JPS6224979B2 - - Google Patents
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- JPS6224979B2 JPS6224979B2 JP52099706A JP9970677A JPS6224979B2 JP S6224979 B2 JPS6224979 B2 JP S6224979B2 JP 52099706 A JP52099706 A JP 52099706A JP 9970677 A JP9970677 A JP 9970677A JP S6224979 B2 JPS6224979 B2 JP S6224979B2
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- JP
- Japan
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- signals
- signal
- output
- amplitude error
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
この発明は、多相位相変調、多相多値変調を含
めた直交振幅変調を用いたデータ伝送において、
受信々号および受信信号と所要帯域周波数範囲で
90゜位相遅れのある直交信号を用いてバスバンド
で自動等化を行ない、その出力信号を用いて同期
検波を行い推定データを得るような構成の復調器
における自動等化器のタツプゲイン調整に関する
ものである。 受信々号およびその直交信号の２つの信号に対
して自動等化を行なうには以下の２つの方法があ
る。 第１の方法は受信信号より90度位相差分波器に
よつて分波された２つの信号に各々独立にタツプ
付遅延線を設け、これらの２つの出力の差をとつ
た信号に対して同期検波を行なう方法である。 第２の方法は上記分波された２つの信号に対し
て２つのタツプ付遅延線を設け、それぞれのタツ
プ付遅延線に取付けられた対応する２つのタツプ
から取り出される信号を第１図に示すようなブリ
ツジ型回路で一対のタツプゲイン例えばｃi，ｄi
によつて変換する方法である。以下第１図に示し
た回路を２次元ブリツジ型可変減衰器と呼ぶ。 上に述べた構成の自動等化器の２つの出力信号
に対する同期検波は、やはり第１図に示した２次
元ブリツジ型回路に、タツプゲインｃi，ｄiのか
わりに、互に直交する搬送波を入力することによ
つて行なわれる。 上記２つの方法の違いは、第１の方法は同期検
波において自動等化器の出力信号に対して90゜位
相遅れのある信号を作つて、上記の２次元ブリツ
ジ型可変減衰器を用いるか、あるいは自動等化器
の出力信号に対して、互に直交する搬送波を別々
に掛け、それぞれの出力に２倍の高調波を除くた
めのロウパス フイルタを設ける等の、フイルタ
ーリング操作が必要なのに対して、第２の方法は
同期検波は２次元ブリツジ型可変減衰器のみで構
成が簡単であるが、自動等化器は各タツプにも２
次元ブリツジ型可変減衰器を用いるので構成が複
雑になる。 本発明はこれら両方の方法に対して共通のタツ
プゲイン調整法を提供するものである。 本発明の特徴は、従来のパスバンド自動等化器
が、データ伝送速度とキヤリア周波数がある特定
の関係にある場合にのみ有効であつたのに対し
て、本発明は、データ伝送速度とキヤリア周波数
の関係によらずに自動等化を可能としたことにあ
る。 以下本発明の原理について述べる。 多相位相変調の送信信号をａ（ｔ）は送信情報
