JPS6149742B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6149742B2 JPS6149742B2 JP15876477A JP15876477A JPS6149742B2 JP S6149742 B2 JPS6149742 B2 JP S6149742B2 JP 15876477 A JP15876477 A JP 15876477A JP 15876477 A JP15876477 A JP 15876477A JP S6149742 B2 JPS6149742 B2 JP S6149742B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplitude
- signal
- output
- control
- level
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は自動振幅制御回路に係り、特に磁気デ
イスク装置におけるヘツド効率のばらつきや媒体
の不均一等による信号の振幅変動を吸収するため
の自動振幅制御方式に関するものである。
イスク装置におけるヘツド効率のばらつきや媒体
の不均一等による信号の振幅変動を吸収するため
の自動振幅制御方式に関するものである。
磁気デイスク装置においては、ヘツド効率のば
らつき、媒体の不均一性、ヘツドの浮上特性の不
安定、あるいは素子の経時変化等により、磁気デ
イスクの同一トラツク上でも読出し信号に振幅変
動があり、さらにインナー・トラツクとアウタ
ー・トラツクの信号間にもレベル差が生じてい
る。
らつき、媒体の不均一性、ヘツドの浮上特性の不
安定、あるいは素子の経時変化等により、磁気デ
イスクの同一トラツク上でも読出し信号に振幅変
動があり、さらにインナー・トラツクとアウタ
ー・トラツクの信号間にもレベル差が生じてい
る。
第１図は、従来の磁気デイスク装置の自動振幅
制御方式を示すブロツク図、第２図は第１図の
AGC特性曲線図、第３図は第１図の振幅弁別器
とローパスフイルタの一部の接続図、第４図ａ，
ｂは第１図の入力および出力波形図である。
制御方式を示すブロツク図、第２図は第１図の
AGC特性曲線図、第３図は第１図の振幅弁別器
とローパスフイルタの一部の接続図、第４図ａ，
ｂは第１図の入力および出力波形図である。
いま、第４図ａに示すような入力信号Ｖsiが可
変利得増幅器GCAで増幅され、振幅弁別器DET
で検波されると、実線に示すような検波出力Ｖd
が得られるので、これをローパス・フイルタLF
に通過させることにより点線のような直流の制御
信号ＶAGCを得る。この制御信号ＶAGCで増幅器
GCAの利得Ｇを制御すると、第２図に示すよう
に、制御信号ＶAGCの直流レベルが大きいときに
は利得Ｇは下り、直流レベルが小さいときには利
得Ｇは上る。
変利得増幅器GCAで増幅され、振幅弁別器DET
で検波されると、実線に示すような検波出力Ｖd
が得られるので、これをローパス・フイルタLF
に通過させることにより点線のような直流の制御
信号ＶAGCを得る。この制御信号ＶAGCで増幅器
GCAの利得Ｇを制御すると、第２図に示すよう
に、制御信号ＶAGCの直流レベルが大きいときに
は利得Ｇは下り、直流レベルが小さいときには利
得Ｇは上る。
そこで、曲線上の適当な点Ｐを選び、一定の範
囲内の利得ＧU〜ＧDが得られるようにしている。
囲内の利得ＧU〜ＧDが得られるようにしている。
通常、入力信号Ｖsiはヘツド、空隙、媒体等に
より制限を受け、データ・パターンによつて振幅
に違いが生じる。したがつて、検波出力Ｖd、制
御信号ＶAGCも入力信号Ｖsiの振幅の違いに応じ
て変化するので、この制御信号ＶAGCで出力信号
ＶSOを制御すると、第４図ｂに示すように出力信
号Ｖspは一部振幅増大する部分Ａおよび減少する
部分Ｂが生じる。ピーク点の検出は一般的に、原
波形をコンパレータで一定のレベルでスライスし
たとき、そのレベルを超えた出力と、その出力を
微分した信号における傾斜零の点に対応する出力
すなわち微分零交差出力とのアンド条件によつて
作成する。この場合、原波形のレベル変動が大き
いと、制御量が大きくなるため定常状態に落着く
