JPS6147383B2 - - Google Patents
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- JPS6147383B2 JPS6147383B2 JP4864477A JP4864477A JPS6147383B2 JP S6147383 B2 JPS6147383 B2 JP S6147383B2 JP 4864477 A JP4864477 A JP 4864477A JP 4864477 A JP4864477 A JP 4864477A JP S6147383 B2 JPS6147383 B2 JP S6147383B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 25
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 11
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 8
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、列えば、渦電流式の変位変換器のよ
うなセンサに適用され、測定変位の大きさに対応
した検出コイルのインピーダンス変化を共振回路
を利用して検出するようにしたインピーダンス変
化検出回路の回路定数設定方法に関するものであ
る。
うなセンサに適用され、測定変位の大きさに対応
した検出コイルのインピーダンス変化を共振回路
を利用して検出するようにしたインピーダンス変
化検出回路の回路定数設定方法に関するものであ
る。
第１図は一般に使用されているインピーダンス
変化検出回路の一例を示す構成図である。図にお
いて、R1，R2は抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｌはそ
のインダクダンス変化が検出されるコイルであ
る。ここで、抵抗R2はコイルＬの抵抗分を表わ
している。抵抗R2、コンデンサＣ、コイルＬは
図示の如く平列共振回路を構成し、この並列振回
路は抵抗R1と直列に接続されている。以下、こ
の接続点Ａを中点と呼ぶことにする。OSCは電
源、SRは中点Ａより検出される出力電圧ｅputを
電源電圧ｅiにより同期整流する同期整流回路で
ある。また、一般にこのような検出回路において
は、並列共振回路のＱ値（ωＬ／R2は10以上の
値に選ばれている。さらに、抵抗R1の大きさ
は、最適な出力電圧ｅputを得るために、コイル
ＬのインピーダンスωＬに比べて概ねＱωＬ／
R1≒１となるように選ばれるもので、通常この
ＱωＬ／R1の値は0.1〜10の範囲に入つていれば
よい。なお、実際の数値例を示せば、R1＝850
Ω，R2＝1.3Ω，Ｌ＝12μＨ，Ｃ＝1500pFで、並
列共振回路の共振周波数は約1.2MHzである。
変化検出回路の一例を示す構成図である。図にお
いて、R1，R2は抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｌはそ
のインダクダンス変化が検出されるコイルであ
る。ここで、抵抗R2はコイルＬの抵抗分を表わ
している。抵抗R2、コンデンサＣ、コイルＬは
図示の如く平列共振回路を構成し、この並列振回
路は抵抗R1と直列に接続されている。以下、こ
の接続点Ａを中点と呼ぶことにする。OSCは電
源、SRは中点Ａより検出される出力電圧ｅputを
電源電圧ｅiにより同期整流する同期整流回路で
ある。また、一般にこのような検出回路において
は、並列共振回路のＱ値（ωＬ／R2は10以上の
値に選ばれている。さらに、抵抗R1の大きさ
は、最適な出力電圧ｅputを得るために、コイル
ＬのインピーダンスωＬに比べて概ねＱωＬ／
R1≒１となるように選ばれるもので、通常この
ＱωＬ／R1の値は0.1〜10の範囲に入つていれば
よい。なお、実際の数値例を示せば、R1＝850
Ω，R2＝1.3Ω，Ｌ＝12μＨ，Ｃ＝1500pFで、並
列共振回路の共振周波数は約1.2MHzである。
このように構成されたインピーダンス変化検出
回路において、コンルＬのインダクタンス変化を
検出しようとした場合、従来は最良の特性を得る
ために並列共振回路が共振状態となるように回路
定数を設定していた。しかしながら、並列共振回
路を共振状態で使用することは、中点Ａの出力電
圧ｅputを直接交流電圧計等に指示されるような
