JPS6158065B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6158065B2 JPS6158065B2 JP53098884A JP9888478A JPS6158065B2 JP S6158065 B2 JPS6158065 B2 JP S6158065B2 JP 53098884 A JP53098884 A JP 53098884A JP 9888478 A JP9888478 A JP 9888478A JP S6158065 B2 JPS6158065 B2 JP S6158065B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- class
- sampling
- result
- value
- partial response
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 15
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 13
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 3
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はクラス４パーシヤルレスポンスを用い
たデータ伝送受信機におけるサンプリング位相制
御装置に関する。
たデータ伝送受信機におけるサンプリング位相制
御装置に関する。
クラス４パーシヤルレスポンスは第１図に示さ
れるインパルス応答で特徴づけられる相関伝送の
１つのクラスであるが、このようなインパルス応
答を持つ波形は従来用いられている波形の対称性
を探査するサンプリング位相制御方法の適用が困
難とされてきた。本発明はクラス４パーシヤルレ
スポンスの相関を一旦逆変換により取り除くこと
により、通常の相関伝送と同様の意味で波形の対
称点にサンプリング位相を制御する手段を提供す
る。
れるインパルス応答で特徴づけられる相関伝送の
１つのクラスであるが、このようなインパルス応
答を持つ波形は従来用いられている波形の対称性
を探査するサンプリング位相制御方法の適用が困
難とされてきた。本発明はクラス４パーシヤルレ
スポンスの相関を一旦逆変換により取り除くこと
により、通常の相関伝送と同様の意味で波形の対
称点にサンプリング位相を制御する手段を提供す
る。
以下、本発明の原理につき詳細に述べる。
ランダムな送信シンボル系列を｛ai｝、インパ
ルス応答のサンプル値を第１図のようにｈ-k……
h0，h1，h2，……ｈkとすると受信されたベース
バンド信号のｔ＝nTにおけるサンプル値ｙoは雑
音を除いて と表わされる。クラス４パーシヤルレスポンスで
はh0〓１，h2〓−１であるから、 となり、ｙoからは（ａo−ａo-2）の推定値ｂoが
得られる。
ルス応答のサンプル値を第１図のようにｈ-k……
h0，h1，h2，……ｈkとすると受信されたベース
バンド信号のｔ＝nTにおけるサンプル値ｙoは雑
音を除いて と表わされる。クラス４パーシヤルレスポンスで
はh0〓１，h2〓−１であるから、 となり、ｙoからは（ａo−ａo-2）の推定値ｂoが
得られる。
今、ｂoに対してクラス４パーシヤルレスポン
スの相関を取り除く逆変換を施すと、 ｃo＝ｃo-2＋ｂo ＝ａo＋ｃ とａoの推定値ａoと不定々数ｃとの和が得られ
る。
スの相関を取り除く逆変換を施すと、 ｃo＝ｃo-2＋ｂo ＝ａo＋ｃ とａoの推定値ａoと不定々数ｃとの和が得られ
る。
ここでｃo-1とｙoとの相関をＲoとすると、Ｒo
の平均値は ここでデータ系列｛ａk｝は平均値０のランダ
ム系列であると仮定する（この仮定はスクランブ
ラーを用いた通常のデータ伝送で成立つ）と、 ２は符号平均電力i ＝０ が成立するので上式右辺第１項は判定結果ａo-1
が殆んど正しいとするとｉ＝ｎ−１の時のみ非零
の値をとり、第２項は零となる。
の平均値は ここでデータ系列｛ａk｝は平均値０のランダ
ム系列であると仮定する（この仮定はスクランブ
ラーを用いた通常のデータ伝送で成立つ）と、 ２は符号平均電力i ＝０ が成立するので上式右辺第１項は判定結果ａo-1
が殆んど正しいとするとｉ＝ｎ−１の時のみ非零
の値をとり、第２項は零となる。
従つて
Ｒo ＝2ho-(o-1)＝2h1
更に通常平均電力２は１に正規化するので結
局 o＝h1 となり第１図のインパルス応答サンプル値h1に対
応する値となる。
局 o＝h1 となり第１図のインパルス応答サンプル値h1に対
応する値となる。
h1の値は、第１図に示すようにサンプリング位
相が遅いと負の値をとり、サンプリング位相が早
いと正の値をとることとなり、h1が零交叉する所
が最適のサンプリング位相となることがわかる。
したがつて、このoを、サンプリング位相制御
情報として用いることができ、この方法によれば
データ送信間隔Ｔ秒毎の情報のみで制御をかけら
れる。クラス４パーシヤルレスポンスのインパル
ス応答、すなわち第１図に示したような応答にお
いてh1の値でサンプリング位相を制御すること
が、相関符号を用いない通常の伝送系においてど