迄のレベル変動が大きくなり、上述のコンパレー
タのスライスレベルの設定マージンが減少して、
ピーク検出を正しく行うことができる範囲が狭く
なり、ピーク点の確実な検出が困難になる。なお
同図においてCLVLは制御目標レベルを示し、定
常状態ではこのレベルに収斂する。
より制限を受け、データ・パターンによつて振幅
に違いが生じる。したがつて、検波出力Ｖd、制
御信号ＶAGCも入力信号Ｖsiの振幅の違いに応じ
て変化するので、この制御信号ＶAGCで出力信号
ＶSOを制御すると、第４図ｂに示すように出力信
号Ｖspは一部振幅増大する部分Ａおよび減少する
部分Ｂが生じる。ピーク点の検出は一般的に、原
波形をコンパレータで一定のレベルでスライスし
たとき、そのレベルを超えた出力と、その出力を
微分した信号における傾斜零の点に対応する出力
すなわち微分零交差出力とのアンド条件によつて
作成する。この場合、原波形のレベル変動が大き
いと、制御量が大きくなるため定常状態に落着く
迄のレベル変動が大きくなり、上述のコンパレー
タのスライスレベルの設定マージンが減少して、
ピーク検出を正しく行うことができる範囲が狭く
なり、ピーク点の確実な検出が困難になる。なお
同図においてCLVLは制御目標レベルを示し、定
常状態ではこのレベルに収斂する。
この対策として、従来、データのランダム性を
仮定して、フイルタLFの時定数を十分大きくす
る方法、およびトラツクの特定な部分（例えばオ
ール“１”）でループをオンにして入力レベルを
サンプルし、制御信号ＶAGCを固定する一方、ル
ープをオフにしたときにはそのレベルを保持する
AGCループ制御方法等がある。時定数を大きく
すれば、データ“０”のところで、レベルの落込
みを小さくすることはできるが、データ“１”が
続くところで、高速の変調信号に追従できない。
また、制御信号ＶAGCを固定する方法もトラツク
のインナー、アウター等の出力レベル差しか吸収
できない等の欠点がある。
仮定して、フイルタLFの時定数を十分大きくす
る方法、およびトラツクの特定な部分（例えばオ
ール“１”）でループをオンにして入力レベルを
サンプルし、制御信号ＶAGCを固定する一方、ル
ープをオフにしたときにはそのレベルを保持する
AGCループ制御方法等がある。時定数を大きく
すれば、データ“０”のところで、レベルの落込
みを小さくすることはできるが、データ“１”が
続くところで、高速の変調信号に追従できない。
また、制御信号ＶAGCを固定する方法もトラツク
のインナー、アウター等の出力レベル差しか吸収
できない等の欠点がある。
本発明の目的は、上記の欠点を除去するため、
検波出力Ｖdのデータ・パターンに対する依存性
を少くすることにより、ローパス・フイルタの時
定数を小さくして、高速変調信号の振幅変動を吸
収することにある。
検波出力Ｖdのデータ・パターンに対する依存性
を少くすることにより、ローパス・フイルタの時
定数を小さくして、高速変調信号の振幅変動を吸
収することにある。
本発明の自動振幅制御回路は、磁気記録装置の
媒体より読み出された読み出し信号を増幅する可
変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力信号の
振幅を弁別する振幅弁別器と、該振幅弁別器の出
力信号が入力されるローパスフイルタとを具え、
該ローパスフイルタの出力により該可変利得増幅
器の利得を制御するように構成した自動振幅制御
回路であつて、前記振幅弁別器の前段に（１−
Kcosωτ）ｅ-j〓〓（ただしτは遅延量、ωは
角周波数、Ｋは制御係数を示す）で表される伝達
特性を有うる振幅等化器を設けたことによつて上
記目的を達成する。
媒体より読み出された読み出し信号を増幅する可
変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力信号の
振幅を弁別する振幅弁別器と、該振幅弁別器の出
力信号が入力されるローパスフイルタとを具え、
該ローパスフイルタの出力により該可変利得増幅
器の利得を制御するように構成した自動振幅制御
回路であつて、前記振幅弁別器の前段に（１−
Kcosωτ）ｅ-j〓〓（ただしτは遅延量、ωは
角周波数、Ｋは制御係数を示す）で表される伝達