場合には最適といえるが、図のように中点Ａの出
力電圧ｅputを電源電圧ｅiにより同期整流する場
合には、必ずしも最適の動作状態とはいえない。
したがつて、検出回路の回路定数をなんらかのか
たちで変更しなければならないが、特に共振回路
の回路定数を共振状態以外の点に設定すること
は、明確な設定目標等がなければ困難である。
回路において、コンルＬのインダクタンス変化を
検出しようとした場合、従来は最良の特性を得る
ために並列共振回路が共振状態となるように回路
定数を設定していた。しかしながら、並列共振回
路を共振状態で使用することは、中点Ａの出力電
圧ｅputを直接交流電圧計等に指示されるような
場合には最適といえるが、図のように中点Ａの出
力電圧ｅputを電源電圧ｅiにより同期整流する場
合には、必ずしも最適の動作状態とはいえない。
したがつて、検出回路の回路定数をなんらかのか
たちで変更しなければならないが、特に共振回路
の回路定数を共振状態以外の点に設定すること
は、明確な設定目標等がなければ困難である。
本発明は、上記のように中点Ａの出力電圧ｅpu
ｔを電源電圧ｅiにより同期整流して取り出すよう
にしたインピーダンス変化検出回路の回路定数の
設定を容易に行なうことができ、しかも高感度で
Ｓ／Ｎ比の良好な回路を実現することのできるイ
ンピーダンス変化検出回路の回路定数設定方法を
提供することを目的としたものである。
ｔを電源電圧ｅiにより同期整流して取り出すよう
にしたインピーダンス変化検出回路の回路定数の
設定を容易に行なうことができ、しかも高感度で
Ｓ／Ｎ比の良好な回路を実現することのできるイ
ンピーダンス変化検出回路の回路定数設定方法を
提供することを目的としたものである。
本発明のインピーダンス変化検出回路の回路定
数設定方法は、回路定数設定の目標として抵抗と
並列共振回路との接続点に現われる電圧の位相
（以下、単に中点の位相という）に着目し、この
位相が電源電圧に対して特定な関係となるように
回路定数を設定するものである。
数設定方法は、回路定数設定の目標として抵抗と
並列共振回路との接続点に現われる電圧の位相
（以下、単に中点の位相という）に着目し、この
位相が電源電圧に対して特定な関係となるように
回路定数を設定するものである。
以下、図面を用いて本発明のインピーダンス変
化検出回路の回路定数方法を説明する。前記した
第１図のインピーダンス変化検出回路において、
電源電圧ｅiと出力電圧ｅputとの関係を、 ｅｐｕｔ／ｅｉ＝１／ａ＋ｊｂ＝Ｘ＋jY と表現すると、 Ｘ＝ａ／ａ２＋ｂ２ Ｙ＝−ｂ／ａ２＋ｂ２ ａ＝１＋Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋ω２Ｌ２ ｂ＝R1（ωＣ−ωＬ／Ｒ〓＋ω２Ｌ２） となる。ここで、抵抗R1は固定抵抗で、変動
しないものとし、また、平列共振回路のＱ値およ
び抵抗R1の値との関係からωＬ／Ｒ１＜１であり、かつ Ｒ１Ｒ２／ω２Ｌ２＜１とすれば、ω，Ｌ，Ｃの小さな
変化に 対してａはほぼ一定で、ａの変化は小さいが、ｂ
の値は大幅に変化することになる。このため上記
Ｘ，Ｙの式からｂを消去して、実数部をＸ、虚数
部をＹにとる座標に変換すれば、 ｛Ｘ−1/2（１―Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ２
）｝２＋Y2 ＝1/4（１−Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ
２）２ なる式が得られる。
化検出回路の回路定数方法を説明する。前記した
第１図のインピーダンス変化検出回路において、
電源電圧ｅiと出力電圧ｅputとの関係を、 ｅｐｕｔ／ｅｉ＝１／ａ＋ｊｂ＝Ｘ＋jY と表現すると、 Ｘ＝ａ／ａ２＋ｂ２ Ｙ＝−ｂ／ａ２＋ｂ２ ａ＝１＋Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋ω２Ｌ２ ｂ＝R1（ωＣ−ωＬ／Ｒ〓＋ω２Ｌ２） となる。ここで、抵抗R1は固定抵抗で、変動
しないものとし、また、平列共振回路のＱ値およ
び抵抗R1の値との関係からωＬ／Ｒ１＜１であり、かつ Ｒ１Ｒ２／ω２Ｌ２＜１とすれば、ω，Ｌ，Ｃの小さな
変化に 対してａはほぼ一定で、ａの変化は小さいが、ｂ
の値は大幅に変化することになる。このため上記
Ｘ，Ｙの式からｂを消去して、実数部をＸ、虚数
