JPS6149865B2

JPS6149865B2 -

Info

Publication number: JPS6149865B2
Application number: JP12435279A
Authority: JP
Inventors: Fumio Sugyama; Tsukasa Okai
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1979-09-27
Filing date: 1979-09-27
Publication date: 1986-10-31
Also published as: JPS5647153A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、変調波のスペクトラムが狭帯域で
しかも包絡線も一定にできるデイジタル位相変調
方式に関する。

位相連続FSK（Frequency Shift Keying）
は、AMや帯域制限されたPSK（Phase Shift
Keying）と異なり変調波の包絡線が一定であ
り、出力増幅器例えばTWTやＣ級増幅器の飽和
などによる抑圧に対し主スペクトルがAM―PM
変換などの影響を受けないため、これら非線形系
を含む伝送路において有利な変調方式である。殊
に、変調指数0.5の位相連続FSKはMSK
（Minimum Shift Keying）と呼ばれ、占有帯域
幅が狭く効率の良い変調方式として注目されてい
る。しかもMSKは位相面での検波を行なうこと
により、２相PSKとほぼ等しいＣ／Ｎ対符号誤り
率特性を得ることができる等の特長を持つてい
る。

ところで、一般に移動通信等のように限られた
無線周波数帯に多くの加入者を収容しようとする
通信方式においては、(1)スプレツド・スペクトラ
ム方式のように、全ての加入者が同じ広帯域の周
波数帯域を利用し、広帯域通信のＳ／Ｎ改善特性
を活用して周波数有効利用を図る。(2)各加入者に
割当てる周波数帯域を狭くして周波数有効利用を
図る。等の方式が考えられる。MSKは占有帯域
幅が狭いため(2)に適した方式であるが、現行のア
ナログFM変調方式等の周波数利用効率と比較す
ると、十分な狭帯域変調方式であるとは言い難
い。

MSKと同程度のＣ／Ｎ対符号誤り率特性が得
られながらも、MSKに比べて占有帯域幅を狭く
することができ、しかも変調波が定包絡線であつ
て、非線形系を含む伝送路においてもスペクトル
が影響を受けにくい等の条件を満足するデイジタ
ル変調方式としては、例えばTFM方式（Tamed
Frequency Modulation‐F.Jagen IEEE COM―
26 May 1978）が知られている。しかし、この方
式においては最小の位相偏移量がπ／４と小さく
なるため、符号誤り率が増大するという問題があ
つた。

この発明の目的は、MSKと同程度のＣ／Ｎ対
符号誤り率特性が得られると共に、包絡線が一定
であり、かつ占有帯域幅を従来の方式により一層
狭くすることができるデイジタル位相変調方式を
提供することにある。

この発明は入力データの連続する３ビツト以上
の種々の組合せに対応する位相推移情報またはそ
の正弦値および余弦値を特定の条件により定めて
メモリに記憶しておき、このメモリから入力デー
タに応じて選択的に情報を読出すことによつて変
調入力信号を得るようにしたものであり、特にメ
モリに位相値としてまたはそれを正弦および余弦
変換した値として記憶された複数種の相対的な位
相推移情報は、前記入力データの連続する３ビツ
ト以上の符号の組合せのうち、連続した３ビツト
が全て同符号である組合せに対応した位相推移量
は＋π／２または−π／２，該３ビツトのうちの
連続した２ビツトが同符号である組合せに対応し
た位相推移量は＋φまたは−φ（但し０＜φ＜
π／２），該３ビツトのうちの連続した２ビツト
が異符号である組合せに対応した位相推移量は２
φ−π／２またはπ／２−２φとなるように定め
られていることを特徴とする。

以下この発明を実施例により詳細に説明する。
第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロツク
図である。入力端子１に入る“１”，“０”２値の
シリアルな入力データは、遅延回路２で遅延され
たデータと共にデイジタルメモリ３に情報選択信
号として与えられる。入力データの基準クロツク
周波数を_T＝１／Ｔとすると、遅延回路２は入
力データをＴ，2Tの時間遅延した２つのデータ
を発生する。従つて、情報選択信号は入力データ
の連続する３ビツトの組合せで表現されることに
なる。一方、端子４に入力される高速クロツクを
カウントするリングカウンタ５の計数値は、メモ
リ３に番地指定信号として与えられる。リングカ
ウンタ５は入力データの基準クロツクに同期して
高速クロツクをカウントし、高速クロツクをＮ個
カウントすると計数値が“１”に戻り、入力デー
タの次のタイムスロツトで最初からカウントを再
開するものである。