特性を有うる振幅等化器を設けたことによつて上
記目的を達成する。
以下、本発明の実施例を、図面により説明す
る。
る。
第５図は自動振幅制御回路のブロツク図、第６
図は第５図の具体的回路、第６Ａ図は読み出し信
号波形を示す図、第７図ａ，ｂは第５図における
入力および出力波形図、第８図は第６図の振幅等
化器の振幅および位相特性曲線図、第９図ａ〜ｃ
は第６図の振幅等化器の動作説明図である。
図は第５図の具体的回路、第６Ａ図は読み出し信
号波形を示す図、第７図ａ，ｂは第５図における
入力および出力波形図、第８図は第６図の振幅等
化器の振幅および位相特性曲線図、第９図ａ〜ｃ
は第６図の振幅等化器の動作説明図である。
本発明は、第５図に示すように、AGCループ
内の振幅弁別器DETの直前に振幅等化器EQLを
挿入したもので、これにより入力信号Ｖsiのレベ
ルを揃えるとともに、入力信号Ｖsiの高調波成分
を強調してパルスを細くし、ピーク・シフトを減
少する。
内の振幅弁別器DETの直前に振幅等化器EQLを
挿入したもので、これにより入力信号Ｖsiのレベ
ルを揃えるとともに、入力信号Ｖsiの高調波成分
を強調してパルスを細くし、ピーク・シフトを減
少する。
また、本発明は、AGCループ内に振幅等化器
EQLを設けるとともに、第５図の点線で示すよ
うに、出力信号パス中にも振幅等化器EQL′を設
けてもよい。
EQLを設けるとともに、第５図の点線で示すよ
うに、出力信号パス中にも振幅等化器EQL′を設
けてもよい。
この振幅等化器EQL′は、自動利得制御された
磁気デイスク装置出力信号Ｖspの振幅変化すなわ
ち振幅の均等化と、ピーク点の位置ずれの防止の
ために設けられるものである。
磁気デイスク装置出力信号Ｖspの振幅変化すなわ
ち振幅の均等化と、ピーク点の位置ずれの防止の
ために設けられるものである。
第６図において、入力信号Ｖsiが可変利得増幅
器GCAで増幅されると、特性インピーダンスZ0
を介して振幅等化器EQLに入力し、遅延時間τ
を有するデイレイ・ラインDLを通つて差動増幅
器DIFAMPの一方の入力に加わるとともに、高
入力インピーダンスのために反射されて戻つてく
る遅延時間２τの信号が、遅延時間０の信号に続
いて減衰器Ｋを通つて差動増幅器DIF AMPの他
方の入力に加わる。第９図ａ，ｂは、それぞれ差
動増幅器DIF AMPの両入力信号波形であり、こ
れらの差がとられると第９図ｃに示すようなパル
ス幅の小さい信号が得られる。
器GCAで増幅されると、特性インピーダンスZ0
を介して振幅等化器EQLに入力し、遅延時間τ
を有するデイレイ・ラインDLを通つて差動増幅
器DIFAMPの一方の入力に加わるとともに、高
入力インピーダンスのために反射されて戻つてく
る遅延時間２τの信号が、遅延時間０の信号に続
いて減衰器Ｋを通つて差動増幅器DIF AMPの他
方の入力に加わる。第９図ａ，ｂは、それぞれ差
動増幅器DIF AMPの両入力信号波形であり、こ
れらの差がとられると第９図ｃに示すようなパル
ス幅の小さい信号が得られる。
また、振幅等化器EQLは後述のような伝達特
性を有する余弦等化器であつて、第８図に示すよ
うな周波数対振幅、位相特性を有している。すな
わち低周波の利得は小さく、高周波の利得は大き
い。“1111”パターンは第６Ａ図の実線に示され
るように、基本波成分のみを有し高調波は殆んど
ない。従つて振幅変化器EQLを通過しても波形
は変らずに振幅だけが減少する。一方、“1010”
パターンの場合は同じく第６Ａ図に示されるよう
に、“1111”パターンの半分の周波数の基本波成
分と、その第３次高調波とが含まれている。従つ
て振幅等化器EQLを通過すると、基本波は減衰
し第３高調波が増幅される。第３高調波成分はも
ともと小さいので、振幅等化器EQLの出力では
信号レベルは減少し、パルス幅も小さくなる。こ
のような理由によつて振幅等化器EQLの出力信
号Ｖseqのレベルは均等化される。振幅等化器
EQLにおける遅延時間τおよび制御係数Ｋとし
ては、後述のように一定の値が与えられる。
性を有する余弦等化器であつて、第８図に示すよ
うな周波数対振幅、位相特性を有している。すな
わち低周波の利得は小さく、高周波の利得は大き