部をＹにとる座標に変換すれば、 ｛Ｘ−1/2（１―Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ２
）｝２＋Y2 ＝1/4（１−Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ
２）２ なる式が得られる。
したがつて、前記した回路条件から
1/2（１−Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ２）はほ
ぼ一定となる ので、抵抗R1R2、コンデンサＣ、コイルＬの各
インピーダンスおよび電源電圧ｅiの角周波数ω
のどのパラメータが変化しても、前記Ｘ＋jYの
点は、Ｘ−Ｙ座標上において、半径ｒ ｒ＝1/2（１−Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ２
）(1) の円周上を動くことになる。ここで、このＸ＋
jYは、前記したように電源電圧ｅiと出力電圧ｅp
ｕｔとの関係（電圧伝達係数）を表わしたものであ
るので、電源電圧ｅiとして単位電圧（ｅi＝１）
を印加した場合には、原点とＸ＋jYの点を結ぶ
ベクトルがそのまま出力電圧ｅputを表わすこと
になる。第２図はこの様子を示したものである。
ぼ一定となる ので、抵抗R1R2、コンデンサＣ、コイルＬの各
インピーダンスおよび電源電圧ｅiの角周波数ω
のどのパラメータが変化しても、前記Ｘ＋jYの
点は、Ｘ−Ｙ座標上において、半径ｒ ｒ＝1/2（１−Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ２
）(1) の円周上を動くことになる。ここで、このＸ＋
jYは、前記したように電源電圧ｅiと出力電圧ｅp
ｕｔとの関係（電圧伝達係数）を表わしたものであ
るので、電源電圧ｅiとして単位電圧（ｅi＝１）
を印加した場合には、原点とＸ＋jYの点を結ぶ
ベクトルがそのまま出力電圧ｅputを表わすこと
になる。第２図はこの様子を示したものである。
このように、インピーダンス変化検出回路を構
成する各パラメータの変動に対して、出力電圧ｅ
putの軌跡が半径ｒの円周上を動くことがわかつ
たが、このようなＬ−Ｃ並列共振回路の特性を調
べることは、各パラメータの変動に対して、出力
電圧ｅputの軌跡がどのような形で円周上を動く
かを調べることに対応する。
成する各パラメータの変動に対して、出力電圧ｅ
putの軌跡が半径ｒの円周上を動くことがわかつ
たが、このようなＬ−Ｃ並列共振回路の特性を調
べることは、各パラメータの変動に対して、出力
電圧ｅputの軌跡がどのような形で円周上を動く
かを調べることに対応する。
第２図において、半径r′がΔｒ、位相角θがΔ
θ変動した場合の出力変動Δｅputは次式のよう
に表わされる。
θ変動した場合の出力変動Δｅputは次式のよう
に表わされる。
この様子を第３図に示す。すなわち、第３図は
ベクトルｅputの大きさおよび方向を決定する要
素である半径ｒ、位相角θが変化した場合におけ
るベクトルｅputの変化量Δｅputの様子を図示し
たものである。上式におけるα，θ，ｒの関係は
次式の通りである。
ベクトルｅputの大きさおよび方向を決定する要
素である半径ｒ、位相角θが変化した場合におけ
るベクトルｅputの変化量Δｅputの様子を図示し
たものである。上式におけるα，θ，ｒの関係は
次式の通りである。
α＝２θ (3)
θ＝tan-1−ｂ／ａ (4)
ｒ＝1/2（１−Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋Ｒ１Ｒ２＋ω２Ｌ２
）(5) ここで、 ａ＝１＋Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋ω２Ｌ２ (6) ｂ＝R1（ωＣ−ωＬ／Ｒ〓＋ω２Ｌ２） (7) (2)式を変形すると次のようになる。
）(5) ここで、 ａ＝１＋Ｒ１Ｒ２／Ｒ〓＋ω２Ｌ２ (6) ｂ＝R1（ωＣ−ωＬ／Ｒ〓＋ω２Ｌ２） (7) (2)式を変形すると次のようになる。
ここで、ｘはR1，R2，Ｃ，Ｌ，ωのいずれか
１つを示すものである。(8)式はインピーダンス変
化検出回路を構成するパラメータがΔｘ変動した
とき、出力電圧ｅputがどの程度変動するか、さ
なわち出力感度を示したもので、ｄθ／dx，
dr／dxが計算可能な関数であれば、各パラメー
タに対してΔｅputを解析的に求めることができ
る。