θiとフイルタのレスポンスｒ（ｔ）で重畳され
た信号によりキヤリアが変調されるので、 と表わされる。受信信号ｘ（ｔ）は、回線のイン
パルスレスポンスと、送信信号の重畳で表わされ
る。 ここで、ωCτ＝ωC（τ−ｔ）＋ωCｔと変形す
ると、加法定理により cos（θi＋ωCτ） ＝cos（θi＋ωC（τ−ｔ）＋ωCｔ） ＝cos｛θi＋ωC（τ−ｔ）｝cosωCｔ −sin｛θi＋ωC（τ−ｔ）｝sinωCｔ ＝｛cosθicos（ωC（τ−ｔ）） −sinθisin（ωC（τ−ｔ））｝cosωCｔ −｛sinθicos（ωC（τ−ｔ）） ＋cosθisin（ωC（τ−ｔ））｝sinωCｔ となるに従つて受信波形は(1)式の様に表わされ
る。 従つて ｕ（ｔ）＝∫＋∞ −∞ｓ（ｔ−τ） cos（ωC（τ−ｔ））ｒ（τ）ｄτ (2) ｖ（ｔ）＝∫＋∞ −∞ｓ（ｔ−τ） sin（ωC（τ−ｔ））ｒ（τ）ｄτ (3) とおけば次の様に書き直せる。 また受信信号とすべての周波数で位相が90゜遅
れた信号ｙ（ｔ）は次の様になる。 この発明の自動等化器に用いる１対のタツプゲ
インをそれぞれｃi、ｄiとすれば、第１の方法で
の自動等化の出力ｇ（ｔ）は次式で表わされる。 ただし2N＋１がタツプ数を表わしている。ま
た第２の方法では２つの出力信号の１方は(6)式と
同じになり、他方は次式のようになる。 どちらの方法を用いても周波数ωCをもつ再生
搬送波によつて同期検波後の２つの出力信号はそ
れぞれ以下のように求められる。 一般に90゜位相差分波器により互に直交する２
つの成分を抽出して同期検波する場合、復調キヤ
リアと複素掛算すればベースバンド信号が得られ
る事は良く知られてている。例えば受信信号を
cos（θi＋ωCｔ）とすれば、90゜位相差分波器
の出力信号はsin（θi＋ωCｔ）となる。これに
復調キヤリアを複素掛算すれば、 同相成分＝cosωCtcos（θi＋ωCｔ）＋ sinωCtsin（θi＋ωCｔ）＝cosθi 直交成分＝cosωCtsin（θi＋ωCｔ）− sinωCtcos（ωCｔ＋θi）＝sinθi となりベースバンド成分が抽出される。本発明に
おいてもベースバンド信号ｐ（ｔ），ｑ（ｔ）を
得る為には、自動等化出力ｇ（ｔ）及びｈ（ｔ）
とキヤリア信号の複素掛算が必要であり、これは
(8)式及び(9)式の如く表わされる。 ｐ（ｔ）＝ｇ（ｔ）cosωCｔ＋ｈ（ｔ）sinωC
ｔ (8) ｑ（ｔ）＝−ｇ（ｔ）sinωCｔ＋ｈ（ｔ）cosω
Cｔ (9) ここでタイミングが適当に設定されているとす
れば、Ｔ間隔の標本化点での値を考えればよい。
従つて以後ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）、ｕ（ｔ）、ｖ
（ｔ）、ｇ（ｔ）、ｈ（ｔ）、ｐ（ｔ）、ｑ（ｔ）の
ｔ＝nTでの標本値をそれぞれｘo、ｙo、ｕo、ｖ
o、ｇo、ｈo、ｐo、ｑo等と表わし、これらの諸量
を求いて説明を行なう。自動等化器の修正式とし
ては、 cln+1＝cln−α（ｘo-l・ｅo＋ｙo-l・ｆ（o） (10) および ｄl n+1＝ｄl n−α（ｘo-l・ｆo−ｙo-l・ｅo） (11) の２つを採用する。ただしαは修正係数であり、
Ｃl nはｃlの時刻における値を意味する。またｅo
およびｆoは次式に従うものとする。 ｅo＝ｐo（√o ２＋o ２−Ａ）／√o ２＋o
２ (12) ｆo＝ｑo（√o ２＋o ２−Ａ）／√o ２＋o
２ （13） 通常の最小二乗型の等化器においては、各タツ
プの修正をタツプ上の入力データと誤差の複素掛
算にて行なうが、パスバンド等化器においては、
