JPS6137749B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6137749B2 JPS6137749B2 JP56060242A JP6024281A JPS6137749B2 JP S6137749 B2 JPS6137749 B2 JP S6137749B2 JP 56060242 A JP56060242 A JP 56060242A JP 6024281 A JP6024281 A JP 6024281A JP S6137749 B2 JPS6137749 B2 JP S6137749B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- signal
- circuit
- output
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流を整流して脈流等直流電圧に変
換し、これをインバータに加えて高周波交流を得
る誘導加熱調理器において、加熱負荷となる調理
鍋の適不適を判別する負荷検知手段を設け、この
検知手段が動作したとき、同時に電源電圧を急低
下させる電源可変手段を設け、インバータの中心
部分となるスイツチング素子の耐圧保護をはかる
ことを目的としたものである。
換し、これをインバータに加えて高周波交流を得
る誘導加熱調理器において、加熱負荷となる調理
鍋の適不適を判別する負荷検知手段を設け、この
検知手段が動作したとき、同時に電源電圧を急低
下させる電源可変手段を設け、インバータの中心
部分となるスイツチング素子の耐圧保護をはかる
ことを目的としたものである。
負荷検知機能をもつこの種従来装置では、負荷
検知と同時にインバータ発振を停止した際、イン
バータを発振させるスイツチング素子に異常な高
電圧が加わり、これを破壊するという事故が発生
していた。例えば、後述するインバータの場合、
電源電圧240Vのとき、チヨークコイル４、共振
コンデンサ１２の共振により、GTOサイリスタ
６のアノード・カソード間に約800V以上1000V程
度の電圧が発生し、これは、かかる素子の定格電
圧以上である。
検知と同時にインバータ発振を停止した際、イン
バータを発振させるスイツチング素子に異常な高
電圧が加わり、これを破壊するという事故が発生
していた。例えば、後述するインバータの場合、
電源電圧240Vのとき、チヨークコイル４、共振
コンデンサ１２の共振により、GTOサイリスタ
６のアノード・カソード間に約800V以上1000V程
度の電圧が発生し、これは、かかる素子の定格電
圧以上である。
本発明は、かかる事情を考慮してなされたもの
であり、以下実施例につき詳述する。
であり、以下実施例につき詳述する。
第１図は、電源およびインバータ部分を示し、
１は直流電源、２はスイツチ、３は整流回路、４
はチヨークコイル、５は平滑コンデンサである。
この平滑コンデンサ５は高周波電流をバイパスす
るためのもので、その容量は小さい。したがつて
平滑コンデンサ５両端には、交流を全波整流して
得た脈流電圧が得られる。６は単方向半導体スイ
ツチング素子として使用されるゲートターンオフ
（GTO）サイリスタで、これに代えてトランジス
タを使用することもできる。７はGTOサイリス
タ６に逆並列接続されたダイオード、８は、
GTOサイリスタ６に並列に接続されたスナツパ
回路で、コンデンサ９および抵抗１０の直列回路
よりなる。１１は誘導加熱コイル、１２は、共振
コンデンサで、誘導加熱コイル１１に対し直列に
接続されている。１３は、鉄、ステンレス等より
なる調理鍋、１４は、GTOサイリスタ６のゲー
トに、オン・オフ信号を与えるゲート駆動回路で
ある。上記GTOサイリスタ６、ダイオード７、
誘導加熱コイル１１および共振コンデンサ１２に
てインバータ１５が構成される。ＶCは、脈流電
源電圧ＶCを出力する脈流電源端子、ＶAは、ダイ
オード７のアノード・カソード間に加わる電圧Ｖ
Aを出力する出力端子、ＶSは、スナツパ回路８の
コンデンサ９、抵抗１０接続段より電圧信号ＶS
を出力する出力端子である。
１は直流電源、２はスイツチ、３は整流回路、４
はチヨークコイル、５は平滑コンデンサである。
この平滑コンデンサ５は高周波電流をバイパスす
るためのもので、その容量は小さい。したがつて
平滑コンデンサ５両端には、交流を全波整流して
得た脈流電圧が得られる。６は単方向半導体スイ
ツチング素子として使用されるゲートターンオフ
（GTO）サイリスタで、これに代えてトランジス
タを使用することもできる。７はGTOサイリス
タ６に逆並列接続されたダイオード、８は、