１つを示すものである。(8)式はインピーダンス変
化検出回路を構成するパラメータがΔｘ変動した
とき、出力電圧ｅputがどの程度変動するか、さ
なわち出力感度を示したもので、ｄθ／dx，
dr／dxが計算可能な関数であれば、各パラメー
タに対してΔｅputを解析的に求めることができ
る。
次に出力感度deput／dx（以下、Δｅput（ｘ）
と書く）を考えてみる。前記した(4)，(5)式からｄ
θ／dx，dr／dxをそのまま計算しても良いが、
計算式が複雑となるため、実用上さしつかえない
範囲で省略を行ない計算する。前記したように、
通常使用されるインピーダンス変化検出回路にお
いては、そのコイルＬのインピーダンスωＬと抵
抗R2の比はωＬ／R2≫１で、またR1≫R2と考え
てもさしつかえないため、前記した(4)，(5)式は次
の(9)，(10)式のようになる。
と書く）を考えてみる。前記した(4)，(5)式からｄ
θ／dx，dr／dxをそのまま計算しても良いが、
計算式が複雑となるため、実用上さしつかえない
範囲で省略を行ない計算する。前記したように、
通常使用されるインピーダンス変化検出回路にお
いては、そのコイルＬのインピーダンスωＬと抵
抗R2の比はωＬ／R2≫１で、またR1≫R2と考え
てもさしつかえないため、前記した(4)，(5)式は次
の(9)，(10)式のようになる。
θ＝tan-1｛−Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２R1（ωＣ−１
／ωＬ）｝(9) ｒ＝1/2（１−１／１＋Ｑ１Ｑ２） (10) ただし、Q1，Q2は次式のように示される。
／ωＬ）｝(9) ｒ＝1/2（１−１／１＋Ｑ１Ｑ２） (10) ただし、Q1，Q2は次式のように示される。
Q1＝ωＬ／Ｒ１ (11)
Q2＝ωＬ／Ｒ２ (12)
ここで、共振点近傍においてQ1，Q2があまり
変化しないと仮定すれが、ｄθ／dx，dr／dxは
（13）〜（16）式で表わすことができる。
変化しないと仮定すれが、ｄθ／dx，dr／dxは
（13）〜（16）式で表わすことができる。
ｄθ／ｄω＝−Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２R1（Ｃ＋１／
ω２Ｌ）cos2θ(13) ｄθ／ｄＬ＝−Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２・Ｒ１／ωＬ
２cos2θ(14) ｄθ／ｄＣ＝−Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２R1ωcos2θ(1
5) ｄｒ／ｄω＝ｄｒ／ｄＬ＝ｄｒ／ｄＣ≒０(16) なお、R1R2は変化しないものとして、それに
対する式は省略する。
ω２Ｌ）cos2θ(13) ｄθ／ｄＬ＝−Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２・Ｒ１／ωＬ
２cos2θ(14) ｄθ／ｄＣ＝−Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２R1ωcos2θ(1
5) ｄｒ／ｄω＝ｄｒ／ｄＬ＝ｄｒ／ｄＣ≒０(16) なお、R1R2は変化しないものとして、それに
対する式は省略する。
（13）〜（16）式で求めた関係を(8)式に代入し
て出力感度Δｅput（ｘ）を計算する。
て出力感度Δｅput（ｘ）を計算する。
Δｅput（ω）＝−ｒ・２Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２
R1（Ｃ＋１／ω２Ｌ）cos2θΔω (17)
Δｅput(L)＝−r.2Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２
・Ｒ１／ωＬ２cos2θΔＬ (18)
Δｅput(C)＝−r.2Ｑ１Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２
R1cos2θΔＣ (19)
（17）〜（19）式に(9)式を代入して整理する
と、（20）〜（22）式となる。
と、（20）〜（22）式となる。
Δｅput（ω）＝ｒ｛sinα
−２Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２（１＋cosα）｝Δω／
ω(20) Δｅput(L)＝−Ｑ２ｒ／１＋Ｑ１Ｑ２（１＋cosα）