等化器出力では、キヤリアの影響でタイムスロツ
ト毎に位相がづれ、その位相を固定する事ができ
ない。本発明においてｅo，ｆoは通常の誤差信号
のかわりに、振幅方向の誤差のみを抽出し、位相
づれに無関係な自動等化を実現しようとするもの
である。 以下に(10)、(11)式にて係数ｃi，ｄiを修正する理
由を示す。 ここでＡは位相変調の振幅を表わす参照レベル
であり、従つて（√o ２＋o ２−Ａ）の項は振
幅誤差である。自動等化誤差信号ｅoおよびｆoは
振幅誤差をそれぞれの等化出力の割合に配分する
事により得られる。 ここでは、送信情報θoとの関係を明確にする
為に、ｅo，ｆoを三角関数により表現する。すな
わちある時点での位相を、送信情報θoと不確定
な位相ψoの和として表現すれば、 cos（θo＋ψo）＝ｐo／√o ２＋o ２ sin（θo＋ψo）＝ｑo／√o ２＋o ２ となり、(12)、（13）式はそれぞれ（14）、（15）式
の様に表わされる。 ｅo＝ｐo−Acos（θo＋ψo） （14） ｆo＝ｑo−Asin（θo＋ψo） （15） ただしψo＝−θo＋（tan-1ｐｏ／ｑｏ）である。 (10)式および(11)式において充分に収束していると
考えられる状態ではｃｎ＋１ ｌの期待値はｃｎ ｌの期待
値
と、ｄｎ＋１ ｌの期待値はｄｎ ｌの期待値と等しくなる
必
要がある。従つてｘo-l・ｅo＋ｙo-l・ｆoおよび
ｘo-l・ｆo−ｙo-l・ｅoの期待値はともに０にな
らなければならない。 （14）及び（15）式のｅo，ｆoのｐo，ｑoに対
して(8)、(9)式の関係を代入することにより、 ｘo-lｅo＋ｙo-lｆo ＝ｘo-l（ｇocosω cnT＋ｈoSinω cnT ＋ｙo-l（−ｇosinω cnT＋ｈocosω cnT） −ｘo-lAcos（θo＋Ψo） −ｙo-lAsin（θo＋Ψo） ……（16） ｘo-lｆo−ｙo-lｅo ｘo-l（−ｇosinω cnT＋ｈocosω cnT） ｙo-l（ｇocosω cnT＋ｈosinω cnT） −ｘo-lAsin（θo＋Ψo） ＋ｙo-lAcos（θo＋Ψo） …（17） （16）式及び（17）式の期待値を求める上で、
式の複雑さを避ける為に複素数による表現を用い
る。すなわち、これまで用いた１対の諸量を、 En＝ｅo＋jfn Pn＝pn＋jqn Cn＝cn＋jdn Un＝un＋jvn ejθｎ＝cosθo＋jsinθo Ｇo＝ｇo＋jhn の如く表現する。すると（16）式及び（17）式は Ｘ＊ ｏ−ｌＥo＝Ｘ＊ ｏ−ｌＧoｅ-j〓cnT−Ｘ＊ ｏ−
ｌAej（θo＋
φo） と表現できる。ここで、 である事、および であることから、 となる。この式の期待値は、送信情報の互いの無
相関性を考えると、θoが０となる様な項のみが
残つてくる。従つて、 となる。この右辺を０にする方程式はｅ-j〓c(l-n
）Ｔが両方の項にあることを考慮すれば、（18）式
及び（19）式の様に表わされる。 一方通常の最小自乗型の自動等化器における修
正を考えると、 E′o＝Ｐo−Aej〓n の２乗を最小にするタツプゲインを求める問題と
なるので、 と表わされる。従つて送信情報の無相関性を仮定
して、期待値を求めると、 となる。これをもとの諸量を用いて表わすと、 と表わされる。 従つて（18）、（19）式と（20）、（21）と比較す
ると一定の位置ずれφのみを生じている事がわか
る。しかしながらこの位相ずれは自動等化器出力
の搬送波の位相を制御する事により容易に取り去
る事ができる。 従つてこの方法による自動等化器は自乗最小法