GTOサイリスタ６に並列に接続されたスナツパ
回路で、コンデンサ９および抵抗１０の直列回路
よりなる。１１は誘導加熱コイル、１２は、共振
コンデンサで、誘導加熱コイル１１に対し直列に
接続されている。１３は、鉄、ステンレス等より
なる調理鍋、１４は、GTOサイリスタ６のゲー
トに、オン・オフ信号を与えるゲート駆動回路で
ある。上記GTOサイリスタ６、ダイオード７、
誘導加熱コイル１１および共振コンデンサ１２に
てインバータ１５が構成される。ＶCは、脈流電
源電圧ＶCを出力する脈流電源端子、ＶAは、ダイ
オード７のアノード・カソード間に加わる電圧Ｖ
Aを出力する出力端子、ＶSは、スナツパ回路８の
コンデンサ９、抵抗１０接続段より電圧信号ＶS
を出力する出力端子である。
次に上記構成のインバータ１５の制御および駆
動回路について説明する。第２図において、１６
は制御回路、１７は発振駆動回路を示し、制御回
路１６の動作は第３図ａに示す波形にて表わさ
れ、発振駆動回路１７の動作は第３図ｂに示す波
形にて表わされる。ここで、第３図ａの波形周波
数は、直流（50／60Hz）の２倍の周波数すなわち
100／120Hzであり、第３図ｂの波形周波数はイン
バータの発振周波数すなわち、約20数KHzから
約40KHzの高周波である。
動回路について説明する。第２図において、１６
は制御回路、１７は発振駆動回路を示し、制御回
路１６の動作は第３図ａに示す波形にて表わさ
れ、発振駆動回路１７の動作は第３図ｂに示す波
形にて表わされる。ここで、第３図ａの波形周波
数は、直流（50／60Hz）の２倍の周波数すなわち
100／120Hzであり、第３図ｂの波形周波数はイン
バータの発振周波数すなわち、約20数KHzから
約40KHzの高周波である。
制御回路１６には、端子ＶC，ＶSからそれぞれ
電圧ＶC，ＶSがそれぞれ入力する。１９は、信号
ＶSと、脈流電圧ＶCの分割電圧が入力する比較器
で、その出力は、フリツプフロツプFF1のリセツ
ト端子に入力する。なお、このフリツプフロツプ
FF1を含め本実施例に使用されるフリツプフロツ
プは２個のナンドゲートを組合せて構成され、
“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへの反転信号によ
り動作する。商用交流電源を入力し、全波整流
し、適当な値に降圧された脈流電圧信号（電圧Ｖ
Cに相似）を出力する整流回路で、この脈流電圧
出力は、比較器２１に入力される。一方この比較
器２１の他方の入力端子には、基準レベルとなる
直流電圧ＶCCが加えられる。２２は、比較器２１
の出力を微分する微分回路、２３は、この微分出
力を反転する反転回路であり、その出力はフリツ
プフロツプFF1のセツト端子に入力される。フリ
ツプフロツプFF1の出力は、微分回路２４、反転
回路２５を介して、次段のフリツプフロツプFF2
のリセツト端子に入力される。フリツプフロツプ
FF2のセツト端子には、発振開始信号Vstartが加
えられ、その出力は、発振駆動回路１７に加えら
れて、発振の制御を行なう。フリツプフロツプ
FF2の出力は、また単安定マルチバイブレー２６
へ入力してこれを動作させ、信号入力後、一定時
間出力を生じさせる。この出力は、オアゲート２
７を介して放電回路２８へ入力され、これを駆動
する。オアゲート２７には、発振開始信号出力
時、発生する放電信号Vdischarge1を入力し、単
安定マルチバイブレータ２６からの出力を重畳さ
れて、放電信号Vdischarge2として、放電回路２
８へ入力される。放電回路２８は、平滑コンデン
サ５に充電された電源電圧を、放電させる電源可
変手段としてはたらくものであり、その動作時、
インバータ１５の電源供給は急減する。発振駆動
回路１７は、インバータ１５を高周波発振させる
回路で、ゲート駆動回路１４へオン・オフ信号
Voutを与えるものである。２９は、フリツプフ
ロツプFF2の出力を入力とするナンドゲート、
FF3は、ナンドゲート２９の出力が、セツト端子
に入力されるフリツプフロツプで、このセツト端
子には、発振開始信号Vstartが、微分回路３０お
よび反転回路３１を介して加えられる。フリツプ
フロツプFF3の出力には、上記ゲート駆動信号
Voutおよびその反転信号が得られ、
は、時定数回路によりなるタイマー３２を経て、
オン信号発生回路３３へ与えられる。オン信号発
生回路３３より発生せられたオン信号は、ナンド
ゲート２９を介してフリツプフロツプFF3へ帰還
され、出力Voutにオン信号を得る。３４はオフ
信号発生回路で、ダイオード７カソード側電圧Ｖ
Aを入力し、この電圧が正から負に変化したとき
