ
の他の一対の交差脚７２５と７２６の端部に固定
することにより、上昇および下降させる更に別の
装置を示す。中心の回転ねじ軸７３１にねじ込ま
れている移動ナツト７２９には脚７２６と７２９
の端部が固定されているから、軸７３１の回転に
よりナツト７２９は右または左へ動かされ、それ
により加熱コイルL3を上昇または下降させる。
回転軸７３１は調理レンジその他の調理器の前面
パネルから外方に突出して、オペレータが握るこ
とができる調節つまみに取付けて、そのつまみに
より回転させることができる。オペレータの操作
により軸７３１が回転すると、脚７２５と７２６
は普通の自動車用ジヤツキのようにして上昇また
は下降し、それによりなべその他の金属底調理器
具に対して、加熱コイルL3を上昇または下降さ
せる。 第８図Ｆはクールトツプ絶縁支持部材４９上に
支持されるなべ５１の底に対して、加熱コイル
L3の面を上昇および下降させる更に別の装置を
示す。第８図Ｆで、加熱コイルL3はアルミニウ
ム製の支持環７３２に取付けられる。この支持環
７３２にはコイルL3に励磁電流を供給するため
のたわみケーブル７３３が連結される。支持環７
３２の外線部にはねじ溝が設けられ、このねじ溝
は回転シリンダ７３４の内側に設けられるねじ溝
にかみ合う。シリンダ７３４は、誘導加熱装置が
装着されるレンジ等のハウジングに固定されるガ
イド７３７上のシリンダに回転自在に支持される
一対の外方に伸びるフランジ７３５と７３６を有
する。回転シリンダ７３４の下部シリンダの下端
周面には円形ラツク７３８が設けられ、このラツ
クはウオームギヤ７３９にかみ合う。このウオー
ムギヤは調理レンジの前面パネルから突出す回転
シヤフトに連結され、オペレータの操作つまみの
回転操作により回転させられる。ウオームギヤ７
３９の回転によりシリンダ７３４は支持リング７
３２に対して回転できる。シリンダ７３４をある
１つの向きに回転させると、加熱コイルL3はな
べ５１の底に対して上昇でき、逆向きに回転させ
ると加熱コイルは下降されて、加熱コイルとなべ
５１との間の磁気結合量を直線的に制御する。 第８図Ｇは電力制御のためになべ５１に対して
加熱コイルL3を動かす更に別の装置を示す。こ
の図では加熱コイルL3はアルミニウム製の支持
環７４１に固定される。この支持環はレンジのハ
ウジング４８に固定された固定シリンダ７４３の
中で、上昇および下降運動できる。レンジハウジ
ング４８の上にはクールトツプ絶縁支持部材４９
が支持され、この部材の上にはなべ５１がおかれ
る。支持環７４１は連接棒７４２に固定され、こ
の連接棒の下端部は偏心カム７４４の上にのる。
この偏心カムは、レンジの制御パネルから突出し
ている回転軸に固定される。希望によつては連接
棒７４２の周囲に圧縮コイルばねを巻いて、支持
環と連接棒を上方に押し、それにより偏心カム７
４４にかかる荷重を多少小さくしている。第８図
Ｇに示す位置までカム７４４を適当に回転させる
ことにより、コイルL3となべ５１との磁気結合
が最大となり、したがつてなべ５１は最高に加熱
される。カム７４４が時計回りに下方に回転され
ると、加熱コイルL3は下降されてなべとの間の
磁気結合度は小さくなるから、なべの加熱作用は
低下する。 第８図Ｈは誘導加熱コイルL3（またはL1）から
誘導的に加熱される負荷に加えられる電力と、加
熱コイルと負荷との間の距離との関係を示すグラ
フである。図示の例では、加熱コイルはコイルの
直径に等しいが、またはそれよりも大きな直径を
有するステンレス製のなべ負荷のすぐ下に置かれ
る。第５図に示すように接続されるインバータを
用いて、110〜120V、15〜20Aの入力で負荷に伝
達される最大電力は約1400Wである。前記距離が
大きくなるにつれて、伝達される電力は急激にに
低下し、加熱コイルの頂部となべの底との間の間
隔が約5.1cm（約２インチ）になると、約250Wの
待機電力レベルに近づく。第８図Ｈのグラフか
ら、最大電力からかなり低い電力までコイルとな
べの間隔に対して制御がほぼ直線的に行われるこ
とがわかる。したがつて、誘導加熱されるなべそ
の他の金属底調理器具に近づいたり、離れたりす
る加熱コイルL3またはL1の機械的な動きは、な
べ負荷に供給される電力、したがつて加熱作用を
制御するかなり直線的で満足すべき方法を与え