い。“1111”パターンは第６Ａ図の実線に示され
るように、基本波成分のみを有し高調波は殆んど
ない。従つて振幅変化器EQLを通過しても波形
は変らずに振幅だけが減少する。一方、“1010”
パターンの場合は同じく第６Ａ図に示されるよう
に、“1111”パターンの半分の周波数の基本波成
分と、その第３次高調波とが含まれている。従つ
て振幅等化器EQLを通過すると、基本波は減衰
し第３高調波が増幅される。第３高調波成分はも
ともと小さいので、振幅等化器EQLの出力では
信号レベルは減少し、パルス幅も小さくなる。こ
のような理由によつて振幅等化器EQLの出力信
号Ｖseqのレベルは均等化される。振幅等化器
EQLにおける遅延時間τおよび制御係数Ｋとし
ては、後述のように一定の値が与えられる。
第５図の可変利得増幅器GCAに入力する信号
Ｖsiの振幅は、第７図ａに示すように、磁化反転
のない領域から磁化反転のある領域に移る際に、
大きなレベル変変動を生じる。第６Ａ図はこれを
説明したものであつて、読み出し信号は一般的に
破線で示す孤立波の合成されたものとなる。そこ
で第６Ａ図に示されるように、磁化反転のない領
域から磁化反転のある領域に移るときに、隣接の
孤立波との間の波形干渉が少なくなり、レベルは
大きくなる。しかしながら、振幅等化器EQLを
通つた信号Ｖseqは、第７図ｂのように信号レベ
ルが均等化されパルス波形も尖鋭になるととも
に、基本波成分の減少に伴つて隣接波との波形干
渉が減少してピーク位置のずれも小さくなる。第
６Ａ図において、ａ，ｂは孤立波の合成によつて
生じたピークのずれを示している。
Ｖsiの振幅は、第７図ａに示すように、磁化反転
のない領域から磁化反転のある領域に移る際に、
大きなレベル変変動を生じる。第６Ａ図はこれを
説明したものであつて、読み出し信号は一般的に
破線で示す孤立波の合成されたものとなる。そこ
で第６Ａ図に示されるように、磁化反転のない領
域から磁化反転のある領域に移るときに、隣接の
孤立波との間の波形干渉が少なくなり、レベルは
大きくなる。しかしながら、振幅等化器EQLを
通つた信号Ｖseqは、第７図ｂのように信号レベ
ルが均等化されパルス波形も尖鋭になるととも
に、基本波成分の減少に伴つて隣接波との波形干
渉が減少してピーク位置のずれも小さくなる。第
６Ａ図において、ａ，ｂは孤立波の合成によつて
生じたピークのずれを示している。
このような等振幅の出力信号Ｖseqが弁別器
DETを通つて、低域通過フイルタLFで直流制御
信号ＶAGCとなり、この信号ＶAGCで増幅器GCA
の利得を制御する。しかし、このためインナー・
トラツクとアウター・トラツクの出力レベルの差
は吸収される。
DETを通つて、低域通過フイルタLFで直流制御
信号ＶAGCとなり、この信号ＶAGCで増幅器GCA
の利得を制御する。しかし、このためインナー・
トラツクとアウター・トラツクの出力レベルの差
は吸収される。
振幅等化器EQLは、本件発明者等が昭和51年
８月30日付けで発表した、新居他「余弦形等化器
を用いた再生波形修正」（電子通信学会技術研究
報告〔信学技報Vol.76、No.102〕）に記載されて
いるような余弦形等化器からなり、その特性は一
般に（１−Kcosωτ）ｅj〓〓で表わされる。こ
こでτはデイレイラインDLの遅延量であつて、
孤立波の半値幅1/2程度が目安となる。またωは
角周波数を示し、Ｋは制御係数であつて0.5程度
が目安であり、実験的に決定する。
８月30日付けで発表した、新居他「余弦形等化器
を用いた再生波形修正」（電子通信学会技術研究
報告〔信学技報Vol.76、No.102〕）に記載されて
いるような余弦形等化器からなり、その特性は一
般に（１−Kcosωτ）ｅj〓〓で表わされる。こ
こでτはデイレイラインDLの遅延量であつて、
孤立波の半値幅1/2程度が目安となる。またωは
角周波数を示し、Ｋは制御係数であつて0.5程度
が目安であり、実験的に決定する。
また、振幅等化器EQLの振幅特性および位相
特性は、第８図に示されるように制御係数Ｋ（０
≦Ｋ≦１）を０にすれば、すべての周波数成分に
対して振幅が一定になるが制御係数Ｋを大きくす
るにしたがつて各周波数成分に対する振幅化が大
きくなる。但し遅延は定遅延（τ）である。