信号を出力するもので、このオフ信号はフリツプ
フロツプFF3のリセツト端子に入力され、出力
Voutにオフ信号を得る。
電圧ＶC，ＶSがそれぞれ入力する。１９は、信号
ＶSと、脈流電圧ＶCの分割電圧が入力する比較器
で、その出力は、フリツプフロツプFF1のリセツ
ト端子に入力する。なお、このフリツプフロツプ
FF1を含め本実施例に使用されるフリツプフロツ
プは２個のナンドゲートを組合せて構成され、
“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへの反転信号によ
り動作する。商用交流電源を入力し、全波整流
し、適当な値に降圧された脈流電圧信号（電圧Ｖ
Cに相似）を出力する整流回路で、この脈流電圧
出力は、比較器２１に入力される。一方この比較
器２１の他方の入力端子には、基準レベルとなる
直流電圧ＶCCが加えられる。２２は、比較器２１
の出力を微分する微分回路、２３は、この微分出
力を反転する反転回路であり、その出力はフリツ
プフロツプFF1のセツト端子に入力される。フリ
ツプフロツプFF1の出力は、微分回路２４、反転
回路２５を介して、次段のフリツプフロツプFF2
のリセツト端子に入力される。フリツプフロツプ
FF2のセツト端子には、発振開始信号Vstartが加
えられ、その出力は、発振駆動回路１７に加えら
れて、発振の制御を行なう。フリツプフロツプ
FF2の出力は、また単安定マルチバイブレー２６
へ入力してこれを動作させ、信号入力後、一定時
間出力を生じさせる。この出力は、オアゲート２
７を介して放電回路２８へ入力され、これを駆動
する。オアゲート２７には、発振開始信号出力
時、発生する放電信号Vdischarge1を入力し、単
安定マルチバイブレータ２６からの出力を重畳さ
れて、放電信号Vdischarge2として、放電回路２
８へ入力される。放電回路２８は、平滑コンデン
サ５に充電された電源電圧を、放電させる電源可
変手段としてはたらくものであり、その動作時、
インバータ１５の電源供給は急減する。発振駆動
回路１７は、インバータ１５を高周波発振させる
回路で、ゲート駆動回路１４へオン・オフ信号
Voutを与えるものである。２９は、フリツプフ
ロツプFF2の出力を入力とするナンドゲート、
FF3は、ナンドゲート２９の出力が、セツト端子
に入力されるフリツプフロツプで、このセツト端
子には、発振開始信号Vstartが、微分回路３０お
よび反転回路３１を介して加えられる。フリツプ
フロツプFF3の出力には、上記ゲート駆動信号
Voutおよびその反転信号が得られ、
は、時定数回路によりなるタイマー３２を経て、
オン信号発生回路３３へ与えられる。オン信号発
生回路３３より発生せられたオン信号は、ナンド
ゲート２９を介してフリツプフロツプFF3へ帰還
され、出力Voutにオン信号を得る。３４はオフ
信号発生回路で、ダイオード７カソード側電圧Ｖ
Aを入力し、この電圧が正から負に変化したとき
信号を出力するもので、このオフ信号はフリツプ
フロツプFF3のリセツト端子に入力され、出力
Voutにオフ信号を得る。
次に動作を説明する。第３図ａ，ｂに示す波形
は、第２図各点における波形を表わす。波形ＶC
に期間T1で示す正常加熱動作すなわち適性負荷
加熱動作では、まず、スイツチ２の閉成により、
発振開始信号Vstartが“Ｈ”レベルに反転する。
これに伴なつて、放電信号Vdischarge1（“Ｌ”
レベルパルス）が出力し、起動時における電源供
給を低下させる。これは、急激に電源が供給され
る場合に発生する起動音を防止するはたらきをな
す。
は、第２図各点における波形を表わす。波形ＶC
に期間T1で示す正常加熱動作すなわち適性負荷
加熱動作では、まず、スイツチ２の閉成により、
発振開始信号Vstartが“Ｈ”レベルに反転する。
これに伴なつて、放電信号Vdischarge1（“Ｌ”
レベルパルス）が出力し、起動時における電源供
給を低下させる。これは、急激に電源が供給され
る場合に発生する起動音を防止するはたらきをな
す。
交流入力は、整流回路２０を経て、比較器２１
に入力し、基準レベルＶCCと比較される。比較器
２１出力には、脈流電圧が基準レベル以下となる
脈流電圧谷部において“Ｌ”レベルとなるパルス
信号を得る。この信号は、微分、反転され、信
号となつてフリツプフロツプFF1のセツト端子
へ入力する。一方正常加熱時にあつては、スナツ
パ回路８の出力ＶSは、比較的小さい値となるか
ら、電圧ＶCCを分圧して得た基準信号を越えるこ
とはなく、比較器１９の出力は“Ｈ”レベルに
保たれる。
に入力し、基準レベルＶCCと比較される。比較器
２１出力には、脈流電圧が基準レベル以下となる
