JPS6155296B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は誘導無線を利用した移動体通信、特に
移動体位置検知に好適な移動体塔載アンテナに関
するものである。 鉄道車輌、各種の交通機関、あるいは産業用運
搬機関のように一定の走行路に沿つて動く移動体
の自動運転においては、常時地上において移動体
の位置を連続的かつ周期的に知ることが不可欠の
要請となる場合があり、最も典型的なものとして
リニアモーターカーをあげることができる。 この要請に応える代表的技術の原理について、
第１図を参照して説明する。 １，２，３は導体であり、それぞれ周期Ｐで波
形に折り曲げられ、互いにＰ／３づつずらして平
面上に布線されて誘導無線線路４が形成されてい
る。従つて、線路４は周期Ｐの繰り返し構造とな
り、移動体塔載アンテナ５に高周波電流（50〜
200KHz）を通電すると、線路４には移動体の走
行に伴つて３相の正弦波状電圧が誘起されること
になる。 線路４の長手方向にＺ軸をとり、アンテナ５の
座標をＺとし、導体１と２，２と３，３と１間に
誘起される電圧をV₁₂，V₂₃，V₃₁とすると、 V₁₂＝Kcos２π／ＰＺ V₂₃＝Kcos２π／Ｐ（Ｚ＋Ｐ／３）＝kcos（２π／ＰＺ
＋２π／３） V₃₁＝Kcos２π／Ｐ（Ｚ＋２／３Ｐ）＝kcos（２π／Ｐ
Ｚ−２π／３） となる（ｋ：定数）。 ここで、これらの電圧についての正相電圧Vp
と逆相電圧Vnをそれぞれ次のように定義する。 とすると、 となり、VpとVnの位相差をφすると、 φ＝∠Vp−∠Vn＝４π／ＰＺ となる（∠は複素量の偏角を示す記号である）。
すなわち、ＺがＰ／２増加する毎にφも２πの直
線的増加を示すことになり、φの値を知ることに
より移動体の位置（アンテナ５の位置）をＰ／２
の周期で連続的に測定することができる。 ところで、線路４をアンテナ５との間の結合損
失を減少させるために両者を接近させる場合、あ
るいはアンテナ５に寸法上の制約がある場合に
は、結合分布が歪み、奇数次の空間高調波成分が
発生し、例えばV₁₂は の形となる。 この場合、３相３導体系ではV₁₂，V₂₃，V₃₁の
間には２π／３の位相差があること、正相または
逆相の電圧を得るための信号処理を行うことなど
の理由により第３，９，……次等、３の整数倍の
高調波成分は信号処理回路の中で消滅するが、こ
れ以外の奇数次の高調波成分は消滅できないこと
から位置測定に誤差を生じることがある。 このためアンテナ５の長さｌをＰ／５〜Ｐ／７
とすることにより不要高調波成分を消滅させるこ
とができる。 以下この点について第１図および第２図を参照
して説明する。 アンテナ５は長さｌの長手方向辺AD，BCおよ
び長さｂの幅方向辺AB，DCを有する矩形状のル
ープであるとし、線路４は幅が２ａであつてその
中心線（図中の点線）をＺ軸にとる。 また、線路４とアンテナ５の横断面における位
置関係は第２図に示す通りであり、Ｚ軸は紙面に
直立しており、導体１，２，３はyz平面内に、
アンテナ５の面はyz平面と平行面内にそれぞれ
あり、線路４とアンテナ５の中心線は完全に一致
しているものとする。 まず、線路４とアンテナ５間の相互インダクタ
ンスについて検討を行う。 可逆の定理により、線路４に正相電流（または
逆相電流）を通ずるものとして、このときアンテ
ナに鎖交する磁束から両者の相互インダクタンス