ΔＬ／Ｌ(21) Δｅput(C)＝ｒ｛sinα −Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２（１＋cosα）｝ΔＣ／Ｃ(
22) （20），（22）式において、本回路は、前記した
ように共振点近傍で使用することを前提としたも
のであり、共振点大きく外れた点（１＋cosαが
ほぼ０となるような点）で使用されることはない
ので、Q1＜１，Q2≫１であり、Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２＞１
と なることを考えあわせると、sinαの項はほとん
ど省略することができ、インダクタンス、キヤパ
シタンス変動に対する出力感度はほぼ等しく、周
波数変動に対する出力感度はその約２倍である。
ω(20) Δｅput(L)＝−Ｑ２ｒ／１＋Ｑ１Ｑ２（１＋cosα）
ΔＬ／Ｌ(21) Δｅput(C)＝ｒ｛sinα −Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２（１＋cosα）｝ΔＣ／Ｃ(
22) （20），（22）式において、本回路は、前記した
ように共振点近傍で使用することを前提としたも
のであり、共振点大きく外れた点（１＋cosαが
ほぼ０となるような点）で使用されることはない
ので、Q1＜１，Q2≫１であり、Ｑ２／１＋Ｑ１Ｑ２＞１
と なることを考えあわせると、sinαの項はほとん
ど省略することができ、インダクタンス、キヤパ
シタンス変動に対する出力感度はほぼ等しく、周
波数変動に対する出力感度はその約２倍である。
ここで、ｒおよびＱ２／１＋Ｑ１Ｑ２が一定と考えれ
ば、 （20）〜（22）式で与えられる出力感度はαすな
わち中点Ａの位相角θのみの関数となり、出力感
度を考える際、ω，Ｌ，Ｃ，R1，R2の全パラメ
ータについて考える必要がなくなる。
ば、 （20）〜（22）式で与えられる出力感度はαすな
わち中点Ａの位相角θのみの関数となり、出力感
度を考える際、ω，Ｌ，Ｃ，R1，R2の全パラメ
ータについて考える必要がなくなる。
（20）〜（22）式において出力感度Δｅput
（ｘ）は位相角θのみの関数として示されるの
で、最大感度を得る位相角θはｄΔｅｐｕｔ（ｘ）／ｄ
α＝０と なるαを求めればよいことになる。
（ｘ）は位相角θのみの関数として示されるの
で、最大感度を得る位相角θはｄΔｅｐｕｔ（ｘ）／ｄ
α＝０と なるαを求めればよいことになる。
ｄΔｅｐｕｔ（ω）／ｄα＝rsin（α＋β１）Δω／
ω(23) ｄΔｅｐｕｔ(L)／ｄα＝ｒＱ２／１＋Ｑ１Ｑ２sinα
ΔＬ／Ｌ(24) ｄΔｅｐｕｔ(C)／ｄα＝rsin（α＋β２）ΔＣ／Ｃ(
25) ただし、β１，β２は次式で示される。
ω(23) ｄΔｅｐｕｔ(L)／ｄα＝ｒＱ２／１＋Ｑ１Ｑ２sinα
ΔＬ／Ｌ(24) ｄΔｅｐｕｔ(C)／ｄα＝rsin（α＋β２）ΔＣ／Ｃ(
25) ただし、β１，β２は次式で示される。
β１＝tan-1１＋Ｑ１Ｑ２／２Ｑ２ (26)
β２＝tan-1１＋Ｑ１Ｑ２／Ｑ２ (27)
（23）〜（25）式より感度が最大となるαは、
αΔｅput（ω）＝−β１ (23)
αΔｅput(L)＝０ (29)
αΔｅput(C)＝−β２ (30)
となる。上式におけるαΔｅput（ｘ）は、それ
ぞれω，Ｌ，Ｃが微少変動した場合に出力感度が
最大となるαの値である。（28）〜（30）式にお
いて、１＋Ｑ１Ｑ２／Ｑ２＜１であるので、ω，Ｌ，Ｃ
の変 動に対する出力感度はα＝０、つまり共振点近傍
で最大となることがわかる。
ぞれω，Ｌ，Ｃが微少変動した場合に出力感度が
最大となるαの値である。（28）〜（30）式にお
いて、１＋Ｑ１Ｑ２／Ｑ２＜１であるので、ω，Ｌ，Ｃ
の変 動に対する出力感度はα＝０、つまり共振点近傍
で最大となることがわかる。
以上の解析は、前記した如く中点Ａに現われる
出力電圧ｅputを直接交流電圧計等に指示させる
ような場合に成立する関係式であつた。このた
め、上記の結果を第１図に示されるような同期整
流回路を含むインピーダンス変化検出回路に適用
することは困難である。したがつて、次に中点Ａ
に現われる出力電圧ｅputを電源電圧ｅiで同期整
流する場合における最適値αを求めてみる。
出力電圧ｅputを直接交流電圧計等に指示させる
ような場合に成立する関係式であつた。このた
め、上記の結果を第１図に示されるような同期整
