JPS6151827B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、電子機器、例えばテレビジヨン受
像機などの高周波発振器の出力をトランスを介し
て変圧、整流し、受像機内各部の動作電源として
広く用いられているものにおいて、その回路異常
によつて、上記電源が上昇し過ぎるのを防止する
ことを目的とするものである。

上述の電源電圧が回路異常により上昇した場
合、例えばテレビジヨン受像機では、受像管陽極
電圧が上昇してＸ線を放射あるいは高圧放電し、
また、これによつて他の素子を破損するなど種々
の問題が生じており、従来この陽極電圧を得るに
は数KHz〜数10KHzの発振器の出力パルスを昇
圧整流する手段が用いられることがある。

また、この発振器は専用のものでなくともよ
く、例えば受像管の水平偏向発振器を利用して、
その出力フライバツクパルスを昇圧整流して陽極
電圧を得ることもよく行なわれている。

そこで、前述したような異常高圧による不都合
を防ぐために、出力パルスに比例したパルスをト
ランスあるいはコンデンサ分圧器で得た後、整流
し、これにより得た直流電圧、すなわち、異常高
圧となる場合に得られる所定以上の直流電圧によ
り前記発振を停止止させるような手段がとられて
いるものもあつた。

第１図に示すものは、その一例で、ここで符号
１は水平偏向発振回路、２は水平偏向出力回路、
３はフライバツクトランス、４は高圧整流用ダイ
オード、５は受像管、６はその陽極であつて、７
は検知電圧整流用ダイオード、８は平滑用コンデ
ンサ、９はツエナーダイオード、１０はトランジ
スタ、１１は水平偏向発振回路１に供給する直流
電源のドロツパー用抵抗器である。

水平偏向発振回路１で発生した水平偏向周期の
波形は、水平偏向出力回路２の出力段を通して受
像管偏向コイル（図示せず）に導びかれた所定の
偏向動作を行なうと同時に、フライバツク期間
に、パルスP₀を発生し、これがフライバツクトラ
ンス３の１次巻線３ａおよび２次巻線３ｂを通し
て昇圧されてパルスP₁となり、高圧整流用ダイオ
ード４で整流されて陽極６に印加される。従つ
て、回路の故障、例えば水平偏向出力回路２に供
給する直流電圧＋Ｅ_Bの上昇があつたような場
合、パルスP₁が増加し、従つて、陽極６に加わる
直流高電圧も上昇し、前述したような種々の不都
合が生じることになる。

そこで、フライバツクトランス３の３次巻線３
ｃに得られるパルスP₂がパルスP₁に比例する（す
なわち、パルスP₂とパルスP₃とが同一の周波数を
持つ）ことから、これを検知電圧整流用ダイオー
ド７で整流し、平滑用コンデンサ８で平滑して、
直流電圧E₀を得、この直流電圧E₀がツエナー電
圧を超えて、トランジスタ１０を導通し得るよう
になると、これまで上記直流電圧＋Ｅ_Bがドロツ
パー用抵抗器１１を通して水平偏向発振回路１に
加わつていたのが、トランジスタ１０を通して直
流バイパスができるので、水平偏向発振回路１に
直流電源が加わらなくなり、この水平偏向発振回
路１の発振は停止し、従つて、陽極６への直流高
圧は発生しなくなる。

ここで問題になるのは、このようにトランジス
タ１０を完全に導通した時良いが、例えば、＋Ｅ_B
が徐々に上昇したような場合には、トランジスタ
１０が完全に導通でない、いわゆるハーフオンに
なる時があり、このような時は、Ａ点の直流電圧
が低下するだけで、水平偏向発振回路１の発振は
停止せず、受像管５の陽極６には異常高圧が出続
けることがあり、また、水平偏向発振回路１が異
常発振を起して、水平偏向出力回路２の出力トラ
ンジスタが過負荷になつて破損するなどの問題が
あつた。上記トランジスタ１０の代わりにサイリ
スタ、もしくはサイリスタと同様にトリガーによ
り導通し、しかもトリガーが無くなつてもその導
通を続けるような回路を使えば、このようなハー
フオンの状態がないので問題がないが、トランジ
スタ１０として、トランジスタ１個のみを使つた
第１図の回路に比べて高価であることと、一度導
通すると入力が無くとも、その導通状態を続けて
回復しないため、受像管５の管内放電などでパル
スP₁，P₂が瞬間的に上昇した時でも、水平偏向発
振回路１の動作を止めてしまい、機器の電源を一
旦切断してから再投入しないと、再び正常動作を
始めないという欠点があつた。従つて、この異常
高圧防止の目的には、トランジスタ１０がハーフ
オンの状態にとどまらず、かつ、異常状態が終れ
ば直ちに正常動作に復帰するような保護回路が望
ましい。