を求めても差支えない。 いま、導体１，２，３の電流をそれぞれI₁，
I₂，I₃とし、 とする。この電流は線路の正相電流である。 線路４の幅２ａは周期Ｐに比して通常小さいか
ら各導体電流はそのＺ成分のみが支配的で、これ
に垂直な成分は無視することができる。 従つて、I₁により生ずる磁界のベクトルポテン
シヤルは、そのＺ成分Ａ_1Zのみ考慮すればよく、 ▽²A_1Z＝０（▽^２＝∂^２／∂Ｘ^２＋∂^２／∂Ｙ^２＋∂^２
／∂^２Ｚ^２） の微分方程式を満足しなければならない。 導体１の電流I₁の位相振幅はＺに無関係である
と共に、その形状は周期Ｐでもつて周期的に変化
することから、点ＥにおけるＡ_1Zは次の形をもつ
ものと考えられる。 ここで、ｒ，θは点Ｅの座標、Kn＝（２ｎπ／Ｐｒ） はｎ次の第２種変形ベツセル関数、Cnは導体の
形状、寸法より定まる定数である。 I₂，I₃により生ずる磁界のベクトルポテンシヤ
ルのＺ成分Ａ_2Z，Ａ_3Zについても同様に次の形を
もつ。 全体としてのベクトルポテンシヤルのＺ成分は となる。 ここで、ｎ＝−１，２，−４，５，−７，８，−
10，11，−13，14，……の場合は １＋2cos２（ｎ＋１）π／３＝３ となり、また上記以外の整数値に対しては １＋2cos２（ｎ＋１）π／３＝０ となる。従つてAzは次のように書き直すことが
できる。 ここでΣ′はｎの項についてのみ加算すること
を意味する記号である。 アンテナ５のループのAD部の座標をra，θａ
とし、BC部の座標をra，−θａとし、アンテナ５
の中心のＺ座標を特にZaとし、またアンテナコ
イルの巻数をＮとすれば、アンテナ５と線路４間
の相互インダクタンスＭは次式で与えられる。 この式に上記のAzをあらわす式を代入し、項
別にこれを積分すれば、Ｍについて次の一般的な
表示式を得る。 ここで、前述したように、線路４の構造が平形
で、線路４およびアンテナ５の形状が対称で、か
つ両者の形状が一致し、両者の相対位置関係に幾
何学的対称性が確保されている場合には、上記式
においてｎの偶数次の項は現われず、奇数項のみ
を考慮すればよい。 従つて、 となる。 ここで、Σ′はＳ＝−１，２，−４，５，−７，
８，−10，……（2S＋１＝−，５，−７，11，−
13，17，−19……）のＳのみについて加算するこ
とを意味する。 上記の右辺においてＳ＝−１（2S＋１＝−
１）の項が基本波であり、それ以外の項は高次高
調波で測定誤差の原因となるものである。 ここで、 （２Ｓ＋１）πＰ／ｌ＝ｍπ （ｌ＝ｍＰ／２Ｓ＋１
） あるいは （2S＋１）θａ＝ｍπ（θａ＝ｍπ／２Ｓ＋１） の関係が成立するときに第（2S＋１）次の高調
波は０となる。なお、ｍ＝１，２，３，４，……
である。 また、第３，９，15，……等、３の整数倍次の
高調波は現われないから、第５次または第７次の
高調波を打消すためには、ｌ＝Ｐ／５あるいはＰ／７と
す ればよいことがわかる。 この場合、アンテナ５の長さｌは線路４の周期
Ｐに比例したものであり、測定周期Ｐ／２を大き
くとる必要があるとき（例えばＰ／２＝６メート
ル）、ｌも大きくなる（ｌ＝1.7〜2.4メートル）。 移動体にアンテナを取付けるためには、車体に
切欠部を設ける必要があり、アンテナが大きくな
ると車体強度を脅やかすと共に車体上に大きな渦
電流を誘発し、このため熱損失が発生してアンテ
ナと線路間の結合を劣化させるという問題が生ず
る。 本発明は上記に基いてなされたものであつて、