脈流電圧谷部において“Ｌ”レベルとなるパルス
信号を得る。この信号は、微分、反転され、信
号となつてフリツプフロツプFF1のセツト端子
へ入力する。一方正常加熱時にあつては、スナツ
パ回路８の出力ＶSは、比較的小さい値となるか
ら、電圧ＶCCを分圧して得た基準信号を越えるこ
とはなく、比較器１９の出力は“Ｈ”レベルに
保たれる。
スナツパ回路８につき付記するに、正常加熱時
には、負荷へのエネルギー吸収が大きいため、負
荷電流Ｉ１（第３図）の負の部分、すなわちダイ
オード７を通して流れる電流は小さく、したがつ
て放電終了時、正側へ現われる電流ａもまた小さ
くなる。この電流ａは、ダイオード７の充電々荷
の放電によるものである。一方無負荷、小物負荷
の加熱にあつては、負荷へのエネルギー吸収が小
さいから、ダイオード７を通つて流れる電圧は大
きく、したがつて放電終了時、正側に現われる電
流ａの値もまた大きくなる。かくしてスナツパ回
路８の出力端子電圧ＶSは、適性負荷加熱時に
は、小さく、不適性加熱時には、大きくなり、か
かる信号ＶSの大小を判別することにより負荷検
知を行なうことができる。
には、負荷へのエネルギー吸収が大きいため、負
荷電流Ｉ１（第３図）の負の部分、すなわちダイ
オード７を通して流れる電流は小さく、したがつ
て放電終了時、正側へ現われる電流ａもまた小さ
くなる。この電流ａは、ダイオード７の充電々荷
の放電によるものである。一方無負荷、小物負荷
の加熱にあつては、負荷へのエネルギー吸収が小
さいから、ダイオード７を通つて流れる電圧は大
きく、したがつて放電終了時、正側に現われる電
流ａの値もまた大きくなる。かくしてスナツパ回
路８の出力端子電圧ＶSは、適性負荷加熱時に
は、小さく、不適性加熱時には、大きくなり、か
かる信号ＶSの大小を判別することにより負荷検
知を行なうことができる。
制御回路１６の動作説明に戻る。信号は、
“Ｈ”レベルに保持されるから、フリツプフロツ
プFF1の出力信号は、“Ｈ”レベルのまま変化
せず、この信号は、微分回路２４反転回路２５を
経て“Ｈ”レベル信号のままフリツプフロツプ
FF2のリセツト端子に入力する。したがつてフリ
ツプフロツプFF2は動作せず、出力は、“Ｈ”
レベルに固定される。この信号は、発振駆動回
路１７へ、制御信号、具体的には、禁止若しくは
禁止解除信号Vinhibitとして加わる。今、この出
力は“Ｈ”レベルすなわち禁止解除状態にある。
“Ｈ”レベルに保持されるから、フリツプフロツ
プFF1の出力信号は、“Ｈ”レベルのまま変化
せず、この信号は、微分回路２４反転回路２５を
経て“Ｈ”レベル信号のままフリツプフロツプ
FF2のリセツト端子に入力する。したがつてフリ
ツプフロツプFF2は動作せず、出力は、“Ｈ”
レベルに固定される。この信号は、発振駆動回
路１７へ、制御信号、具体的には、禁止若しくは
禁止解除信号Vinhibitとして加わる。今、この出
力は“Ｈ”レベルすなわち禁止解除状態にある。
発振開始信号Vstartは、微分されて、パルス信
号に変換され、さらに反転されて、“Ｌ”レベル
トリガパルスとして、フリツプフロツプFF3に
加わり、出力Voutにオン信号を発生する。な
お、かかる起動時、放電回路２８がはたらき、電
圧ＶCを急低下させることは、前述した通りであ
る。
号に変換され、さらに反転されて、“Ｌ”レベル
トリガパルスとして、フリツプフロツプFF3に
加わり、出力Voutにオン信号を発生する。な
お、かかる起動時、放電回路２８がはたらき、電
圧ＶCを急低下させることは、前述した通りであ
る。
発振駆動回路１７の動作を説明する。起動信号
によりセツトされたフリツプフロツプFF3は、
Voutにオン信号を発し、ゲート駆動回路１４を
介してGTOサイリスタ６をターンオンさせる。
これにより共振コンデンサ１２に蓄積された電荷
が、誘導加熱コイル１１、GTOサイリスタ６を
通つて流れる。これを負荷電流Ｉ１にて示す。な
お波形図では、上記電流方向を正としている。か
かる放電が終了すると、この放電により共振コン
デンサ１２に逆方向に充電された電荷が放電する
こととなるが、このとき、ダイオード７のカソー
ド電圧ＶAは正から負へ反転する。この電圧ＶAの
変化は、オフ信号発生回路３４にて検知され、こ
れに同期して、信号が発せられ、フリツプフロ
ツプFF3は、リセツトされる。かくしてフリツプ
フロツプFF3は、出力Voutに、オフ信号を発生
し、GTOサイリスタ６をターンオフする。その
後、出力Voutの反転信号の“Ｈ”レベル転
換によりGTOサイリスタ６のオフ期間を決定す
るタイマー３２が動作し、その出力電圧が一定