による自動等化と全く同等な状態に収束がなされ
ぬ事が判明する。 以上の原理より、本発明は、同期検波後の２次
元ブリツジ型回路による演算を有効に使用するこ
とにより、どんなキヤリア周波数とどんなデータ
伝送速度を用いてもパスバンド自動等化を可能と
し、実際の変復調装置を設計する際、きわめて実
用的価値が高い。 以下に本発明の実施例を説明する。 第１の実施例の全体を示す図が第２図であり、
第２の実施例の全体を示す図が第３図であり、第
４図は自動等化器の修正回路を示したものであ
る。これらの図に従つて以下に説明を行なう。 第２図および第３図において端子１から(1)式の
ｘ（ｔ）に対応する受信信号が入力される。受信
信号は２つに分岐され一方は90゜位相差分波器２
を通して受信々号とすべての周波数で位相が90゜
異なる信号が作られる。すなわち分波器２の出力
には(4)式のｘ（ｔ）及び(5)式のｙ（ｔ）が表われ
る。これらの信号はそれぞれ遅延素子３と４およ
び遅延素子５と６が直列に接続された遅延線が接
続される。各遅延素子を接続する接続線からは２
つづつ対になつた信号の引き出し線７と８，９と
１０，１１と１２が引き出されている。第２図に
示した第１の実施例においては、引き出し線７，
８，９，１０，１１，１２から引き出された信号
に対して、それぞれ可変減衰器１３―１，１３―
２，１４―１，１４―２，１５―１，１５―２が
接続され、それぞれ線路１８―１，２１―１，１
９―１，２２―１，２０―１，２３―１に出力さ
れる。これらの信号のうち線路１８―１，１９―
１，２０―１に出力された信号は加算器１６―１
で加算され、(6)式の第一項
めた直交振幅変調を用いたデータ伝送において、
受信々号および受信信号と所要帯域周波数範囲で
90゜位相遅れのある直交信号を用いてバスバンド
で自動等化を行ない、その出力信号を用いて同期
検波を行い推定データを得るような構成の復調器
における自動等化器のタツプゲイン調整に関する
ものである。 受信々号およびその直交信号の２つの信号に対
して自動等化を行なうには以下の２つの方法があ
る。 第１の方法は受信信号より90度位相差分波器に
よつて分波された２つの信号に各々独立にタツプ
付遅延線を設け、これらの２つの出力の差をとつ
た信号に対して同期検波を行なう方法である。 第２の方法は上記分波された２つの信号に対し
て２つのタツプ付遅延線を設け、それぞれのタツ
プ付遅延線に取付けられた対応する２つのタツプ
から取り出される信号を第１図に示すようなブリ
ツジ型回路で一対のタツプゲイン例えばｃi，ｄi
によつて変換する方法である。以下第１図に示し
た回路を２次元ブリツジ型可変減衰器と呼ぶ。 上に述べた構成の自動等化器の２つの出力信号
に対する同期検波は、やはり第１図に示した２次
元ブリツジ型回路に、タツプゲインｃi，ｄiのか
わりに、互に直交する搬送波を入力することによ
つて行なわれる。 上記２つの方法の違いは、第１の方法は同期検
波において自動等化器の出力信号に対して90゜位
相遅れのある信号を作つて、上記の２次元ブリツ
ジ型可変減衰器を用いるか、あるいは自動等化器
の出力信号に対して、互に直交する搬送波を別々
に掛け、それぞれの出力に２倍の高調波を除くた
めのロウパス フイルタを設ける等の、フイルタ
ーリング操作が必要なのに対して、第２の方法は
同期検波は２次元ブリツジ型可変減衰器のみで構
成が簡単であるが、自動等化器は各タツプにも２
次元ブリツジ型可変減衰器を用いるので構成が複
雑になる。 本発明はこれら両方の方法に対して共通のタツ