アンテナの小型化をはかり、かつ特定の空間高調
波成分を消滅できる誘導無線用アンテナの提供を
目的とするものである。 すなわち、本発明は誘導無線線路の周期Ｐに比
して十分小さい小型アンテナ素子を３個配列して
アンテナ素子列とし、アンテナ素子の間隔および
照射強度比を選択することにより、所望の目的を
達成するものであり、またアンテナ素子列を２組
用い、これらの間隔を選択することにより所望の
目的を達成するものである。 以下、本発明について詳細に説明する。 ここでは、アンテナの照度関数の概念を導入し
て説明する。 アンテナの形状は長さｌ、幅ｂの矩形状で、ア
ンテナと線路の中心線が一致しており、アンテナ
の照度がＺ−Zaの関数（Ｚ−Za）であらわさ
れる場合を考える。 このとき前述した相互インダクタンスＭをあら
わす式は次式で与えられる。 ここでＪ_2S+1は、 で定義される積分である。 Ｚ−Za＝ｕとおき、（ｕ）をｕについての
偶関数とし、更にｌ＝１／２Ｐとすれば、 となり、Ｊ_2S+1は（ｕ）の第（2S＋１）次のフ
ーリエ係係数ということができる。 基本波以外の高次高調波が０となるためには、 （ｕ）＝cos２π／Ｐｎ であればよく、設計の指針はいかにしてアンテナ
の照度を上式に近づけるかにあるといえる。 いま、アンテナを第３図に示すように３個の小
型アンテナ素子５_１，５_２，５_３の列とし、第５
次および第７次の高調波を打消すための条件を求
める。簡単のため各アンテナ素子５_１，５_２，５
_３の寸法がＰに比して小さく、点とみなし得る場
合、その照度関数（ｕ）は第４図からわかるよ
うに （ｕ）＝δ（ｕ）＋a₁δ（ｕ＋u₁） ＋a₁δ（ｕ−u₁） とおくことができる。 ここで、u₁はアンテナ素子５_１と５_２，５_２と
５_３の間隔、δはデイラツクのデルタ関数、a₁は
左右のアンテナ素子５_１，５_３の照度であり、中
央のアンテナ素子５_２の照度は１としてある。こ
の式を上記のＪ_2S+1の式に代入し、J₅およびJ₇が
０となる条件を求めてみると １＋2a₁cos１０π／Ｐu₁＝０ １＋2a₁cos１４π／Ｐu₁＝０ となる。 この方程式はu₁＝Ｐ／１２，

【式】により満足 されることは明らかである。 なお、第３図において、アンテナ素子５_１，５
_２，５_３は極性を同じくして直列に接続され、送
信機６からは同一の電流が流れるから各アンテナ
素子５_１，５_２，５_３の巻数を調整することによ
り照度比を１／√３：１：１／√３とすることは
容易である。また、アンテナ系は送信機６からみ
て直列共振状態にあるから送信機６の出力インピ
ーダンスは充分に高く設計することは勿論であ
る。 ７は共振用の静電容量である。 上記のようにして３個の小型アンテナ素子でも
つて第５次および第７次の高調波を消滅できるの
であるが、導体１，２，３の布線形状が波形から
短形に近づくにつれて第11次、第13次の高調波成
分C₁₁，Ｃ−₁₃が大きくなり、これによる位置測
定誤差を無視できなくなることがある。また、各
アンテナ素子が小型であるため、移動体の走行時
の横揺れによりアンテナ素子の中心線と線路の中
心線にズレが生じた場合、偶数次（特に第２次）
の高調波が発生し、位置測定誤差を増大させるこ
とがある。 この点の改善策について、次に説明する。 いま、奇数次高調波として第11次および第13次
を、偶数次高調波として第２次を考慮すれば、Ｍ
は の形であらわすことができる。この場合、Ｚはア