値に達すると、オン信号発生回路３３がはたら
き、パルス信号を出力する。この信号は、ナ
ンドゲート２９を通つてフリツプフロツプFF3に
加わり、これをセツトし、Voutに、オン信号を
発生する。かくして、出力Voutは、約20数KHz
から約40KHz程度の高周波信号となり、インバ
ータ１５は、かかる周波数にて発振されることと
なる。
によりセツトされたフリツプフロツプFF3は、
Voutにオン信号を発し、ゲート駆動回路１４を
介してGTOサイリスタ６をターンオンさせる。
これにより共振コンデンサ１２に蓄積された電荷
が、誘導加熱コイル１１、GTOサイリスタ６を
通つて流れる。これを負荷電流Ｉ１にて示す。な
お波形図では、上記電流方向を正としている。か
かる放電が終了すると、この放電により共振コン
デンサ１２に逆方向に充電された電荷が放電する
こととなるが、このとき、ダイオード７のカソー
ド電圧ＶAは正から負へ反転する。この電圧ＶAの
変化は、オフ信号発生回路３４にて検知され、こ
れに同期して、信号が発せられ、フリツプフロ
ツプFF3は、リセツトされる。かくしてフリツプ
フロツプFF3は、出力Voutに、オフ信号を発生
し、GTOサイリスタ６をターンオフする。その
後、出力Voutの反転信号の“Ｈ”レベル転
換によりGTOサイリスタ６のオフ期間を決定す
るタイマー３２が動作し、その出力電圧が一定
値に達すると、オン信号発生回路３３がはたら
き、パルス信号を出力する。この信号は、ナ
ンドゲート２９を通つてフリツプフロツプFF3に
加わり、これをセツトし、Voutに、オン信号を
発生する。かくして、出力Voutは、約20数KHz
から約40KHz程度の高周波信号となり、インバ
ータ１５は、かかる周波数にて発振されることと
なる。
次に時刻t1に負荷が、適性負荷から小物負荷へ
置きかえられたとする。かかる場合、比較器１９
の出力に“Ｌ”レベル信号が現われ、フリツプ
フロツプFF1をリセツトする。したがつてその出
力は“Ｌ”レベルに変わり、次に入力するセツ
ト信号の到来まで、このレベルを保持する。
置きかえられたとする。かかる場合、比較器１９
の出力に“Ｌ”レベル信号が現われ、フリツプ
フロツプFF1をリセツトする。したがつてその出
力は“Ｌ”レベルに変わり、次に入力するセツ
ト信号の到来まで、このレベルを保持する。
信号の立上りは、微分回路２４にて検出さ
れ、反転回路２５を経て、フリツプフロツプFF2
に加えられこれをリセツトする。これによりフリ
ツプフロツプFF2の出力は、“Ｌ”レベルに変
り、次段のナンドゲート２９は閉鎖され、発振駆
動回路１７の動作は禁止される。かくして、イン
バータ１５の発振停止は、負荷検知の時期が、脈
流電圧ピーク時であつたとしても、実際の発振停
止は、脈流電圧谷部にてなされる。
れ、反転回路２５を経て、フリツプフロツプFF2
に加えられこれをリセツトする。これによりフリ
ツプフロツプFF2の出力は、“Ｌ”レベルに変
り、次段のナンドゲート２９は閉鎖され、発振駆
動回路１７の動作は禁止される。かくして、イン
バータ１５の発振停止は、負荷検知の時期が、脈
流電圧ピーク時であつたとしても、実際の発振停
止は、脈流電圧谷部にてなされる。
かかる発振停止時、信号は、単安定マルチバ
イブレータ２６、オアゲート２７を介して放電回
路２８を一定時間動作させ、電源電圧の放電を行
なう。
イブレータ２６、オアゲート２７を介して放電回
路２８を一定時間動作させ、電源電圧の放電を行
なう。
この放電について説明するに、GTOサイリス
タ６がオフ状態にあるとき、そのアノード・カソ
ード間電圧ＶGTO（ＶAに等しい）は次式で近似で
きる。
タ６がオフ状態にあるとき、そのアノード・カソ
ード間電圧ＶGTO（ＶAに等しい）は次式で近似で
きる。
ＶGTOＥ−｛ＶO＋RIO）｝exp（−αｔ）cosω
ｔ ここで、Ｅは印加電圧、Ｒはインバータ回路内
の抵抗分、Ｌは、チヨークコイル４、Ｃは共振コ
ンデンサ１２、ＶOはGTOサイリスタがターンオ
フする直前の共振コンデンサ１２の電圧、ＩO
は、GTOサイリスタがターンオフする直前のチ
ヨークコイル４電流、α＝Ｒ／2L，ω＝１／√
である。上式により、負荷検知が高印加電圧
時になされた場合、発振をそのまま継続させた後
の低印加電圧時にGTOサイリスタ６をターン・
オフさせなければ上記電圧ＶGTOは、印加電圧に
比例して上昇することがわかる。これに対処すべ
く、本発明では、発振停止時、平滑コンデンサ５
の充電々荷を放電させて、上式における電圧Ｅを
低下させているのである。かかる放電動作を、脈
流電圧谷部で行なえば、その降下電圧値は、より
一層低いものとなる。かくしてGTOサイリスタ