第２図はこの発明による一実施例を示したもの
で、ここで、符号１，２，３，４，５，６，１０
は、第１図に示す符号と同一のもので、同様の働
きをするものであるので。説明は省略する。１２
はフライバツクトランス３の３次巻線３ｃの負パ
ルスP₃の平均レベルよりパルス基底部までの電圧
（基底部側）を整流して、正の直流電圧E₂を得る
ためのダイオード、１３はその平滑コンデンサ
で、この直流電圧E₂は機器内の他の回路の電源
として使用されることが多い、一方、１４はP₃の
平均レベルよりパルスピークまでの電圧（パルス
側）を整流して負電圧E₃を得るダイオード、１
５は平滑コンデンサ、１６，１７は分圧抵抗で、
この値はトランジスタ１０のベース電圧E₀が、
正常時には負になつて、トランジスタ１０を遮断
状態にするように設定される。１８はツエナーダ
イオードである。

ここで、重要なことは、水平偏向発振器１のＢ
点が、トランジスタ１０のハーフオン状態によつ
て、その発振周波数が高くなり、さらに、トラン
ジスタ１０がオン状態になることによつて、その
発振が完全に停止するような点に選ばれるという
ことである。これを第３図の例で示す。ここで符
号１は、第１図および第２図中に示すものと同じ
目的の水平偏向発振回路（以下発振器という）
で、また、１０も第２図に示すものと同じ働きを
するトランジスタであり、２０はトランジスタ、
２１は発振トランス、２２，２３は発振時定数を
決定するコンデンサと抵抗、２４，２５はバイア
ス抵抗である。最初トランジスタ１０がオフであ
るとして、この回路のＡ点に直流電圧＋Ｅ_ccを加
えると、よく知られた原理により、ブロツキング
発振動作を行ない、ＣからパルスＰが取り出さ
れ、そして、Ｂ点に継がれたトランジスタ１０が
徐々に導通状態になると、この発振周波数は高く
なり、さらに、トランジスタ１０が完全に導通状
態になれば、トランジスタ２０は常時導通状態に
なつて発振は停止する。従つて、前述の目的は達
成されるわけである。勿論、トランジスタ１０の
導通によつて、このような発振周波数を高めつつ
停止する発振器１の回路としては、第３図に示す
ものに限らず、他の種々の形式がとり得る。

ここで、第２図に示す回路で、直流電源＋Ｅ_B
が何らかの理由により上昇したとすると、前述し
たように、陽極６に加わる高圧は上昇するが、一
方、前記直流電圧E₂も直流電圧＋Ｅ_Bに比例して
上昇する。この直流電圧E₂が上昇してツエナー
ダイオード１８のツエナー電圧以上になると、ト
ランジスタ１０にベースバイアス電流を流し始
め、同時にトランジスタ１０のコレクタ電流が流
れ出し、導通しかかる。そうすると、前述したよ
うに発振器１の発振周波数は上昇する。この発振
周波数が上昇した時、１次巻線３ａの一端に生じ
るパルスP₀は P₀＝（πＴ−Ｔ_Ｐ／Ｔ_Ｐ＋１）Ｅ_B …(1) で定まるので、発振周期Ｔだけが短かくなり、パ
ルス幅Ｔ_Pがそのままであることから、パルス波
高値P₀は小さくなつていく。さらに、１次巻線３
ａと３次巻線３ｃの巻線比をｎとすれば、３次巻
線３ｃに得られるパルスP₃は、 P₃＝nP₀＝ｎ・πＴ−Ｔ_Ｐ／Ｔ_ＰＥ_B＋ｎ・Ｅ_B …(2) となり、この(2)式の第１項は、第５図に示すよう
に、平均レベルよりパルスピークまでの値であつ
て、従つて、これを整流して得られた直流電圧
E₃の絶対値は、ほぼこの値になる。また、(2)式
の第２項は、平均レベルとパルス基底部の間の電
圧で、従つて、これを整流して得られた直流電圧
E₂の絶対値は、ほぼｎ・Ｅ_Bとなる。