流回路を含むインピーダンス変化検出回路に適用
することは困難である。したがつて、次に中点Ａ
に現われる出力電圧ｅputを電源電圧ｅiで同期整
流する場合における最適値αを求めてみる。
第４図に示される如く、同期整流出力の位相方
向をａ、中点Ａの出力変化分Δｅputの方向をｂ
とすると、Δｅputはαの変化分によるものだけ
であるから、中点Ａの位相角θにおける出力変化
分Δｅputと電源電圧ｅiとの位相角は（π／２−α） となる。この状態において、インダクタンスＬが
ΔＬだけ変化した場合の同期整流出力Ｖputは次
式により求められる。
向をａ、中点Ａの出力変化分Δｅputの方向をｂ
とすると、Δｅputはαの変化分によるものだけ
であるから、中点Ａの位相角θにおける出力変化
分Δｅputと電源電圧ｅiとの位相角は（π／２−α） となる。この状態において、インダクタンスＬが
ΔＬだけ変化した場合の同期整流出力Ｖputは次
式により求められる。
Ｖput＝−ｒｅｉＱ２／１＋Ｑ１Ｑ２（１＋cosα）
sin（π／２−α）ΔＬ／Ｌ＝−ｒｅｉＱ２／１
＋Ｑ１Ｑ２ （sinα＋1/2sin2α）ΔＬ／Ｌ (31) （31）式において最大感度となるαは前記した
（24）式と同様にしてｄＶｐｕｔ／ｄα＝０となる点を
求めれ ばよく、（31）式をαで微分すると、 ｄＶｐｕｔ／ｄα＝−ｒｅｉＱ２／１＋Ｑ１Ｑ２ （cosα＋cos2α）ΔＬ／Ｌ (32) となり、求めるαは±π／３，πの２点が存在するこ とになる。ここでα＝πの点は感度が零の点であ
るので、現実に使用できる最適値はα＝±π／３であ り、この時の位相角θはθ＝±π／６となる。この点 は前述したように最大感度となる点であるが、さ
らにdVput／ｄα＝０ということを考えれば、外
乱によりＬ，Ｃ等のパラメータが微少変化しても
感度は変化せず、例えば温度変化等の外乱に対し
ても影響を受けない点である。
＋Ｑ１Ｑ２ （sinα＋1/2sin2α）ΔＬ／Ｌ (31) （31）式において最大感度となるαは前記した
（24）式と同様にしてｄＶｐｕｔ／ｄα＝０となる点を
求めれ ばよく、（31）式をαで微分すると、 ｄＶｐｕｔ／ｄα＝−ｒｅｉＱ２／１＋Ｑ１Ｑ２ （cosα＋cos2α）ΔＬ／Ｌ (32) となり、求めるαは±π／３，πの２点が存在するこ とになる。ここでα＝πの点は感度が零の点であ
るので、現実に使用できる最適値はα＝±π／３であ り、この時の位相角θはθ＝±π／６となる。この点 は前述したように最大感度となる点であるが、さ
らにdVput／ｄα＝０ということを考えれば、外
乱によりＬ，Ｃ等のパラメータが微少変化しても
感度は変化せず、例えば温度変化等の外乱に対し
ても影響を受けない点である。
したがつて、第１図に示す如きインピーダンス
変化検出回路において最良の特性を得るために
は、抵抗R1R2、コンデンサＣ、コイルＬの各値
自体を問題とするのではなく、中点Ａの位相角θ
が電源電圧ｅiに対して＋30゜または−30゜近傍
となるように回路定数を設定すればよいことにな
る。
変化検出回路において最良の特性を得るために
は、抵抗R1R2、コンデンサＣ、コイルＬの各値
自体を問題とするのではなく、中点Ａの位相角θ
が電源電圧ｅiに対して＋30゜または−30゜近傍
となるように回路定数を設定すればよいことにな
る。
また、上記の計算は第２図に示すベクトル図に
おいて半径ｒが変動しないものとして導いたもの
であるが、ベクトル図より同期整流出力Ｖputを
計算すると、 Ｖput＝ｅput・ｅi＝ｅi 2rcosα (33) となり、α＝±π／２に設定することになりrcosαの 項を零とするとができ、αの変動に伴つて得られ
る信号や次式のように求められる。
おいて半径ｒが変動しないものとして導いたもの
であるが、ベクトル図より同期整流出力Ｖputを
計算すると、 Ｖput＝ｅput・ｅi＝ｅi 2rcosα (33) となり、α＝±π／２に設定することになりrcosαの 項を零とするとができ、αの変動に伴つて得られ
る信号や次式のように求められる。
Ｖput＝ｅi 2rcos（π／２−Δα）＝ｅi 2rsinΔα(34
) したがつて、中点Ａの位相角θを＋45゜または
−45゜近傍とすることにより、コイルＬの抵抗
R2の影響を受けにくい回路とすることができ
る。
) したがつて、中点Ａの位相角θを＋45゜または
−45゜近傍とすることにより、コイルＬの抵抗
R2の影響を受けにくい回路とすることができ