メモリ３にはこの例では、入力データの連続す
る３ビツトの組合せ（2³＝８種類）にそれぞれ対
応する８種類の相対的な位相推移情報が予め記憶
されている。この場合、メモリ３内の位相推移情
報はその位相推移曲線を予め定めてＮサンプル
し、その各サンプル値をデイジタル値で表現した
ものとする。入力端子１に入力データが入ると、
メモリ３より前記情報選択信号を構成する連続し
た３ビツトの入力データの組合せに対応する位相
推移情報が選択され、その位相推移情報のリング
カウンタ５からの番地指定信号で指定された番地
のデイジタル値が順次読出される。そして入力デ
ータが１ビツト入る毎に同様な動作が繰返し行な
われ、メモリ３から相対的な位相推移情報が読出
される。

このよにしてメモリ３から読出された位相推移
情報は、デイジタル加算器６に入力される。この
加算器６はメモリ３から入力される相対的な位相
推移情報に順次入力データの１スロツト前の時点
における絶対的な位相推移情報の終期位相を加え
て、絶対的な位相推移情報を得るためのものであ
る。すなわち、加算器６から時刻ｔ（＝nT）〜
ｔ＋Ｔの期間の１タイムスロツトにおける絶対的
な位相推移情報が出力されるとき、時刻ｔ−△ｔ
（△ｔは微小時間）においてラツチ回路が動作
し、加算器６の時刻ｔ−△ｔにおける出力値をＴ
秒間保持する。このラツチ回路７で保持されたデ
イジタル値は時刻ｔにおける絶対的な位相、つま
りｔ〜ｔ＋Ｔの期間の入力データより１スロツト
前のｔ−Ｔ〜ｔの期間の入力データに対応する絶
対的な位相推移情報の終期位相に相当する。加算
器６はこのラツチ回路７で保持された値に、メモ
リ３から出力される。ｔ〜ｔ＋Ｔの期間の入力デ
ータに対応する相対的な位相推移情報の時々刻々
の値を加算して、絶対的な位相推移情報を示すデ
イジタル値を順次出力する。

なお、加算器６において単純にラツチ回路７の
出力にメモリ３の出力を加算するようにすると、
入力データが連続して“１”または“０”となつ
た場合には、加算器６やラツチ回路７がオーバフ
ロー状態となる。ここで、加算器６の出力は後述
するように正弦および余弦演算されるため、２π
を法とする値をとつても支障はない。そこで上記
オーバーフロー状態の防止のため、ラツチ回路７
で保持された値をデイジタル比較器８，９に入力
し、それぞれ２π以上の値であるか−２π以下の
値であるかを判定する。この値が２π以上の場合
は、比較器８の出力によりデイジタル値発生回路
１０が駆動されこの回路１０から−２πに相当す
るデイジタル値が加算器６に入力される。また、
ラツチ回路７で保持された値が−２π以下の場合
は、比較器９の出力によりデイジタル値発生回路
１１が駆動され、この回路１１から２πに相当す
るデイジタル値が加算器６に入力される。この動
作により、加算器６の出力は入力データが“１”
または“０”で連続した場合でも、その値は一定
値以内に抑えられる。

このようにして加算器６から出力される入力デ
ータに対応する絶対的な位相推移情報は、正弦演
算回路１２および余弦演算回路１３に入力され、
その正弦値と余弦値が演算される。すなわち、絶
対的な位相推移情報をθ（ｔ）とすると、正弦演
算回路１２および余弦演算回路１３の出力はそれ
ぞれsinθ（ｔ）、cosθ（ｔ）で表される。これ
ら正弦演算回路１２および余弦演算回路１３の出
力は、それぞれＤ／Ａ変換器１４，１５でアナロ
グ値に変換され、さらに低域フイルタ１６，１７
で不要成分が除去された後、搬送波抑圧振幅変調
器（DSB変調器）１８，１９に変調入力信号とし
て入力される。ここで、変調器１８には端子２０
に加えられる搬送波sinω_cｔが直接、また変調器
１９にはsinω_cｔがπ／２移相器２１を介して、
それぞれ被変調波として入力されている。すなわ
ち、変調器１８，１９はそれぞれsinθ（ｔ）、
cosθ（ｔ）なる変調入力信号で搬送波の同相成
分であるsinω_cｔおよび直交相成分であるcosω_c
ｔを搬送波抑圧振幅変調する。そして、これら変
調器１８，１９の出力はアナログ加算器２２で加
算されて、sinθ（ｔ）sinω_cｔ＋cosθ（ｔ）
cosω_cｔなるデイジタル位相変調波となつて、出
力端子２３より出力される。

上記構成において、メモリ３に記憶される８種
類の位相推移情報は、例えば第２図のように定め
られる。第２図ａ〜ｈは入力データの連続する３
ビツトのデータａ_o-1，ａ_o，ａ_o+1のそれぞれの組
合せに対応する相対的な位相推移情報を、中央の
ビツトのデータａ_oの１タイムスロツトのＴ秒間
における位相変化として示したものである。