６を遮断させ続けたとき、現われるアノード・カ
ソード間電圧の上昇は抑制され、同電圧が加わる
GTOサイリスタ６の保護が図れる。
ｔ ここで、Ｅは印加電圧、Ｒはインバータ回路内
の抵抗分、Ｌは、チヨークコイル４、Ｃは共振コ
ンデンサ１２、ＶOはGTOサイリスタがターンオ
フする直前の共振コンデンサ１２の電圧、ＩO
は、GTOサイリスタがターンオフする直前のチ
ヨークコイル４電流、α＝Ｒ／2L，ω＝１／√
である。上式により、負荷検知が高印加電圧
時になされた場合、発振をそのまま継続させた後
の低印加電圧時にGTOサイリスタ６をターン・
オフさせなければ上記電圧ＶGTOは、印加電圧に
比例して上昇することがわかる。これに対処すべ
く、本発明では、発振停止時、平滑コンデンサ５
の充電々荷を放電させて、上式における電圧Ｅを
低下させているのである。かかる放電動作を、脈
流電圧谷部で行なえば、その降下電圧値は、より
一層低いものとなる。かくしてGTOサイリスタ
６を遮断させ続けたとき、現われるアノード・カ
ソード間電圧の上昇は抑制され、同電圧が加わる
GTOサイリスタ６の保護が図れる。
次に、起動と同時に不適性負荷検知がなされた
場合につき説明する。起動時刻t2に発振開始信号
Vstartが入力され、その直後に負荷検知がなされ
たとすると、まず信号Vstartにより起動信号が
フリツプフロツプFF3をセツトし、ゲートオン信
号Voutを出力し、GTOサイリスタ６はターン・
オフとなつて発振を開始する。しかしながら、そ
の直後に、比較器１９出力は、“Ｌ”レベルパ
ルスを発し、フリツプフロツプFF1をリセツト、
続いてフリツプフロツプFF2をリセツトするから
出力は“Ｌ”レベルに反転し、ナンドゲート２
９を閉じる。それ故、オン信号は、このゲート
２９にて遮断され、GTOサイリスタ６へのオン
信号送出は阻止される。かくして、インバータ１
５の発振は、起動直後に停止する。なおこの場合
も放電回路２８が動作し、発振停止と同時に放電
がなされる。
場合につき説明する。起動時刻t2に発振開始信号
Vstartが入力され、その直後に負荷検知がなされ
たとすると、まず信号Vstartにより起動信号が
フリツプフロツプFF3をセツトし、ゲートオン信
号Voutを出力し、GTOサイリスタ６はターン・
オフとなつて発振を開始する。しかしながら、そ
の直後に、比較器１９出力は、“Ｌ”レベルパ
ルスを発し、フリツプフロツプFF1をリセツト、
続いてフリツプフロツプFF2をリセツトするから
出力は“Ｌ”レベルに反転し、ナンドゲート２
９を閉じる。それ故、オン信号は、このゲート
２９にて遮断され、GTOサイリスタ６へのオン
信号送出は阻止される。かくして、インバータ１
５の発振は、起動直後に停止する。なおこの場合
も放電回路２８が動作し、発振停止と同時に放電
がなされる。
従来形式の調理器にあつては、脈流電源電圧ピ
ーク時に負荷検知がなされ、同時にGTOサイリ
スタをターンオフした場合、チヨークコイル４共
振コンデンサ１２の共振により、GTOサイリス
タ等のスイツチング素子に定格電圧を越える約
800V（電源電圧240Vの場合）の電圧がかかり、
これを破壊してしまう事故が発生していたが、本
発明にあつては、発振停止を脈流電源電圧谷部に
同期させ、かつこのとき平滑コンデンサに充電さ
れた電源電圧を放電させるものであるから、スイ
ツチング素子に加わる電圧は、約20Vないし約
200Vの範囲（電源電圧240Vの場合）内におさま
り、素子の上限耐圧より充分低い値とすることが
できる。なお本実施例では、インバータ発振停止
脈流電圧谷部で行ない、同時に電源電圧の放電も
行なつたが、これらの作用の一方のみ、すなわ
ち、電圧谷部に限らず、負荷検知と同時に放電を
行なうことによつても、スイツチング素子印加電
圧を低下させるという目的を達成することができ
る。この場合、スイツチング素子に加わる電圧は
放電回路を付加しない場合に比較して電圧を約２
割低下させることができる。本実施例において、
電力1300Wに設定し、脈流電圧ピーク時に、
GTOサイリスタを遮断した場合、その端子間電
圧は、約680Vとなることが確かめられた。比較
のために同様の回路で、放電回路を動作させなか
つた結果、上記電圧は、約910Vであつた。GTO
サイリスタに限らず、SCRの如き大電流を流す
ことのできるスイツチング素子を使用した場合で
あつても、前記より低い電圧の範囲で前述同様約
２割の電圧降下を達成することができ、かかる放
電作用によつて、スイツチング素子の耐圧保護と
いう目的が達成される。また本願発明において
は、スイツチング素子端子間のスナツパ電圧とイ