のようなことに対応するかを考えてみる。クラス
４パーシヤルレスポンスは送信側で（１、０、−
１）の応答を持つフイルタと通常のナイキストフ
イルタを組合わせて第１図のような相関のある応
答を作るか、符号系列に相関の操作、即ち、ｂo
＝ａo−ａo-2を施して、このｂoの系列を通常の
相関のない伝送系に通す形で実現される。今、相
関のない伝送系のインパルス応答のサンプル値を
｛Ｐi｝とする。（伝送路歪がなく理想的なサンプ
ル時点ではP0＝１、Ｐi＝０（ｉ≠０のとき）
と、ｈiはＰiとＰi-2の差で表わされるから ｈi＝P1−P-1 であり、本発明の如く、h1→０にサンプリング位
相を制御することは従来よく用いられるインパル
ス応答ピークの両側のサンプル値を平衡させ対称
点を見出す方法と同様の性質を持つことがわか
る。
相が遅いと負の値をとり、サンプリング位相が早
いと正の値をとることとなり、h1が零交叉する所
が最適のサンプリング位相となることがわかる。
したがつて、このoを、サンプリング位相制御
情報として用いることができ、この方法によれば
データ送信間隔Ｔ秒毎の情報のみで制御をかけら
れる。クラス４パーシヤルレスポンスのインパル
ス応答、すなわち第１図に示したような応答にお
いてh1の値でサンプリング位相を制御すること
が、相関符号を用いない通常の伝送系においてど
のようなことに対応するかを考えてみる。クラス
４パーシヤルレスポンスは送信側で（１、０、−
１）の応答を持つフイルタと通常のナイキストフ
イルタを組合わせて第１図のような相関のある応
答を作るか、符号系列に相関の操作、即ち、ｂo
＝ａo−ａo-2を施して、このｂoの系列を通常の
相関のない伝送系に通す形で実現される。今、相
関のない伝送系のインパルス応答のサンプル値を
｛Ｐi｝とする。（伝送路歪がなく理想的なサンプ
ル時点ではP0＝１、Ｐi＝０（ｉ≠０のとき）
と、ｈiはＰiとＰi-2の差で表わされるから ｈi＝P1−P-1 であり、本発明の如く、h1→０にサンプリング位
相を制御することは従来よく用いられるインパル
ス応答ピークの両側のサンプル値を平衡させ対称
点を見出す方法と同様の性質を持つことがわか
る。
なお前述の逆変換は誤りが起ると次々に伝播す
る性質を持つているが、これは不定々数Ｃが誤り
対応して一定値だけ増減するだけであり、誤りの
頻度が著しく高くなければ相関値Ｒoをバイアス
することはない。
る性質を持つているが、これは不定々数Ｃが誤り
対応して一定値だけ増減するだけであり、誤りの
頻度が著しく高くなければ相関値Ｒoをバイアス
することはない。
以下、本発明の実施例を第２図にしたがつて説
明する。
明する。
端子１より入来するベースバンド信号は線路２
を流れサンプリングクロツクにより制御されるサ
ンプラー３でＴ秒毎にサンプルされる。サンプル
された系列は、レベル判定器４でａo−ａo-2の推
定値に対応するレベルが判定され線路５に判定結
果が出力される。線路５の判定結果は２つに分岐
し一方は、パーシヤルレスポンス逆変換器６で逆
変換されａoの推定値が得られる。ａoの推定値は
遅延素子７でＴ秒遅延され、遅延されたａoの推
定値は乗算器８において前記サンプラーの出力信
号と乗算され乗算結果は積分器９で積分される。
積分器出力はパーシヤルレスポンスインパルス応
答h1の推定値に対応し、この値によりデイジタル
位相ロツクループ１０が制御され、線路２に位相
制御されたサンプリングクロツクが得られる。２
つに分岐した判定結果の他方は復号器１１で復号
され、送信データ推定値が端子１２に出力され
る。
を流れサンプリングクロツクにより制御されるサ
ンプラー３でＴ秒毎にサンプルされる。サンプル
された系列は、レベル判定器４でａo−ａo-2の推
定値に対応するレベルが判定され線路５に判定結
果が出力される。線路５の判定結果は２つに分岐
し一方は、パーシヤルレスポンス逆変換器６で逆
変換されａoの推定値が得られる。ａoの推定値は
遅延素子７でＴ秒遅延され、遅延されたａoの推
定値は乗算器８において前記サンプラーの出力信
号と乗算され乗算結果は積分器９で積分される。
積分器出力はパーシヤルレスポンスインパルス応
答h1の推定値に対応し、この値によりデイジタル
位相ロツクループ１０が制御され、線路２に位相
制御されたサンプリングクロツクが得られる。２
つに分岐した判定結果の他方は復号器１１で復号
され、送信データ推定値が端子１２に出力され
る。
前記逆変換器は加算器１３と2T秒遅延素子１
４とで構成され、逆変換器入力は遅延素子１４の
出力と加算器１３で加算され、加算結果は逆変換
器出力となると同時に遅延素子１４にフイードバ
ツクされ、積分形の逆変換を行なう。
４とで構成され、逆変換器入力は遅延素子１４の
出力と加算器１３で加算され、加算結果は逆変換
器出力となると同時に遅延素子１４にフイードバ
ツクされ、積分形の逆変換を行なう。
第１図はクラス４パーシヤルレスポンスのイン
パルス応答を示す図、第２図は本発明の実施例を
示すブロツク図で、図中３はサンプラー、４はレ
ベル判定器、６は逆変換器、７および１４は遅延
素子、８は乗算器、９は積分器、１０はデイジタ
ル位相ロツクループ、１３は加算器である。