る。
第５図は本発明の回路定数設定方法を適用すべ
きインピーダンス変化検出回路の他の実施例を示
す構成図である。図において、第１図と同様のも
のは同一符号を付して示す。R3R4は抵抗であ
る。図に示すインピーダンス変化検出回路は、共
振回路を有するブリツジを利用したものである。
共振回路を有するブリツジにおいて、ブリツジを
平衡状態から意識的にずらした状態で使用して、
妨害信号の影響を受けないように構成したものを
特にアンバランスブリツジと呼んでいる。このよ
うなブリツジの回路定数を設定する場合、普通の
ブリツジにおいてはブリツジが平衡するように設
定すればよいので、比較的容易に回路定数を設定
することができるが、アンバランスブリツジにお
いては平衡状態に設定するのではなく、妨害信号
によつては出力信号の振幅が変化しない状態に設
定しなければならないので、設定のための明確な
目標がない場合には最適の回路定数を求めること
は困難である。
きインピーダンス変化検出回路の他の実施例を示
す構成図である。図において、第１図と同様のも
のは同一符号を付して示す。R3R4は抵抗であ
る。図に示すインピーダンス変化検出回路は、共
振回路を有するブリツジを利用したものである。
共振回路を有するブリツジにおいて、ブリツジを
平衡状態から意識的にずらした状態で使用して、
妨害信号の影響を受けないように構成したものを
特にアンバランスブリツジと呼んでいる。このよ
うなブリツジの回路定数を設定する場合、普通の
ブリツジにおいてはブリツジが平衡するように設
定すればよいので、比較的容易に回路定数を設定
することができるが、アンバランスブリツジにお
いては平衡状態に設定するのではなく、妨害信号
によつては出力信号の振幅が変化しない状態に設
定しなければならないので、設定のための明確な
目標がない場合には最適の回路定数を求めること
は困難である。
本発明のインピーダンス変化検出回路の回路定
数設定方法は、このようなアンバランスブリツジ
に適用して特に効果的である。第５図に示すごと
きブリツジにおいてその回路定数を設定する際、
前記した第１図の回路の場合と同様にブリツジの
中点Ａの位の位相が電源電圧ｅiに対して＋30゜
または−30゜近傍となるように回路定数を設定す
れば、アンバランスブリツジにおける回路定数の
設定を容易に行なうことができる。
数設定方法は、このようなアンバランスブリツジ
に適用して特に効果的である。第５図に示すごと
きブリツジにおいてその回路定数を設定する際、
前記した第１図の回路の場合と同様にブリツジの
中点Ａの位の位相が電源電圧ｅiに対して＋30゜
または−30゜近傍となるように回路定数を設定す
れば、アンバランスブリツジにおける回路定数の
設定を容易に行なうことができる。
なお、上記の説明では本発明の回路定数の設定
方法をコイルのインダクタンス変化の検出回路に
適用した場合について例示したが、コンデンサの
キヤパシタンス変化の検出回路にも同様に適用す
ることができる。また、第５図において、その一
辺に測定用のコイルまたはコンデンサを含む並列
共振回路を有するブリツジを例示したが、他の一
辺に温度補償用の並列共振回路を有するブリツジ
においても同様の方法で回路定数を設定すること
ができる。
方法をコイルのインダクタンス変化の検出回路に
適用した場合について例示したが、コンデンサの
キヤパシタンス変化の検出回路にも同様に適用す
ることができる。また、第５図において、その一
辺に測定用のコイルまたはコンデンサを含む並列
共振回路を有するブリツジを例示したが、他の一
辺に温度補償用の並列共振回路を有するブリツジ
においても同様の方法で回路定数を設定すること
ができる。
以上設明したように本発明のインピーダンス変
化検出回路の回路定数設定方法においては、抵抗
と並列共振回路との接続点の位相に着目し、この
位相が電源電圧に対して＋30゜または−30゜近傍
となるように回路定数を設定するようにしている
ので、高感度でしかもＳ／Ｎ比の良好な検出回路
を得ることのできる回路定数の設定を簡単な計算
により行なうことができる。また、設定の目標が
明確であるので、回路定数の変更も容易である。
化検出回路の回路定数設定方法においては、抵抗
と並列共振回路との接続点の位相に着目し、この
位相が電源電圧に対して＋30゜または−30゜近傍
となるように回路定数を設定するようにしている
ので、高感度でしかもＳ／Ｎ比の良好な検出回路