プゲイン調整法を提供するものである。 本発明の特徴は、従来のパスバンド自動等化器
が、データ伝送速度とキヤリア周波数がある特定
の関係にある場合にのみ有効であつたのに対し
て、本発明は、データ伝送速度とキヤリア周波数
の関係によらずに自動等化を可能としたことにあ
る。 以下本発明の原理について述べる。 多相位相変調の送信信号をａ（ｔ）は送信情報
θiとフイルタのレスポンスｒ（ｔ）で重畳され
た信号によりキヤリアが変調されるので、 と表わされる。受信信号ｘ（ｔ）は、回線のイン
パルスレスポンスと、送信信号の重畳で表わされ
る。 ここで、ωCτ＝ωC（τ−ｔ）＋ωCｔと変形す
ると、加法定理により cos（θi＋ωCτ） ＝cos（θi＋ωC（τ−ｔ）＋ωCｔ） ＝cos｛θi＋ωC（τ−ｔ）｝cosωCｔ −sin｛θi＋ωC（τ−ｔ）｝sinωCｔ ＝｛cosθicos（ωC（τ−ｔ）） −sinθisin（ωC（τ−ｔ））｝cosωCｔ −｛sinθicos（ωC（τ−ｔ）） ＋cosθisin（ωC（τ−ｔ））｝sinωCｔ となるに従つて受信波形は(1)式の様に表わされ
る。 従つて ｕ（ｔ）＝∫＋∞ −∞ｓ（ｔ−τ） cos（ωC（τ−ｔ））ｒ（τ）ｄτ (2) ｖ（ｔ）＝∫＋∞ −∞ｓ（ｔ−τ） sin（ωC（τ−ｔ））ｒ（τ）ｄτ (3) とおけば次の様に書き直せる。 また受信信号とすべての周波数で位相が90゜遅
れた信号ｙ（ｔ）は次の様になる。 この発明の自動等化器に用いる１対のタツプゲ
インをそれぞれｃi、ｄiとすれば、第１の方法で
の自動等化の出力ｇ（ｔ）は次式で表わされる。 ただし2N＋１がタツプ数を表わしている。ま
た第２の方法では２つの出力信号の１方は(6)式と
同じになり、他方は次式のようになる。 どちらの方法を用いても周波数ωCをもつ再生
搬送波によつて同期検波後の２つの出力信号はそ
れぞれ以下のように求められる。 一般に90゜位相差分波器により互に直交する２
つの成分を抽出して同期検波する場合、復調キヤ
リアと複素掛算すればベースバンド信号が得られ
る事は良く知られてている。例えば受信信号を
cos（θi＋ωCｔ）とすれば、90゜位相差分波器
の出力信号はsin（θi＋ωCｔ）となる。これに
復調キヤリアを複素掛算すれば、 同相成分＝cosωCtcos（θi＋ωCｔ）＋ sinωCtsin（θi＋ωCｔ）＝cosθi 直交成分＝cosωCtsin（θi＋ωCｔ）− sinωCtcos（ωCｔ＋θi）＝sinθi となりベースバンド成分が抽出される。本発明に
おいてもベースバンド信号ｐ（ｔ），ｑ（ｔ）を
得る為には、自動等化出力ｇ（ｔ）及びｈ（ｔ）
とキヤリア信号の複素掛算が必要であり、これは
(8)式及び(9)式の如く表わされる。 ｐ（ｔ）＝ｇ（ｔ）cosωCｔ＋ｈ（ｔ）sinωC
ｔ (8) ｑ（ｔ）＝−ｇ（ｔ）sinωCｔ＋ｈ（ｔ）cosω
Cｔ (9) ここでタイミングが適当に設定されているとす
れば、Ｔ間隔の標本化点での値を考えればよい。
従つて以後ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）、ｕ（ｔ）、ｖ
（ｔ）、ｇ（ｔ）、ｈ（ｔ）、ｐ（ｔ）、ｑ（ｔ）の
ｔ＝nTでの標本値をそれぞれｘo、ｙo、ｕo、ｖ
o、ｇo、ｈo、ｐo、ｑo等と表わし、これらの諸量
を求いて説明を行なう。自動等化器の修正式とし
ては、 cln+1＝cln−α（ｘo-l・ｅo＋ｙo-l・ｆ（o） (10) および ｄl n+1＝ｄl n−α（ｘo-l・ｆo−ｙo-l・ｅo） (11) の２つを採用する。ただしαは修正係数であり、