る。負荷電力の機械的な制御に際しての問題は、
誘導加熱コイルとインバータ回路の待機状態の電
力消費がほぼ一定で、コイルが低レベルの電力を
なべに供給する場合の誘導加熱装置全体の効率を
低くすることである。これとは対照的にデユーテ
イサイクル変調が採用される時には、コイルとな
べとの間隔は不変であるから、低電力時と高電力
時との効率は同じである。 電力制御のための前記技術に加えて、前記米国
特許に開示されているようなコンデンサC1また
C3のスイツチング技術を本発明の回路に使用す
ることも可能である。この場合には、コンデンサ
部品のスイツチング中に課される禁止作用は、た
とえば第５図の禁止トランジスタQ6に加えられ
て、コンデンサのスイツチングにおける回路の高
周波動作を阻止する。 第９図、第９図Ａ，Ｂはより高い電力レベルで
動作するように設計される回路で、与えられた定
格のサイリスタ装置や電力用ダイオード整流器を
使用するために、そのようなサイリスタ装置やダ
イオードを用いることができる別の大電力回路の
構成を示す。たとえば、第２，５，７図の回路を
240V，30〜50Aの商用電源で動作させたい場合に
は、第９図、第９図Ａ，Ｂに示す回路を用いるこ
とが望ましい。第９図、第９図で、与えられた定
格のダイオードＤ1AとＤ1Bを全波整流ブリツジ
CR1の各分岐に直列に接続し、これらの直列接続
ダイオードに並列に分圧抵抗を、ダイオードの共
通接続点がこれらの分圧抵抗の中間タツプに接続
することにより各ダイオードの電圧定格の２倍の
電圧で動作させることが可能となる。また、回路
の電流定格を大きくしたい場合には、第９図Ｂに
示すように各ダイオードブリツジの各分岐に並列
接続される前記のような接続のダイオードを２組
用いることにより、ブリツジの電圧定格を２倍に
できるばかりでなく、電流定格も２倍にできる。 このようにして電圧定格と電流定格を希望する
任意のレベルにできることは明らかである。与え
られた任意の定格の電力用サイリスタ装置Q1に
対して動作電圧を高くすることに関して、第９図
Ａに示すように２個のサイリスタを直列に接続し
て、回路の電圧定格を２倍にすることが可能であ
る。第９図Ａに示すように、各電力用サイリスタ
Q1に再び加えられる最初のdv／dt効果を小さく
するための個々の緩衝回路C7，R14が直列接続さ
れる各サイリスタについて設けられる。同様に各
サイリスタQ1はそれぞれパイロツトスイツチン
グSCRQ2を有し、SCRQ2は単のパルストランス
T1から共通に励振される。トランスT1は複数の
２次巻線Ａ，Ｂと、１つの１次巻線Ｃとを有す
る。１次巻線ＣはPUTQ3のカソード回路に接続
されて、タイミングコンデンサC5がほぼ完全に
充電されてPUTQ3が導通状態にされた時に、２
次巻線Ａ，Ｂにゲートオンパルスを同時に発生さ
せる。その他の全ての面に関しては、第９図、第
９図Ａ，Ｂに示す回路は第２，５，７図を参照し
て前記したのと同様な動作をする。したがつて、
大電力定格回路のそれ以上の説明は不必要である
と信ずる。 以上説明から、本発明は強磁性体で作られる金
属底調理器具を誘導加熱するために、家庭用調理
レンジに主として使用され、しかもアルミニウム
や銅のような高導電材料から作つた調理器具を用
いても破損しない。新規かつ改良した低価格およ
び高効率のAC―RF誘導調理器用電源を提供する
ものであることがわかる。この電源は商用電源か
らの入力を直流にまず変換することなしに、商用
電源の電力を誘導加熱コイルを励振するための高
周波励振電流に直接変換し、零から全負荷いわた
る全ての値の負荷に対して力率と波形率がほぼ１
で動作するように構成される。この電源により発
生される出力の直線制御は、滑らかで無段階的な
やり方で全電力の０〜100％にわたる電気的制御
によつて行われ、あるいは誘導加熱コイルを機械
的に動かすことにより行われる。この回路を適当
に変更することにより、回路を高低のいずれの電
力レベルで動作するようにするために要求される
比較的簡単で割合安価な変更のみで両方のレベル
で動作できる。
第１図は本発明による誘導加熱装置用の交流―
無線周波電源の一実施例のブロツク図、第２図は
第１図に示す電源を構成する本発明のAC―RFチ
ヨツパ―インバータ回路の構成の基本的な特徴を