ンテナ素子列５_１，５_２，５_３の中心部の座標を
意味する。 第５図に示すようにＺ＋Ｐ／２＋△Ｚ（△Ｚ≪Ｐ／２
） の位置に、アンテナ素子列５_１，５_２，５_３の他
に更にもう一つの同じアンテナ素子列５₁′，５
₂′，５₃′をおき、アンテナ素子列５_１，５_２，５
_３とアンテナ素子列５₁′，５₂′，５₃′の出力の極
性を逆にして接続すると、全アンテナ系と線路４
との間の相互インダクタンスMa（Ｚ）は、 であらわされる。 ここで、 である。 △Ｚ＝Ｐ／２２とすれば、ma₁₁＝０となり、第11次 高調波は消滅する。 また、第13次高調波含有率は ｜ｍａ_１３／ｍａ_１｜＝｜ｃｏｓ（１３π／Ｐ）△Ｚ／
ｃｏｓ（π／Ｐ）△Ｚ｜｜ｍ_１３／ｍ_１｜ ＝0.285｜ｍ_１３／ｍ_１｜ 第２次高調波含有率は ｜ｍａ_２／ｍａ_１｜＝｜ｓｉｎ（２π／Ｐ）△Ｚ／ｃｏ
ｓ（π／Ｐ）△Ｚ｜｜ｍ_２／ｍ_１｜ ＝0.285｜ｍ_２／ｍ_１｜ となり、いずれも約30％に減少する。 基本波についての相互インダクタンスの増加率
は ｜ｍａ_１／ｍ_１｜＝2cosπ／Ｐ△Ｚ＝2cosπ／２２＝1.
98 から明らかなようにほぼ倍増する。 この場合、θａをπ／13またはその近くにとる
ことにより、第13次高調波歪を完全にあるいは殆
ど０とすることが可能である。 また、△Ｚ＝Ｐ／２６とすれば、ma₁₃＝０となり、 第13次高調波は消滅する。 第11次および第２次高調波含有率は ｜ｍ_１１／ｍａ_１｜＝0.241｜ｍ_１１／ｍ_１｜ ｜ｍａ_２／ｍａ_１｜＝0.241｜ｍ_２／ｍ_１｜ となり、基本波についての相互インダクタンスの
増加率は、 ｜ｍａ_１／ｍ_１｜＝1.99 となつて、△Ｚ＝Ｐ／22の場合とほぼ同程度の改
善が得られる。 導体１，２，３の布線形状がこれまで述べてき
たような平型でなくて、第６図イに示すようなら
せん状の場合は、Ｘ点における断面図であるロと
Ｙ点における断面図であるハを見ればわかる通
り、Ｐ／２毎に導体１，２，３のアンテナに対す
る相対位置関係が180゜回転して、逆の位置に移
るからＭ（ｚ）は偶数次の高調波を含むことにな
り、第11次および第13次の高調波は殆どないか
ら、△Ｚ＝０としてアンテナ素子列５_１，５_２，
５_３と５₁′，５₂′，５₃′の間隔をＰ／２とするこ
とにより、全ての偶数次の高調波を完全に消滅す
ることができる。 本発明における各アンテナ素子５_１，５_２，５
_３，５₁′，５₂′，５₃′の長さｌは、線路周期Ｐに
比して充分に小さければ任意に定めてもよく、幅
ｂはθａがπ／13または２π／13あるいはこれら
の近傍に選ぶ方が得策である。 また、これまでは３相３導体の線路について説
明してきたが、単一の導体を流れる電流が形成す
る磁界のベクトルポテンシヤルが の形を有する限り、Ｎ相Ｎ導体の線路においても （２Ｓ＋１）πＰ／ｌ＝ｍπ （2S＋１）θａ＝ｍπ の関係が成立することから、３相３導体の線路と
同様な結果が得られる。 第７図は各アンテナ素子を車体に取付ける例を
示すものであつて、車体１０にはそれぞれ独立し
た切欠部８_１，８_２，８_３が設けられ、この中に
嵌合されたアンテナ基板（絶縁板）９_１，９_２，
９_３上にアンテナ素子５_１，５_２，５_３が取付け
られる。 以上説明してきた通り、本発明は線路周期Ｐに
比して極めて小さい寸法を有する小型アンテナ素
子を複数個所定の間隔でもつて配置したものであ
り、車体への取付けに際しては車体への機械的強