Ｃl nはｃlの時刻における値を意味する。またｅo
およびｆoは次式に従うものとする。 ｅo＝ｐo（√o ２＋o ２−Ａ）／√o ２＋o
２ (12) ｆo＝ｑo（√o ２＋o ２−Ａ）／√o ２＋o
２ （13） 通常の最小二乗型の等化器においては、各タツ
プの修正をタツプ上の入力データと誤差の複素掛
算にて行なうが、パスバンド等化器においては、
等化器出力では、キヤリアの影響でタイムスロツ
ト毎に位相がづれ、その位相を固定する事ができ
ない。本発明においてｅo，ｆoは通常の誤差信号
のかわりに、振幅方向の誤差のみを抽出し、位相
づれに無関係な自動等化を実現しようとするもの
である。 以下に(10)、(11)式にて係数ｃi，ｄiを修正する理
由を示す。 ここでＡは位相変調の振幅を表わす参照レベル
であり、従つて（√o ２＋o ２−Ａ）の項は振
幅誤差である。自動等化誤差信号ｅoおよびｆoは
振幅誤差をそれぞれの等化出力の割合に配分する
事により得られる。 ここでは、送信情報θoとの関係を明確にする
為に、ｅo，ｆoを三角関数により表現する。すな
わちある時点での位相を、送信情報θoと不確定
な位相ψoの和として表現すれば、 cos（θo＋ψo）＝ｐo／√o ２＋o ２ sin（θo＋ψo）＝ｑo／√o ２＋o ２ となり、(12)、（13）式はそれぞれ（14）、（15）式
の様に表わされる。 ｅo＝ｐo−Acos（θo＋ψo） （14） ｆo＝ｑo−Asin（θo＋ψo） （15） ただしψo＝−θo＋（tan-1ｐｏ／ｑｏ）である。 (10)式および(11)式において充分に収束していると
考えられる状態ではｃｎ＋１ ｌの期待値はｃｎ ｌの期待
値
と、ｄｎ＋１ ｌの期待値はｄｎ ｌの期待値と等しくなる
必
要がある。従つてｘo-l・ｅo＋ｙo-l・ｆoおよび
ｘo-l・ｆo−ｙo-l・ｅoの期待値はともに０にな
らなければならない。 （14）及び（15）式のｅo，ｆoのｐo，ｑoに対
して(8)、(9)式の関係を代入することにより、 ｘo-lｅo＋ｙo-lｆo ＝ｘo-l（ｇocosω cnT＋ｈoSinω cnT ＋ｙo-l（−ｇosinω cnT＋ｈocosω cnT） −ｘo-lAcos（θo＋Ψo） −ｙo-lAsin（θo＋Ψo） ……（16） ｘo-lｆo−ｙo-lｅo ｘo-l（−ｇosinω cnT＋ｈocosω cnT） ｙo-l（ｇocosω cnT＋ｈosinω cnT） −ｘo-lAsin（θo＋Ψo） ＋ｙo-lAcos（θo＋Ψo） …（17） （16）式及び（17）式の期待値を求める上で、
式の複雑さを避ける為に複素数による表現を用い
る。すなわち、これまで用いた１対の諸量を、 En＝ｅo＋jfn Pn＝pn＋jqn Cn＝cn＋jdn Un＝un＋jvn ejθｎ＝cosθo＋jsinθo Ｇo＝ｇo＋jhn の如く表現する。すると（16）式及び（17）式は Ｘ＊ ｏ−ｌＥo＝Ｘ＊ ｏ−ｌＧoｅ-j〓cnT−Ｘ＊ ｏ−
ｌAej（θo＋
φo） と表現できる。ここで、 である事、および であることから、 となる。この式の期待値は、送信情報の互いの無
相関性を考えると、θoが０となる様な項のみが
残つてくる。従つて、 となる。この右辺を０にする方程式はｅ-j〓c(l-n
）Ｔが両方の項にあることを考慮すれば、（18）式
及び（19）式の様に表わされる。 一方通常の最小自乗型の自動等化器における修
正を考えると、 E′o＝Ｐo−Aej〓n の２乗を最小にするタツプゲインを求める問題と
なるので、 と表わされる。従つて送信情報の無相関性を仮定