を得ることのできる回路定数の設定を簡単な計算
により行なうことができる。また、設定の目標が
明確であるので、回路定数の変更も容易である。
第１図および第５図は本発明のインピーダンス
変化検出回路の回路定数設定方法を適用すべき検
出回路の例を示す構成図、第２図〜第４図は第１
図のインピーダンス変化検出回路の動作を示すベ
クトル図である。 OSC……電源、SR……同期整流回路。
変化検出回路の回路定数設定方法を適用すべき検
出回路の例を示す構成図、第２図〜第４図は第１
図のインピーダンス変化検出回路の動作を示すベ
クトル図である。 OSC……電源、SR……同期整流回路。
Claims (1)
- １ 抵抗と並列共振回路との直列回路と、この直
列回路に交流電圧を印加する電源と、前記直列回
路の抵抗と平列共振回路との接続点に現われる電
圧を電源電圧により同期整流する同期整流回路と
を具備したインピーダンス変化検出回路におい
て、前記直列回路の抵抗と並列共振回路との接続
点に現われる電圧の位相が前記電源電圧に対して
＋30゜または−30゜近傍となるように回路定数を
設定するようにしてなるインピーダンス変化検出
回路の回路定数設定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4864477A JPS53133471A (en) | 1977-04-27 | 1977-04-27 | Circuit constant setting method of impedance change detecting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4864477A JPS53133471A (en) | 1977-04-27 | 1977-04-27 | Circuit constant setting method of impedance change detecting circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53133471A JPS53133471A (en) | 1978-11-21 |
| JPS6147383B2 true JPS6147383B2 (ja) | 1986-10-18 |
Family
ID=12809063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4864477A Granted JPS53133471A (en) | 1977-04-27 | 1977-04-27 | Circuit constant setting method of impedance change detecting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS53133471A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20220100180A (ko) * | 2021-01-08 | 2022-07-15 | 유한책임회사 도요엔지니어링 | 팜측 사이드커버의 탈착이 편리한 낚시 릴 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI20085456A7 (fi) * | 2008-05-15 | 2009-11-16 | Valtion Teknillinen Tutkimuskeskus | Menetelmä ja laitteisto sähköisen koodin tunnistamiseksi |
-
1977
- 1977-04-27 JP JP4864477A patent/JPS53133471A/ja active Granted
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20220100180A (ko) * | 2021-01-08 | 2022-07-15 | 유한책임회사 도요엔지니어링 | 팜측 사이드커버의 탈착이 편리한 낚시 릴 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53133471A (en) | 1978-11-21 |
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