度を低下させることがなくなり、また車体に誘発
される渦電流も軽減できる。 更に、特定の高調波成分を消滅できるので良好
な移動体通信が可能になり、特に移動体位置検知
においては誤差のない位置測定ができるようにな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は誘導無線線路およびアンテナの説明
図、第２図は第１図の横断面説明図、第３図は第
１発明の一実施例の説明図、第４図は照度関数
（ｕ）の説明図、第５図は第２発明の一実施例の
説明図、第６図はらせん状誘導無線線路の説明
図、第７図はアンテナ素子を移動体の車体に設置
した例の説明図である。 １，２，３：導体、４：誘導無線線路、５：ア
ンテナ、５_１，５_２，５_３，５₁′，５₂′，５₃′：
アンテナ素子、６：送信機。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定の周期Ｐでもつて繰り返し構造を有する
   ように３本の導体を配置してなる誘導無線線路に
   対して、移動体の走行に伴つて３相の正弦波状の
   電圧を誘起せしめる誘導無線用アンテナにおい
   て、周期Ｐに比して極めて小さい寸法を有するア
   ンテナ素子を３個、線路長手方向にＰ／12の間隔
   をおいて一列に配置すると共に、各アンテナ素子
   を極性を同じくして接続してなり、各アンテナ素
   子の照射強度比を順次１／√３：１：１／√３と
   して構成したことを特徴とする誘導無線用アンテ
   ナ。 ２ 所定の周期Ｐでもつて繰り返し構造を有する
   ように３本の導体を平型に配置してなる誘導無線
   線路に対して、移動体の走行に伴つて３相の正弦
   波状の電圧を誘起せしめる誘導無線用アンテナに
   おいて、周期Ｐに比して極めて小さい寸法を有す
   るアンテナ素子を３個、線路長手方向にＰ／12の
   間隔をおいて一列に配置すると共に各アンテナ素
   子の極性を同じくして接続し、各アンテナ素子の
   照射強度比を順次１／√３：１：１／√３となる
   ようにした第１のアンテナ素子列と、この第１の
   アンテナ素子列と同じ構造の第２のアンテナ素子
   列とよりなり、第１と第２のアンテナ素子列を線
   路長手方向にＰ／２±Ｐ／2m（ｍは不要高調波
   成分の次数）の間隔をおいて配置すると共に、第
   １と第２のアンテナ素子列の極性を逆にして接続
   して構成したことを特徴とする誘導無線用アンテ
   ナ。 ３ 所定の周期Ｐでもつて繰り返し構造を有する
   ように３本の導体をらせん状に巻回してなる誘導
   無線線路に対して、移動体の走行に伴つて、３相
   の正弦波状の電圧を誘起せしめる誘導無線用アン
   テナにおいて、周期Ｐに比して極めて小さい寸法
   を有するアンテナ素子を３個、線路長手方向に
   Ｐ／12の間隔をおいて一列に配置すると共に、各
   アンテナ素子の極性を同じくして接続し、各アン
   テナ素子の照射強度比を順次１／√３：１：１／
   √３となるようにした第１のアンテナ素子列と、
   この第１のアンテナ素子列と同じ構造の第２のア
   ンテナ素子列とよりなり、第１と第２のアンテナ
   素子列を線路長手方向にＰ／２の間隔をおいて配
   置すると共に、第１と第２のアンテナ素子列の極
   性を逆にして接続して構成したことを特徴とする
   誘導無線用アンテナ。