JPS6159580B2

JPS6159580B2 -

Info

Publication number: JPS6159580B2
Application number: JP54164670A
Authority: JP
Inventors: Isao Nakazawa
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1979-12-20
Filing date: 1979-12-20
Publication date: 1986-12-17
Also published as: JPS5687966A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、地上局間において適用される
TDMA（時分割多元接続）通信方式における搬
送波抽出回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention is applied between ground stations.
This invention relates to a carrier extraction circuit in a TDMA (time division multiple access) communication system.

一般に、１つの親局（地上局）と多数の子局
（地上局）との間で同時に通信を行う通信方式と
して、各子局が同一の周波数を用い、また各子局
の伝送容量に応じて異なる時間スロツトを割り当
てるTDMA方式がある。すなわち、各子局は予
め決められた時間帯のみにバースト信号を発信
し、親局において各子局からの信号が整然と配列
されるようになつている。このようなTDMA方
式の親局の復調器において、基準搬送波を抽出す
る回路が必要となる。 In general, as a communication method for simultaneous communication between one master station (ground station) and many slave stations (ground stations), each slave station uses the same frequency, and depending on the transmission capacity of each slave station, There are TDMA schemes that allocate different time slots. That is, each slave station transmits a burst signal only during a predetermined time period, and the signals from each slave station are arranged in an orderly manner at the master station. In the demodulator of such a TDMA master station, a circuit for extracting a reference carrier wave is required.

従来の搬送波抽出回路はバースト信号の搬送波
を抽出するための帯域フイルタを備えている。こ
の場合、帯域フイルタの帯域幅は搬送波以外の雑
音を排除するためにできるだけ小さく設定される
一方、各子局からのバースト信号の搬送波間の干
渉を防止するために余剰ビツトの付加、或は各バ
ースト信号の遷移時に帯域フイルタを広帯域モー
ドと狭帯モードとに切替えていた。 A conventional carrier wave extraction circuit includes a bandpass filter for extracting a carrier wave of a burst signal. In this case, the bandwidth of the bandpass filter is set as small as possible to eliminate noise other than the carrier wave, while extra bits are added or each The bandpass filter was switched between wideband mode and narrowband mode at the time of burst signal transition.

しかしながら、上述の従来形においては、２つ
のモードの切替時に位相ジツタが生じ、また、帯
域フイルタとして狭帯域の水晶フイルタ、メカニ
カルフイルタもしくはSAWフイルタ等を用いた
場合には上述のような２モード切替を行えないと
いう問題点があつた。 However, in the conventional type described above, phase jitter occurs when switching between the two modes, and when a narrow band crystal filter, mechanical filter, SAW filter, etc. is used as the band filter, it is difficult to switch between the two modes as described above. There was a problem that it was not possible to do this.

本発明の目的は、２つの狭帯域の帯域フイルタ
を用い、各子局からのバースト信号の切替時に
は、該２つの帯域フイルタへのバースト入力信号
の分配比を連続的に変え、さらに一定時間後に、
該２つの帯域フイルタの搬送波信号の合成比を連
続的に変えるという構想にもとづき、位相ジツタ
の発生を防止し、また、帯域フイルタとして水晶
フイルタ、メカニカルフイルタ、もしくはSAW
フイルタ等のあらゆるフイルタを用いることを可
能にし、前述の従来形における問題点を解決する
ことにある。 An object of the present invention is to use two narrowband bandpass filters, and when switching the burst signals from each slave station, continuously change the distribution ratio of the burst input signal to the two bandpass filters, and then after a certain period of time, ,
Based on the concept of continuously changing the combination ratio of the carrier wave signals of the two band filters, it is possible to prevent the occurrence of phase jitter, and to use a crystal filter, mechanical filter, or SAW as the band filter.
The object of the present invention is to make it possible to use any type of filter, such as a filter, and to solve the problems of the conventional type described above.

以下、図面により本発明を説明する。 The present invention will be explained below with reference to the drawings.