ンバータへの直流電源電圧とを比較して負荷の
適、不適を検知しているので、直流電源電圧が変
動して、スナツパ電圧が変化しても、これ等は互
いに比例関係で変し、同一負荷に対して、検知状
態が変わることがなく、安定した負荷検知が行え
る。
ーク時に負荷検知がなされ、同時にGTOサイリ
スタをターンオフした場合、チヨークコイル４共
振コンデンサ１２の共振により、GTOサイリス
タ等のスイツチング素子に定格電圧を越える約
800V（電源電圧240Vの場合）の電圧がかかり、
これを破壊してしまう事故が発生していたが、本
発明にあつては、発振停止を脈流電源電圧谷部に
同期させ、かつこのとき平滑コンデンサに充電さ
れた電源電圧を放電させるものであるから、スイ
ツチング素子に加わる電圧は、約20Vないし約
200Vの範囲（電源電圧240Vの場合）内におさま
り、素子の上限耐圧より充分低い値とすることが
できる。なお本実施例では、インバータ発振停止
脈流電圧谷部で行ない、同時に電源電圧の放電も
行なつたが、これらの作用の一方のみ、すなわ
ち、電圧谷部に限らず、負荷検知と同時に放電を
行なうことによつても、スイツチング素子印加電
圧を低下させるという目的を達成することができ
る。この場合、スイツチング素子に加わる電圧は
放電回路を付加しない場合に比較して電圧を約２
割低下させることができる。本実施例において、
電力1300Wに設定し、脈流電圧ピーク時に、
GTOサイリスタを遮断した場合、その端子間電
圧は、約680Vとなることが確かめられた。比較
のために同様の回路で、放電回路を動作させなか
つた結果、上記電圧は、約910Vであつた。GTO
サイリスタに限らず、SCRの如き大電流を流す
ことのできるスイツチング素子を使用した場合で
あつても、前記より低い電圧の範囲で前述同様約
２割の電圧降下を達成することができ、かかる放
電作用によつて、スイツチング素子の耐圧保護と
いう目的が達成される。また本願発明において
は、スイツチング素子端子間のスナツパ電圧とイ
ンバータへの直流電源電圧とを比較して負荷の
適、不適を検知しているので、直流電源電圧が変
動して、スナツパ電圧が変化しても、これ等は互
いに比例関係で変し、同一負荷に対して、検知状
態が変わることがなく、安定した負荷検知が行え
る。
第１図は、本発明実施例のインバータ部分を示
す回路図、第２図は同例における制御部分および
駆動部分を示す回路図、第３図ａ，ｂは、同例信
号波形図である。 １４…ゲート駆動回路、１５…インバータ、１
６…制御回路、１７…発振駆動回路、２８…放電
回路。
す回路図、第２図は同例における制御部分および
駆動部分を示す回路図、第３図ａ，ｂは、同例信
号波形図である。 １４…ゲート駆動回路、１５…インバータ、１
６…制御回路、１７…発振駆動回路、２８…放電
回路。
Claims (1)
- １ 直流電源と、この直流電源に結ばれ、スイツ
チング素子、誘導加熱コイル、共振コンデンサか
ら成るインバータ回路と、上記インバータ回路の
スイツチング素子端子間のスナツパ電圧を検知す
るスナツパ回路と、このスナツパ回路出力と上記
直流電圧とを比較して上記誘導加熱コイルに近接
配置される調理鍋よりなる負荷の適、不適を判別
する負荷検知手段と、上記負荷検知手段での不適
性負荷検知に連動して動作し、電源電圧を急低下
せしめる電源可変手段を備えたことを特徴とする
誘導加熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6024281A JPS57174884A (en) | 1981-04-20 | 1981-04-20 | Induction heating and cooking device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6024281A JPS57174884A (en) | 1981-04-20 | 1981-04-20 | Induction heating and cooking device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57174884A JPS57174884A (en) | 1982-10-27 |
| JPS6137749B2 true JPS6137749B2 (ja) | 1986-08-26 |
Family