示す回路図、第３図ａ，ｂ，ｃは本発明の回路に
最初に電源を投入した後で全波整流された交流電
圧のいくつかの半サイクルにわたる本発明のAC
―RFチヨツパ―インバータ回路の動作を示すた
めに120Hzを時間基準として描いた電圧の波形
図、第４図ａは第２図に示す回路を簡略化した回
路図、第４図ｂ〜ｆは第２図に示す回路の動作を
示すために20〜30KHzを時間基準にして描いた電
圧対時間特性の波形図、第５図は本発明の一実施
例に含まれる付加的な制御回路特徴を示す本発明
の電源の回路図、第６図はオペレータの操作する
調整つまみと回路の電子部とを電気的に分離する
ために光結合、磁気結合その他の手段を与える本
発明のゲート回路部の回路図、第７図は誘導加熱
コイルとしても機能する１個の転流コイルと、１
個の転流コンデンサだけを必要とし、誘導加熱さ
れる調理器具を静電しやへいする本発明の別の実
施例の回路図、第７図Ａは第７図の装置に使用で
きる静電シールドの一例を示す略図、第７図Ｂは
静電シールドの別の例を示す略図、第７図Ｃは第
７図Ａ，Ｂの静電シールドを調整器具をのせる絶
縁支持部材の下面に付着させることにより作るこ
とができる方法を示す、誘導加熱装置に使用でき
る誘導加熱される調理器具をのせる絶縁支持部材
の側面図、第８図、第８図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，
Ｆ，Ｇ図はなべその他誘導加熱される金属ベース
調理器具に対して誘導加熱コイルを機械的に動か
す種々の装置を示す図、第８図Ｈは誘導加熱によ
り金属ベース調理器に発生される加熱電力と加熱
される調理器の底部までの加熱コイルとの距離と
の関係を示すグラフ、第９図、第９図Ａ，Ｂは与
えられた定格のSCRとダイオード整流器を多重
に用いて構成した高電力用回路と、高電力回路が
電圧また電流あるいは両者が大きくなつた回路を
本発明に従つて作る方法を示す図で、図中、１
７、Q1は電力サイリスタ、１８は無効転流要
素、１９は低電圧直流電源端子、５１はなべ、
C1は転流コンデンサ、CR1は全波整流ブリツジ、
C5はタイミングコンデンサ、ES1は静電シール
ド、PCはコンバータ電力制御装置、L1は転流イ
ンダクタ、L3は誘導加熱コイル、Q8は第２制御
スイツチトランジスタを示す。
無線周波電源の一実施例のブロツク図、第２図は
第１図に示す電源を構成する本発明のAC―RFチ
ヨツパ―インバータ回路の構成の基本的な特徴を
示す回路図、第３図ａ，ｂ，ｃは本発明の回路に
最初に電源を投入した後で全波整流された交流電
圧のいくつかの半サイクルにわたる本発明のAC
―RFチヨツパ―インバータ回路の動作を示すた
めに120Hzを時間基準として描いた電圧の波形
図、第４図ａは第２図に示す回路を簡略化した回
路図、第４図ｂ〜ｆは第２図に示す回路の動作を
示すために20〜30KHzを時間基準にして描いた電
圧対時間特性の波形図、第５図は本発明の一実施
例に含まれる付加的な制御回路特徴を示す本発明
の電源の回路図、第６図はオペレータの操作する
調整つまみと回路の電子部とを電気的に分離する
ために光結合、磁気結合その他の手段を与える本
発明のゲート回路部の回路図、第７図は誘導加熱
コイルとしても機能する１個の転流コイルと、１
個の転流コンデンサだけを必要とし、誘導加熱さ
れる調理器具を静電しやへいする本発明の別の実
施例の回路図、第７図Ａは第７図の装置に使用で
きる静電シールドの一例を示す略図、第７図Ｂは
静電シールドの別の例を示す略図、第７図Ｃは第
７図Ａ，Ｂの静電シールドを調整器具をのせる絶
縁支持部材の下面に付着させることにより作るこ
とができる方法を示す、誘導加熱装置に使用でき
る誘導加熱される調理器具をのせる絶縁支持部材
の側面図、第８図、第８図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，
Ｆ，Ｇ図はなべその他誘導加熱される金属ベース
調理器具に対して誘導加熱コイルを機械的に動か
す種々の装置を示す図、第８図Ｈは誘導加熱によ
り金属ベース調理器に発生される加熱電力と加熱
される調理器の底部までの加熱コイルとの距離と
の関係を示すグラフ、第９図、第９図Ａ，Ｂは与
えられた定格のSCRとダイオード整流器を多重
に用いて構成した高電力用回路と、高電力回路が