このことからも、前述したように、発振周波数
が高くなる（発振周期Ｔが短かくなる）場合、直
流電圧E₃の絶対値は減少するが、直流電圧E₂の
方は発振周期Ｔに無関係なので、結果としてトラ
ンジスタ１０のベース電圧E₀はより正方向に向
い、増々トランジスタ１０を加速し、遂にはトラ
ンジスタ１０が完全に導通して、発振器１の発振
を停止させ、受像管５の陽極６には高圧が加わら
なくなる。すなわち、この加速作用により、第１
図に示す従来例のように、直流電圧＋Ｅ_Bが徐々
に上昇したような場合に、トランジスタ１０が完
全に導通でない、いわゆるハーフオンの状態にな
り、Ａ点の直流電圧が低下するだけで、水平偏向
発振回路１の発振は不安定な状態のままで停止せ
ず、従つて、受像管５の陽極６に異常高圧が印加
し続けられる、といつたおそれはなくなる。

また、発振が停止すると、パルスP₃もなくなる
ので、直流電圧E₂も平滑コンデンサ１３と直流
電圧E₃の負荷で定まる時定数で減衰していき、
やがて、トランジスタ１０を遮断状態にするの
で、発振器１は再び発振を始める。従つて、回路
全体は動作、不動作の繰り返しになるが、回路が
不動作になつている時間分だけ、受像管５の陽極
６の電圧は低下する。実際には、平滑コンデンサ
１３の容量は充分大きいので、動作と不動作の時
間比は、１対10以上にもとることができ、陽極６
の電圧は10分の１以下に減らすことができる。

このように繰り返し動作を行なうように構成す
ると、異常サージなどで、一度トランジスタ１０
が導通しても、電源が正常に戻れば、回路も本来
の正常動作に復帰するような設計が可能である。
なお、直流電圧E₂を平滑コンデンサ１３の両端
からとらず、直流電圧＋Ｅ_Bから直接あるいはポ
テンシオメータで分圧して得るようにすれば、直
流電圧＋Ｅ_Bが上昇して、直ちにトランジスタ１
０を導通し、一度主電源を切つて再投入しない限
り、復帰しないようにすることもできる。

また、負パルスP₃は、第２図に示すように、フ
ライバツクトランス３の巻線から必ずしも得るよ
うにしなくてもよく、例えば、第４図でこれを説
明する。

第４図において、符号３１〜３６は、第２図に
示す水平偏向出力回路２に相当するものの中に含
まれる素子の一例を示すもので、すなわち３１は
出力トランジスタ、３２はダンパーダイオード、
３３，３４は帰線共振用コンデンサ、３５は水平
偏向コイル、３６は水平偏向コイル３５の直流電
流阻止用あるいはＳ字補正用コンデンサである。
ここで、パルスP₄は帰線共振用コンデンサ３３，
３４の接続点から得られ、パルスP₀をコンデンサ
分圧した形になつている。通常の設計では、P₀は
800〜900ボルト、P₄は−40〜50ボルト程度に設計
されるので、帰線共振用コンデンサ３３と３４の
容量比は約１対20程度の値である。ここで、パル
スP₀のパルス幅は、主として帰線共振用コンデン
サ３３，３４の合成容量値と、水平偏向コイル３
５とフライバツクトランス３の１次巻線３ａの合
成インダクタンスの共振周期で定まり、この幅が
狭ければ狭いほど、パルスP₀の高さは高くなる。
従つて、帰線共振用コンデンサ３３，３４の合成
容量値がコンデンサの不良、あるいは経年変化な
どで小さくなると、パルスP₀が大きくなり、ひい
ては、前述したように、受像管に加わる陽極高圧
が上昇してＸ線を発生する危険が生じてくる。た
だ、前述したように、帰線共振用コンデンサ３３
と３４の容量値は、３４の方が充分大きいので、
両者の合成容量値は、ほとんど帰線共振用コンデ
ンサ３３の値で決定される。従つて、上記の危険
は、帰線共振用コンデンサ３３の容量減少の時に
問題となり、他方の帰線共振用コンデンサ３４の
方は問題ない。

しかし、この場合、帰線共振用コンデンサ３３
が容量減少すると、パルスP₀の高さは減少する
が、一方、直流電圧＋E₂の値の方は変わらない
ので、トランジスタ１０のベース電位は正の方向
に移動し、トランジスタ１０を導通させるように
働らく。従つて、このような構成の場合は、直流
電圧＋Ｅ_Bの上昇した時の他に、帰線共振用コン
デンサ３３の容量減少時にもＸ線が発生するのを
防止することができる。