この図から分るように、ａ_o-1，ａ_o，ａ_o+1の組
合せが全て同符号の場合、つまり“111”，“000”
の場合は(a)，(b)のようにＴ秒間に絶対値でπ／２
だけ位相が変化し、その変化方向つまり符号は中
央のビツトのデータａ_oが“１”のときは正、
“０”のときは負となる。すなわち、“111”の場
合は＋π／２、“000”の場合は−π／２の位相変
化となる。

また、ａ_o-1，ａ_o，ａ_o+1のうち連続した２ビツ
トが同符号の場合、つまりａ_o-1，ａ_o，ａ_o+1の組
合せが“110”，“011”，“001”，“100”の場合は、
それぞれ(c)，(d)，(e)，(f)のようにＴ秒間に絶対値
で（但しπ／４＜＜π／２）だけ位相が変化
し、その符号はａ_oが“１”のときは正、“０”の
ときは負となる。すなわち、“110”と“011”の
場合は＋、“001”と“100”の場合は−の位
相変化となる。

さらに、ａ_o-1，ａ_o，ａ_o+1のうち連続した２ビ
ツトが全て異符号の場合、つまりａ_o-1，ａ_o，ａ
_o+1の組合せが“101”，“010”の場合は、それぞ
れ(g)，(h)のように絶対値で２−π／２だけ位相
が変化し、その符号はａ_oが“１”のときは正、
“０”のときは負となる。すなわち、“010”の場
合は２−π／２、“101”の場合はπ／２−２
の位相変化となる。

なお、φの範囲をπ／４＜φ＜π／２に規定す
る理由、特にφの下限をπ／４より大きくする理
由であるが、これはφがπ／４に満たないと、入
力データの連続する３ビツト以上の符号の組合せ
のうち、連続した２ビツトが異符号である組合
せ、即ち第２図ａに示す“010”あるいは同図ｈ
に示す“101”の組合せに対応する位相推移が零
になるか、またはその位相推移の方向が本来推移
すべき方向（MSKの場合の推移方向）と逆にな
つてしまうからである。例えばφ＝π／４の場合
には、第２図ｇ，ｈに相当する位相推移量は零と
なつてしまい、またφ＜π／４の場合には第２図
ｇに対応する位相推移の方向は負方向となり、第
２図ｈに対応する位相推移の方向は正方向とな
る。後者のように位相推移の方向が逆になると、
受信側で正しく符号を識別することが困難とな
る。

特に、受信側で受信した変調信号を周波数弁別
器を通して２値化した後、レベル判定して符号識
別を行なう簡易復調方式を採用した場合には、受
信した信号の位相推移の方向が本来の方向と逆に
なると周波数弁別器の出力の極性が反転するた
め、符号識別結果が誤るという問題がある。

これに対し、この発明のようにφをπ／４より
大きくとれば、第２図ａの“010”あるいは同図
ｈの“101”の組合せに対応する位相推移はいず
れも本来の位相推移方向と同じになるので、上記
のような問題が解決される。

さらに、φをπ／４より大きくすることによ
り、φをπ／４に選ぶ従来のTFM方式に比べて
受信側でのアイ開口率をそれだけ大きくすること
ができ、Ｃ／Ｎ対符号誤り率特性が向上するとい
う利点がある。

なお、第２図ａの“010”あるいは同図ｈの
“101”の組合せに対応する位相推移量を２φ−
π／２，π／２〜２φとしたのは、アイ開口率を
φラジアンに規定するために他ならない（一般
に、アイ開口率が規定されていないと、受信側で
の符号識別に使用する判定レベルの設定が困難と
なる。）従来のMSKは入力データが“１”の場合は＋
π／２、“０”の場合は−π／２というように第
２図ａ，ｂに相当する２種類の位相変化のみしか
持たない。これに対し、この発明では入力データ
の例えば連続する３ビツトの組合せに応じて位相
変化量の異なる多種類の位相推移を、出力される
デイジタル位相変調波に与えているので、上記実
施例の如く入力データの符号が変化するときの位
相変化量を小さく選んでおくことにより、デイジ
タル位相変調波の位相推移状態は全体的に滑らか
となる。

第３図は入力データが“0110111001”の場合の
変調波の位相推移を示したもので、点線は
MSK、実線はこの発明の方式の場合である。こ
れから分るように、この発明によれば入力データ
の符号が変化する2T，3T付近等における位相推
移がMSKの場合に比べて緩やかとなつている。
この結果、変調波のスペクトラムの分布域も第４
図のようにMSKの場合（点線）よりこの発明の
場合（実線）の方が著しく狭帯域となる。従つ
て、この発明によれば占有帯域幅を狭くすること
ができる。