ID=13136508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6024281A Granted JPS57174884A (en) | 1981-04-20 | 1981-04-20 | Induction heating and cooking device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57174884A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0234103U (ja) * | 1988-08-31 | 1990-03-05 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5840838B2 (ja) * | 1977-10-18 | 1983-09-08 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱調理器 |
| JPS54137146A (en) * | 1978-04-17 | 1979-10-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Minor load sensing device of induction heater |
| JPS58835B2 (ja) * | 1978-06-22 | 1983-01-08 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱調理器 |
| JPS5543780A (en) * | 1978-09-21 | 1980-03-27 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Induction heating cooking oven |
-
1981
- 1981-04-20 JP JP6024281A patent/JPS57174884A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0234103U (ja) * | 1988-08-31 | 1990-03-05 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57174884A (en) | 1982-10-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR940005049B1 (ko) | 고주파 가열장치 | |
| US4595814A (en) | Induction heating apparatus utilizing output energy for powering switching operation | |
| JPS6137749B2 (ja) | ||
| JP3443448B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPS6349875B2 (ja) | ||
| JPS598473Y2 (ja) | 周波数変換装置 | |
| JPS6112639B2 (ja) | ||
| JPS6293889A (ja) | 過電流保護回路 | |
| KR960006601B1 (ko) | 고주파 가열장치의 순간 정전 감지회로 | |
| EP0269413A2 (en) | Induction heating circuits for cooking appliances | |
| JPS6112638B2 (ja) | ||
| JPS6342396B2 (ja) | ||
| JPS5947877B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPS6134711Y2 (ja) | ||
| JPS6127874B2 (ja) | ||
| JPH0130269B2 (ja) | ||
| JPS6126761Y2 (ja) | ||
| JPS6059713B2 (ja) | 誘導加熱方式 | |
| KR880000772Y1 (ko) | 발열체의 전력 제어회로(發熱體의 電力制御回路) | |
| JPH0345519B2 (ja) | ||
| JPH0648635B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPH04372580A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH04359890A (ja) | 電子レンジ用電源装置 | |
| JPH02197090A (ja) | トランジスタインバータ | |
| JPS6137748B2 (ja) |