第１図は従来のモード切替機能をもつた搬送波
抽出回路のブロツク回路図、第２図ａ〜第２図ｃ
は第１図の回路内の信号「ａ」〜「ｃ」のタイミ
ング波形図である。第１図における搬送波抽出回
路は各子局からのバースト信号を受信する親局の
受信器の復調器に設けられるものである。始め
に、各子局（図示せず）からバースト信号「ａ」
が帯域フイルタ１に印加される。たとえば、第２
図ａに示すように、バースト信号「ａ」の各部分
ａ１，ａ２，………は第１番目、第２番目、……
…の子局から時分割的送信されたものであつて、
周波数はほぼ同一であるが、位相が異なる。この
ようなバースト信号「ａ」の搬送波は帯域フイル
タ１によつて抽出される。一般に、帯域フイルタ
１は帯域幅が小さくなるにつれて雑音を排除して
所望の信号のみを抽出できるようになる（Ｓ／Ｎ
比が増大する）が、応答特性が劣化する。このた
め、第１図においては、帯域フイルタ１の帯域幅
を２段階、すなわち広帯域と狭帯域とに切替制御
を行うことにより、応答特性の劣化を防止してい
る。この制御は親局内の基準クロツクをカウンタ
２によつて計数することにより時間監視を行な
い、この時間にもとづいてバースト切替制御部３
が第２図ｂに示すような信号「ｂ」を帯域フイル
タ１に送信することにより行われる。なお、第２
図ｂにおける時刻t₁，t₂，………は例えば親局で
の搬送波再生状態を監視することにより行なえ
る。この信号「ｂ」が“１”レベルのとき、帯域
フイルタ１は広帯域に設定され、他方、信号
「ｂ」が“０”レベルのとき、帯域フイルタ１は
狭帯域に設定される。従つて、帯域フイルタ１の
出力信号「ｃ」において、各部分ａ１，ａ２，…
……の動作応答時間τ_０は比較的小さく、また、
立上りおよび立下りも比較的早い。従つて、たと
えば、部分ａ１の搬送波と部分ａ２の搬送波との
重なり部分Ｘは比較的小さく、従つて、これら相
互間の干渉は少ない。しかしながら、帯域フイル
タ１の帯域幅の切替を行う際にこの切替が急激で
あるために位相ジツタが発生し、また、帯域フイ
ルタを機械的なもの、たとえば水晶フイルタある
いはメカニカルフイルタを用いた場合にはこのよ
うな２モード切替が不可能であるために第１図の
従来形を適用できないという問題点がある。 Figure 1 is a block circuit diagram of a conventional carrier extraction circuit with a mode switching function, and Figures 2a to 2c.
1 is a timing waveform diagram of signals "a" to "c" in the circuit of FIG. 1. FIG. The carrier extraction circuit in FIG. 1 is provided in a demodulator of a receiver of a master station that receives burst signals from each slave station. First, a burst signal "a" is sent from each slave station (not shown).
is applied to the bandpass filter 1. For example, the second
As shown in Figure a, each part a1, a2, ...... of the burst signal "a" is the first, second, ...
It is time-divisionally transmitted from a slave station of...
The frequencies are almost the same, but the phases are different. The carrier wave of such a burst signal "a" is extracted by the bandpass filter 1. Generally, as the bandwidth of the band filter 1 becomes smaller, it becomes possible to eliminate noise and extract only the desired signal (S/N
ratio increases), but the response characteristics deteriorate. For this reason, in FIG. 1, the bandwidth of the bandpass filter 1 is controlled to switch into two stages, that is, a wide band and a narrow band, thereby preventing the response characteristics from deteriorating. In this control, time is monitored by counting the reference clock in the master station with a counter 2, and based on this time, the burst switching control section 3
is carried out by sending a signal "b" as shown in FIG. 2b to the bandpass filter 1. In addition, the second
The times t ₁ , t ₂ , . . . in FIG. b can be performed, for example, by monitoring the carrier wave regeneration state at the master station. When the signal "b" is at the "1" level, the band filter 1 is set to a wide band, while when the signal "b" is at the "0" level, the band filter 1 is set to a narrow band. Therefore, in the output signal "c" of the bandpass filter 1, each portion a1, a2,...
The operational response time τ ₀ of ... is relatively small, and
Rise and fall are also relatively fast. Therefore, for example, the overlapping portion X between the carrier wave of portion a1 and the carrier wave of portion a2 is relatively small, and therefore there is little interference between them. However, when switching the bandwidth of the bandpass filter 1, phase jitter occurs because the switching is rapid, and when the bandpass filter is mechanical, such as a crystal filter or a mechanical filter, Since such two-mode switching is not possible, there is a problem in that the conventional type shown in FIG. 1 cannot be applied.