電圧また電流あるいは両者が大きくなつた回路を
本発明に従つて作る方法を示す図で、図中、１
７、Q1は電力サイリスタ、１８は無効転流要
素、１９は低電圧直流電源端子、５１はなべ、
C1は転流コンデンサ、CR1は全波整流ブリツジ、
C5はタイミングコンデンサ、ES1は静電シール
ド、PCはコンバータ電力制御装置、L1は転流イ
ンダクタ、L3は誘導加熱コイル、Q8は第２制御
スイツチトランジスタを示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導加熱コイルに高周波電流を供給してこの
コイルを励振し、これにより誘導加熱コイル上に
配置される料理なべを誘導加熱するようにした誘
導加熱装置において、 前記誘導加熱コイルは、平らでらせん状に巻か
れており、 この誘導加熱コイルの上には誘導加熱される前
記料理なべを支持する平らなクールトツプ絶縁支
持部材が配置され、 前記誘導加熱コイルと前記平らなクールトツプ
絶縁支持部材との間に誘導加熱される料理なべを
静電しやへいする静電シールド装置が配置され、
この静電シールド装置は接地されていることを特
徴とする誘導加熱装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US263639A US3898410A (en) | 1972-06-16 | 1972-06-16 | AC to RF converter circuit for induction cooking unit |
| US263639 | 1972-06-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59132590A JPS59132590A (ja) | 1984-07-30 |
| JPS6127876B2 true JPS6127876B2 (ja) | 1986-06-27 |
Family
ID=23002622
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP48068220A Expired JPS6031073B2 (ja) | 1972-06-16 | 1973-06-16 | 誘導加熱装置 |
| JP58179076A Granted JPS59132590A (ja) | 1972-06-16 | 1983-09-27 | 誘導加熱装置 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP48068220A Expired JPS6031073B2 (ja) | 1972-06-16 | 1973-06-16 | 誘導加熱装置 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US3898410A (ja) |
| JP (2) | JPS6031073B2 (ja) |
| AR (1) | AR202533A1 (ja) |
| AU (1) | AU5660773A (ja) |
| CA (1) | CA982235A (ja) |
| DE (1) | DE2329743A1 (ja) |
| FR (1) | FR2189975A1 (ja) |
| GB (1) | GB1436951A (ja) |
| IT (1) | IT989144B (ja) |
| NL (1) | NL7308460A (ja) |
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| JPS5193450A (ja) * | 1975-02-14 | 1976-08-16 | ||
| US4068292A (en) * | 1975-03-27 | 1978-01-10 | International Medical Electronics, Inc. | Electrostatic shield for diathermy treatment head |
| JPS5512393Y2 (ja) * | 1976-01-09 | 1980-03-18 | ||
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