特性は、第８図に示されるように制御係数Ｋ（０
≦Ｋ≦１）を０にすれば、すべての周波数成分に
対して振幅が一定になるが制御係数Ｋを大きくす
るにしたがつて各周波数成分に対する振幅化が大
きくなる。但し遅延は定遅延（τ）である。
第１０図は、他の実施例を示す自動振幅制御回
路のブロツク図である。
路のブロツク図である。
第１０図に示すように、可変利得増幅器GCA
の前段に振幅等化器EQLを設置することもでき
る。
の前段に振幅等化器EQLを設置することもでき
る。
この場合には、入力信号Ｖsiの振幅を均一化
し、位相ずれをなくしてから増幅器GCAに入力
するので、可変利得増幅器GCAの動作は鈍感と
なるが、低域通過フイルタLFの時定数を小さく
して、高速モジユレーシヨンを吸収することがで
きる。
し、位相ずれをなくしてから増幅器GCAに入力
するので、可変利得増幅器GCAの動作は鈍感と
なるが、低域通過フイルタLFの時定数を小さく
して、高速モジユレーシヨンを吸収することがで
きる。
以上のように、本発明によれば、出力振幅をデ
ータ・パターンによらず、厳密に制御できるの
で、低域通過フイルタの時定数を小さくして、高
速モジユレーシヨンを吸収でき、引込み時間を短
くできる。
ータ・パターンによらず、厳密に制御できるの
で、低域通過フイルタの時定数を小さくして、高
速モジユレーシヨンを吸収でき、引込み時間を短
くできる。
第１図は従来の磁気デイスク装置のAGC方式
を示すブロツク図、第２図は第１図のAGC特性
曲線図、第３図は第１図の振幅弁別器とローパス
フイルタの一部の接続図、第４図ａ，ｂは第１図
の入力および出力波形図、第５図は本発明の一実
施例を示す自動振幅制御回路のブロツク図、第６
図は第５図の具体的回路図、第６Ａ図は読み出し
信号波形を示す図、第７図ａ，ｂは第５図におけ
る入力および出力波形図、第８図は第６図の振幅
等化器の振幅および位相特性曲線図、第９図ａ〜
ｃは第６図の振幅等化器の動作波形図、第１０図
は本発明の他の実施例を示す自動振幅制御回路の
ブロツク図である。 GCA……可変利得増幅器、LF……低域通過フ
イルタ、EQL，EQL′……振幅等化器、DET……
振幅弁別器、ＶAGC……制御信号、CLVL……制
御目標レベル、Ｖd……弁別器出力信号、Ｇ……
利得、Ｋ……制御係数。
を示すブロツク図、第２図は第１図のAGC特性
曲線図、第３図は第１図の振幅弁別器とローパス
フイルタの一部の接続図、第４図ａ，ｂは第１図
の入力および出力波形図、第５図は本発明の一実
施例を示す自動振幅制御回路のブロツク図、第６
図は第５図の具体的回路図、第６Ａ図は読み出し
信号波形を示す図、第７図ａ，ｂは第５図におけ
る入力および出力波形図、第８図は第６図の振幅
等化器の振幅および位相特性曲線図、第９図ａ〜
ｃは第６図の振幅等化器の動作波形図、第１０図
は本発明の他の実施例を示す自動振幅制御回路の
ブロツク図である。 GCA……可変利得増幅器、LF……低域通過フ
イルタ、EQL，EQL′……振幅等化器、DET……
振幅弁別器、ＶAGC……制御信号、CLVL……制
御目標レベル、Ｖd……弁別器出力信号、Ｇ……
利得、Ｋ……制御係数。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 磁気記録装置の媒体より読み出された読み出
し信号を増幅する可変利得増幅器と、該可変利得
増幅器の出力信号の振幅を弁別する振幅弁別器
と、該振幅弁別器の出力信号が入力されるローパ
スフイルタとを具え、 該ローパスフイルタの出力により該可変利得増
幅器の利得を制御するように構成した自動振幅制
御回路であつて、前記振幅弁別器の前段に（１−
Kcosωτ）ｅ-j〓〓（ただしτは遅延量、ωは
角周波数、Ｋは制御係数を示す。）で表される伝
達特性を有する振幅等化器を設けたことを特徴と
する自動振幅制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15876477A JPS5491164A (en) | 1977-12-28 | 1977-12-28 | Agc system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15876477A JPS5491164A (en) | 1977-12-28 | 1977-12-28 | Agc system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5491164A JPS5491164A (en) | 1979-07-19 |