第３図は本発明の一実施例としての搬送波抽出
回路のブロツク回路図である。第３図において、
２つの帯域フイルタ１４，１５を設けてある。こ
の帯域フイルタ１４，１５は、ほぼ同一の特性を
有しており第１図の場合と異なり、一定たとえば
狭帯域を保持しており、水晶フイルタもしくはメ
カニカルフイルタ等の機械的なものであつてもよ
い。このような帯域フイルタの入力側に分配器１
１、出力側に合成器１６を設け、分配器１１の分
配比および合成器１６の合成比をカウンタ１２、
バースト切替制御部１３および遅延器１７によつ
て制御している。以下、第３図の回路の動作を詳
細に説明する。 FIG. 3 is a block circuit diagram of a carrier extraction circuit as an embodiment of the present invention. In Figure 3,
Two bandpass filters 14, 15 are provided. These band filters 14 and 15 have almost the same characteristics, and unlike the case shown in FIG. good. A distributor 1 is installed on the input side of such a bandpass filter.
1. A combiner 16 is provided on the output side, and the distribution ratio of the distributor 11 and the combination ratio of the combiner 16 are calculated by a counter 12,
It is controlled by a burst switching control section 13 and a delay device 17. The operation of the circuit shown in FIG. 3 will be explained in detail below.

第４図ａ〜第４図ｈは第３図の回路内の信号
「ａ」〜「ｈ」のタイミング波形図である。第４
図ａ〜第４図ｈを参照して第３図の回路動作を説
明する。始めに、分配器１１は帯域フイルタ１４
側に設定されているものとする（第４図ｂにおい
て“０”レベルに相当）。この場合、第４図ａに
示すバースト信号「ａ」のうち部分ａ１が分配器
１１を通過する。従つて、分配器１１の出力信号
「ｃ」は第４図ｃに示すように部分ａ１を含む。
この部分ａ１の搬送波は帯域フイルタ１４によつ
て抽出されるが、帯域フイルタ１４の搬送波信号
「ｄ」においては第４図ｄに示すごとく、動作応
答時間τ_１およびτ_２（これらの値はほぼ同じ）
が比較的大きく、また立上りおよび立下りも比較
的遅い。この理由は、帯域フイルタ１４として
Ｓ／Ｎ比を増大させるために狭帯域のフイルタを
用いているからである。このようにして、バース
ト信号「ａ」の部分ａ１の終端が帯域フイルタ１
４に印加されると、カウンタ２からの計数結果に
もとづいてバースト切替制御部１３からの出力信
号「ｂ」が第４図ｂに示すように“０”レベルか
ら“１”レベルに切替り、従つて、分配器１１が
帯域フイルタ１４から帯域フイルタ１５側へ連続
的に切替る。これにより、第４図ｅに示すよう
に、分配器１１の出力信号「ｅ」に第４図ａの部
分ａ２が現われる。この部分ａ２の搬送波は帯域
フイルタ１５によつて抽出されると、帯域フイル
タ１５の搬送波信号「ｆ」は、第４図ｆに示すご
とく、第４図ｄの部分ａ１と類似な波形となる。 4a to 4h are timing waveform diagrams of signals "a" to "h" in the circuit of FIG. 3. FIG. Fourth
The operation of the circuit shown in FIG. 3 will be explained with reference to FIGS. Initially, the distributor 11 is a bandpass filter 14
(corresponds to the "0" level in FIG. 4b). In this case, part a1 of the burst signal "a" shown in FIG. 4a passes through the distributor 11. Therefore, the output signal "c" of the distributor 11 includes a portion a1 as shown in FIG. 4c.
The carrier wave of this part a1 is extracted by the band filter 14, and in the carrier wave signal "d" of the band filter 14, as shown in FIG. 4d, the operating response times τ ₁ and τ ₂ (these values are approximately same)
is relatively large, and rise and fall are also relatively slow. The reason for this is that a narrowband filter is used as the bandpass filter 14 in order to increase the S/N ratio. In this way, the end of portion a1 of burst signal "a" is connected to bandpass filter 1.
4, the output signal "b" from the burst switching control section 13 switches from the "0" level to the "1" level as shown in FIG. 4b based on the counting result from the counter 2. Therefore, the distributor 11 is continuously switched from the bandpass filter 14 to the bandpass filter 15 side. As a result, as shown in FIG. 4e, portion a2 of FIG. 4a appears in the output signal "e" of the distributor 11. When the carrier wave of this portion a2 is extracted by the bandpass filter 15, the carrier wave signal "f" of the bandpass filter 15 has a waveform similar to that of the portion a1 of FIG. 4d, as shown in FIG. 4f.