パルス応答を示す図、第２図は本発明の実施例を
示すブロツク図で、図中３はサンプラー、４はレ
ベル判定器、６は逆変換器、７および１４は遅延
素子、８は乗算器、９は積分器、１０はデイジタ
ル位相ロツクループ、１３は加算器である。
Claims (1)
- １ クラス４パーシヤルレスポンスを用いたデー
タ伝送受信機において、受信ベースバンド信号を
サンプルする手段と、そのサンプルされた信号の
レベル判定を行なう手段と、そのレベル判定結果
にクラス４パーシヤルレスポンス逆変換を施す手
段と、その逆変換結果をデータ送信間隔Ｔだけ遅
延する手段と、その遅延された逆変換結果と前記
サンプルされた信号とを乗算する手段と、その乗
算結果を積分する手段と、その積分結果により前
記サンプラーに供給するサンプリングクロツクの
位相を制御する手段とを備えたことを特徴とする
サンプリング位相制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9888478A JPS5525296A (en) | 1978-08-14 | 1978-08-14 | Sampling phase control unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9888478A JPS5525296A (en) | 1978-08-14 | 1978-08-14 | Sampling phase control unit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5525296A JPS5525296A (en) | 1980-02-22 |
| JPS6158065B2 true JPS6158065B2 (ja) | 1986-12-10 |
Family
ID=14231564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9888478A Granted JPS5525296A (en) | 1978-08-14 | 1978-08-14 | Sampling phase control unit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5525296A (ja) |
-
1978
- 1978-08-14 JP JP9888478A patent/JPS5525296A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5525296A (en) | 1980-02-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH10200594A (ja) | ディジタル復調器におけるシンボルタイミング復元回路 | |
| US10763788B2 (en) | Method and device for FSK/GFSK demodulation | |
| JPS6158065B2 (ja) | ||
| CN1390392A (zh) | 通信系统中的干扰估计 | |
| JPH0779363B2 (ja) | 遅延検波回路 | |
| EP0903884B1 (en) | Phase estimating circuit and demodulating circuit | |
| JP2795053B2 (ja) | 復調装置 | |
| JP3149236B2 (ja) | 受信システム | |
| JPH06188926A (ja) | Ｐｓｋ変調復調方法及び装置 | |
| JPS6232731A (ja) | 信号エネルギ低下検出装置 | |
| JP2668721B2 (ja) | リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 | |
| JP2737348B2 (ja) | 交差偏波干渉除去器 | |
| JP2753485B2 (ja) | バーストモード復調装置 | |
| KR100289404B1 (ko) | 국소대칭강제파형부를 이용한 패턴지터를 줄이는 장치 및 방법 | |
| JP2827052B2 (ja) | スペクトラム拡散信号復調装置 | |
| JP2564968B2 (ja) | 交差偏波干渉補償器 | |
| JPH03117057A (ja) | 位相変調信号復調器 | |
| KR100260056B1 (ko) | 파일롯 심벌 및 복조된 데이터 심벌을 이용한 위상 추정 장치및 그 방법 | |
| JPH042026B2 (ja) | ||
| JP2792034B2 (ja) | 判定帰還形等化器 | |
| JPH0316452A (ja) | バースト信号復調装置 | |
| JPS5936463A (ja) | 単周波信号受信器 | |
| JP2513333B2 (ja) | 搬送波周波数誤差検出器 | |
| JP2001268143A (ja) | 周波数変調波の復調方法および復調装置 | |
| JP3183456B2 (ja) | クロック再生回路及びこれを用いた受信装置 |