この発明は、以上詳述したように、交流発振器
（実施例の水平偏向発振回路１）の出力信号を直
接もしくは増幅後に整流して得た直流電圧を利用
する回路または素子を有する電子機器の異常電圧
防止装置であつて、前記交流発振器によつて生成
されたパルス性交流電圧（実施例のパルスP₀）と
同一の周波数を持つパルス性交流電圧（実施例の
パルスP₃）の平均電位よりパルス先端部までの電
圧を整流して得られる第１の整流電圧（実施例の
直流電圧E₃）の出力端子と前記パルス性交流電圧
の平均電位よりパルス基底部までの電圧を整流し
て得られ、かつ前記第１の整流電圧と逆の極性を
持つ第２の整流電圧（実施例の直流電圧E₂）の出
力端子との間に、前記交流発振器によつて生成さ
れた前記パルス性交流電圧を整流して得られる第
３の整流電圧（実施例の直流電圧Ｅ_B）が上昇し
た時に前記第１、第２の整流電圧のいずれか一方
の整流電圧が減少する方向にツエナーダイオード
（実施例のツエナーダイオード１８）を接続し、
これら第１、第２の整流電圧を合成して得られる
制御電圧が印加され、この制御電圧が所定値を越
すと遮断状態から導通状態に、所定値以下になる
と導通状態から遮断状態に可逆的変化をするスイ
ツチング素子（実施例のトランジスタ１０）を前
記交流発振器と接地点との間に接続してなり、こ
のスイツチング素子が遮断状態から徐々に導通状
態になるに従つて前記交流発振器の発振周波数が
高くなるようにしたことを特徴とする電子機器の
異常電圧防止装置としたので、特に電子機器にお
ける高周波発振器の出力トランスを介して変圧、
整流し、機器内部の動作電源として用いられるも
のにおいて、その回路異常によつて、上記電源が
上昇し過ぎて機器の破損、異常現象などを発生す
ることをこの発明により確実に防止したものであ
り、さらに、前記電源が徐々に上昇したような場
合に前記交流発振器の動作を停止させるためのス
イツチング素子がハーフオンの状態にとどまら
ず、徐々に導通状態になつて、前記交流発振器は
その発振周波数を高め、それに従つて前記スイツ
チング素子の制御電圧も高くなりスイツチング素
子を導通状態にして交流発振器の動作を停止させ
るので、前記交流発振器の発振が不安定な状態の
まま続けられるといつたことはなくなり、また、
交流発振器の動作を停止および開始する繰り返し
動作を行なうようにすることによつて、前記回路
異常の状態が終われば直ちに正常動作に復帰する
ような設計が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の回路図、第２図はこの発明を
テレビジヨン受像機に適用した異常高圧防止装置
の回路図、第３図はこの発明の一部を説明するた
めの回路図、第４図はこの発明の他の一例を示す
回路図、第５図はこの発明の動作を説明するため
の波形図である。 １…水平偏向発振回路、２…水平偏向出力回
路、３…フライバツクトランス、４…高圧整流用
ダイオード、５…受像管、６…陽極、１０…トラ
ンジスタ、１２…ダイオード、１３…平滑コンデ
ンサ、１４…ダイオード、１５…平滑コンデン
サ、１６，１７…分圧抵抗、１８…ツエナーダイ
オード、２０…トランジスタ、２１…発振トラン
ス、２２…コンデンサ、２３…抵抗、２４，２５
…バイアス抵抗、３１…出力トランジスタ、３２
…ダンパーダイオード、３３，３４…帰線共振用
コンデンサ、３５…水平偏向コイル、３６…直流
電流阻止用またはＳ字補正用コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流発振器の出力信号を直接もしくは増幅後
   に整流して得た直流電圧を利用する回路または素
   子を有する電子機器の異常電圧防止装置であつ
   て、 前記交流発振器によつて生成されたパルス性交
   流電圧と同一の周波数を持つパルス性交流電圧の
   平均電位よりパルス先端部までの電圧を整流して
   得られる第１の整流電圧の出力端子と前記パルス
   性交流電圧の平均電位よりパルス基底部までの電
   圧を整流して得られ、かつ前記第１の整流電圧と
   逆の極性を持つ第２の整流電圧の出力端子との間
   に、前記交流発振器によつて生成された前記パル
   ス性交流電圧を整流して得られる第３の整流電圧
   が上昇した時に前記第１、第２の整流電圧のいず
   れか一方の整流電圧が減少する方向にツエナーダ
   イオードを接続し、 これら第１、第２の整流電圧を合成して得られ
   る制御電圧が印加され、この制御電圧が所定値を
   越すと遮断状態から導通状態に、所定値以下にな
   ると導通状態から遮断状態に可逆的変化をするス
   イツチング素子を前記交流発振器と接地点との間
   に接続してなり、このスイツチング素子が遮断状
   態から徐々に導通状態になるに従つて前記交流発
   振器の発振周波数が高くなるようにしたことを特
   徴とする電子機器の異常電圧防止装置。