上述のごとくして得られた２つの搬送波信号
「ｄ」および「ｆ」は合成器１６によつて合成さ
れる。この合成器１６の制御信号「ｇ」は、第４
図ｇに示すように分配器１１の制御信号「ｂ」を
時間τ_３だけ遅延器１７に遅延して得られるもの
である。従つて、制御信号「ｇ」は時刻T₁＋τ
_３に“０”レベルから“１”レベルに切替り、こ
の結果、合成器１６の出力信号「ｈ」は、第４図
ｈに示すごとく、部分ａ１の搬送波のうち、時刻
T₁＋τ_３後の部分に部分ａ２の搬送波が加わ
る。従つて、これらの搬送波の重なり部分Ｙは分
配合成器の遷移時間に左右され非常に小さく、こ
れら相互間の干渉は少ない。なお、時間τ_２は、
帯域フイルタ１４，１５の動作応答時間τ_１（お
よびτ_２）とほぼ同じに設定されている。また、
第４図ｂにおける時刻T₁，T₂，………は、親局
と子局との間の絶対遅延時間が問題とはならない
通信系においては親局内で設定が行なえる。 The two carrier signals "d" and "f" obtained as described above are combined by a combiner 16. The control signal "g" of this combiner 16 is the fourth
As shown in FIG. g, the control signal "b" of the distributor 11 is delayed by the delay device 17 by a time τ ₃ . Therefore, the control signal "g" is at time T ₁ +τ
₃ , the output signal "h" of the synthesizer 16 is switched from the "0" level to the "1" level at the time of the carrier wave of the portion a1, as shown in FIG.
The carrier wave of part a2 is added to the part after T ₁ +τ ₃ . Therefore, the overlapping portion Y of these carrier waves is very small, depending on the transition time of the distributor/combiner, and there is little interference between them. Note that the time τ ₂ is
It is set to be approximately the same as the operational response time τ ₁ (and τ ₂ ) of the band filters 14 and 15. Also,
The times T ₁ , T ₂ , . . . in FIG. 4b can be set within the master station in a communication system where the absolute delay time between the master station and the slave station is not a problem.

以上説明したように本発明によれば、帯域幅を
固定した２つの帯域フイルタを連続的に切替える
ので、切替時の位相ジツタの発生を小さくでき、
また、帯域フイルタとして機械的なもの、たとえ
ば水晶フイルタ、メカニカルフイルタ、SAWフ
イルタ等を用いることができ、前述の従来形にお
ける問題点の解決に役立つものである。なお、位
相ジツタを問題としない受信系では分配合成器を
スイツチ等の切替回路に置き替えも可能である。 As explained above, according to the present invention, since two band filters with fixed bandwidths are continuously switched, the occurrence of phase jitter at the time of switching can be reduced.
Furthermore, mechanical filters such as quartz filters, mechanical filters, SAW filters, etc. can be used as the bandpass filter, which is useful for solving the problems of the conventional type described above. Note that in a receiving system where phase jitter is not a problem, the distribution/combiner can be replaced with a switching circuit such as a switch.

[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来の搬送波抽出回路のブロツク回路
図、第２図ａ〜第２図ｃは第１図の回路内に現わ
れる信号のタイミング波形図、第３図は本発明の
一実施例としての搬送波抽出回路のブロツク回路
図、第４図ａ〜第４図ｈは第３図の回路内に現わ
れる信号のタイミング波形図である。１１：分配器、１２：カウンタ、１３：バース
ト切替制御部、１４，１５：帯域フイルタ、１
６：合成器、１７：遅延器。 FIG. 1 is a block circuit diagram of a conventional carrier extraction circuit, FIGS. 2a to 2c are timing waveform diagrams of signals appearing in the circuit of FIG. 1, and FIG. 3 is a diagram of a conventional carrier extraction circuit. The block circuit diagrams of the carrier extraction circuit, FIGS. 4a-4h, are timing waveform diagrams of the signals appearing in the circuit of FIG. 11: distributor, 12: counter, 13: burst switching control section, 14, 15: band filter, 1
6: Synthesizer, 17: Delay device.

Claims

[Claims]

1. In a master station that receives burst signals from a plurality of slave stations, a divider that receives the burst signal, sends out two output signals, and can continuously change the distribution ratio of the two output signals; two bandpass filters that extract a carrier wave from each output signal from the splitter; and two bandpass filters that combine each carrier signal from the two bandpass filters to send out one reference carrier signal, and whose combination ratio can be continuously changed. A carrier wave extraction circuit comprising: a combiner, wherein switching of the distribution mode of the divider is started at the end of each of the burst signals, and switching of the combining mode of the combiner is started after a certain period of time. .