なお、上記実施例においての値を変えること
によりスペクトルの広さを適当に選べることは勿
論である。

さらに、この発明により得られるデイジタル位
相変調波は、 sinθ（ｔ）sinω_cｔ＋cosθ（ｔ）cosω_cｔ＝√²＋²・cos（ω_cｔ＋）となつ
て、その振幅は√²＋²＝１となるため、包
絡線が常に一定である。このため、非線形系を含
む伝送路においても変調波のスペクトルが影響を
受けにくく、歪の少ない伝送が可能となる。

なお、上記説明でのの値をπ／２より小さく
していくと、一般には受信側における同期検波出
力が小さくなつて符号誤り率が増加する。しかし
例えば＝１（ラジアン）程度であつても、理想
BPSKに対してＣ／Ｍが1dB劣化する程度に過ぎ
ず、MSKの場合とほぼ同程度のＣ／Ｎ対符号誤
り率特性がこの符号誤り率は前述したTFM方式
のそれに比べ小さい。

さらに、上記実施例によれば加算器６において
１タイムスロツト前の位相推移情報における終期
位相値に新たなタイムスロツトにおける相対的な
位相推移情報を加えて絶対的な位相推移情報を得
ているため、変調波の位相推移は常に連続的とな
る。

以上詳述したように、この発明の方式はMSK
と同程度のＣ／Ｎ符号誤り率特性が確保できると
共に、包絡線が一定で非線形系を含む伝送路にて
も歪なく伝送することが可能であり、さらにスペ
クトルが狭帯域であり占有帯域幅を極めて狭くで
きるため、周波数資源の有効利用が図れるという
効果を有する。

また、以上の説明では２値デイジタル位相変調
の場合について述べたが、この発明は多値デイジ
タル位相変調にも適用できる。例えば４値の場合
入力データの連続する３ビツトの組合せは2⁶種類
となるので、これらの組合せに対応してメモリ
３，３′から位相推移情報または正弦値および余
弦値を発生させればよい。

さらに、以上の説明では入力データの連続する
３ビツトの組合せに対応する位相推移を定めた
が、４ビツト以上好ましくは５ビツト、７ビツト
等の組合せに対応する位相推移情報を定めるよう
にして、変調波の位相推移をさらに滑らかにする
こともできる。例えば連続する５ビツトの組合せ
に対応する位相推移を定める場合は、第１〜第４
ビツトの組合せおよび第２〜第５ビツトの組合せ
で各々の位相推移の初期位相および終期位相を決
定し、中央の第３ビツトにより位相推移の符号
（方向）を決定するようにすればよい。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロツ
ク図、第２図は同実施例におけるメモリの記憶内
容を示す図、第３図は変調波の位相推移の実例を
本発明の方式とMSKの場合とで比較して示す
図、第４図は変調波のスペクトラムの実例を同じ
く本発明の方式とMSKの場合とで比較して示す
図である。２…遅延回路、３…メモリ、５…リングカウン
タ、６…デイジタル加算器、７…ラツチ回路、
８，９…デイジタル比較器、１０，１１…デイジ
タル値発生回路、１２…正弦演算回路、１３…余
弦演算回路、１４，１５…Ｄ／Ａ変換器、１６，
１７…低域フイルタ、１８，１９…DSB変調器、
２１…π／２移相器、２２…アナログ加算器。

Claims

【特許請求の範囲】

１入力データの連続する３ビツト以上の符号の
種々の組合せに対応する複数種の相対的な位相推
移情報を予め記憶したメモリと、このメモリから
入力データの連続する３ビツト以上の符号の組合
せに応じてその組合せに対応する位相推移情報を
順次選択的に読出す手段と、この手段により読出
される位相推移情報に順次入力データの１スロツ
ト前の時点における絶対的な位相推移情報の終期
位相を加えて絶対的な位相推移情報を得る手段
と、この手段により得られる位相推移情報に対応
した正弦値および余弦値を得る手段と、この手段
により得られる正弦値および余弦値により搬送波
の同相および直交相成分をそれぞれ振幅変調した
後、合成してデイジタル位相変調波を得る手段と
を備え、前記メモリに記憶された複数種の相対的
な位相推移情報は、前記入力データの連続する３
ビツト以上の符号の組合せのうち、連続した３ビ
ツトが全て同符号である組合せに対応した位相推
移量は＋π／２または−π／２、該３ビツトのう
ちの連続した２ビツトが同符号である組合せに対
応した位相推移量は＋φまたは−φ（但し、π／
４＜φ＜π／２）、該３ビツトのうちの連続した
２ビツトが異符号である組合せに対応した位相推
移量は２φ−π／２またはπ／２―２φとなるよ
うに定められていることを特徴とするデイジタル
位相変調方式。