| JPS6149742B2 true JPS6149742B2 (ja) | 1986-10-30 |
Family
ID=15678819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15876477A Granted JPS5491164A (en) | 1977-12-28 | 1977-12-28 | Agc system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5491164A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60113362A (ja) * | 1983-11-24 | 1985-06-19 | Rohm Co Ltd | フロッピ−ディスク装置 |
| JP2921375B2 (ja) * | 1993-11-29 | 1999-07-19 | 日本電気株式会社 | 音声リミッタ装置 |
-
1977
- 1977-12-28 JP JP15876477A patent/JPS5491164A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5491164A (en) | 1979-07-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3467041B2 (ja) | Ｍｒヘッド読み取り信号前処理回路 | |
| US9971913B1 (en) | Adaptively combining waveforms | |
| JPS6149742B2 (ja) | ||
| JPH05244025A (ja) | ディジタル移動無線受信機 | |
| KR100206334B1 (ko) | 신호처리를 위한 광디스크의 프리앰프 | |
| US5223946A (en) | Apparatus using comparator to detect drop-out of recorded video signal | |
| JP2617474B2 (ja) | 光ディスク再体装置 | |
| CA2003240A1 (en) | Signal processing circuit | |
| JP2507525B2 (ja) | 磁気記録再生回路 | |
| JP2795647B2 (ja) | 微分回路及びその微分回路を用いた磁気記録再生回路 | |
| JPH0719335B2 (ja) | フロッピーディスク装置のデータ再生装置 | |
| JP2770886B2 (ja) | 磁気記録再生装置 | |
| JPH0473236B2 (ja) | ||
| JP2667161B2 (ja) | ループゲイン制御装置 | |
| JPH0554311A (ja) | データ再生装置 | |
| JPS6116071A (ja) | 波形等化器 | |
| US20080013428A1 (en) | Servo System, Record Carrier and Playback Device | |
| JPH01178168A (ja) | ディスク記録媒体再生信号の波形等化回路 | |
| JPH03120603A (ja) | ディジタル信号再生装置 | |
| KR940012239A (ko) | 자기기록 재쟁장치 | |
| JPH02310802A (ja) | デジタル信号記録再生装置 | |
| JPS63195809A (ja) | 磁気記録装置の読出し回路 | |
| JPH0362362A (ja) | データ復調回路 | |
| JPH0512798A (ja) | 映像再生装置 | |
| JPH067403B2 (ja) | デイジタル磁気再生回路 |