して、期待値を求めると、 となる。これをもとの諸量を用いて表わすと、 と表わされる。 従つて（18）、（19）式と（20）、（21）と比較す
ると一定の位置ずれφのみを生じている事がわか
る。しかしながらこの位相ずれは自動等化器出力
の搬送波の位相を制御する事により容易に取り去
る事ができる。 従つてこの方法による自動等化器は自乗最小法
による自動等化と全く同等な状態に収束がなされ
ぬ事が判明する。 以上の原理より、本発明は、同期検波後の２次
元ブリツジ型回路による演算を有効に使用するこ
とにより、どんなキヤリア周波数とどんなデータ
伝送速度を用いてもパスバンド自動等化を可能と
し、実際の変復調装置を設計する際、きわめて実
用的価値が高い。 以下に本発明の実施例を説明する。 第１の実施例の全体を示す図が第２図であり、
第２の実施例の全体を示す図が第３図であり、第
４図は自動等化器の修正回路を示したものであ
る。これらの図に従つて以下に説明を行なう。 第２図および第３図において端子１から(1)式の
ｘ（ｔ）に対応する受信信号が入力される。受信
信号は２つに分岐され一方は90゜位相差分波器２
を通して受信々号とすべての周波数で位相が90゜
異なる信号が作られる。すなわち分波器２の出力
には(4)式のｘ（ｔ）及び(5)式のｙ（ｔ）が表われ
る。これらの信号はそれぞれ遅延素子３と４およ
び遅延素子５と６が直列に接続された遅延線が接
続される。各遅延素子を接続する接続線からは２
つづつ対になつた信号の引き出し線７と８，９と
１０，１１と１２が引き出されている。第２図に
示した第１の実施例においては、引き出し線７，
８，９，１０，１１，１２から引き出された信号
に対して、それぞれ可変減衰器１３―１，１３―
２，１４―１，１４―２，１５―１，１５―２が
接続され、それぞれ線路１８―１，２１―１，１
９―１，２２―１，２０―１，２３―１に出力さ
れる。これらの信号のうち線路１８―１，１９―
１，２０―１に出力された信号は加算器１６―１
で加算され、(6)式の第一項
【式】が
計算され、同様に線路２１―１，２２―２，２３
―１に出力された信号は加算器１７―１で加算さ
れ、(6)式の第二項
―１に出力された信号は加算器１７―１で加算さ
れ、(6)式の第二項
【式】が得られ、
その出力の差を減算器４９で求める事により(6)式
ｇ（ｔ）が得られる。(8)式及び(9)式のｐ（ｔ）及
びｑ（ｔ）はｘ（ｔ）または、ｙ（ｔ）に対する
復調ベースバンド信号であるので、必ずしもｘ
（ｔ）及びｙ（ｔ）の両方が求まつている必要は
ない。ここでは通常の同期検波器で復調した場合
を示し同期検波器２６―１の出力に等化されたベ
ースバンド信号(8)式及び(9)式すなわちｐ（ｔ）及
びｑ（ｔ）が得られる。また振幅誤差検出器３２
においては復調ベースバンド信号から(12)式及び
（13）式を計算する為の振幅誤差
ｇ（ｔ）が得られる。(8)式及び(9)式のｐ（ｔ）及
びｑ（ｔ）はｘ（ｔ）または、ｙ（ｔ）に対する
復調ベースバンド信号であるので、必ずしもｘ
（ｔ）及びｙ（ｔ）の両方が求まつている必要は
ない。ここでは通常の同期検波器で復調した場合
を示し同期検波器２６―１の出力に等化されたベ
ースバンド信号(8)式及び(9)式すなわちｐ（ｔ）及
びｑ（ｔ）が得られる。また振幅誤差検出器３２
においては復調ベースバンド信号から(12)式及び
（13）式を計算する為の振幅誤差
【式】が計算され信号線３３に出力さ
れる。自動等化器調整回路は、線路４４，４６，
４８，４５，４７，４９に出力される自動等化器
の各タツプの信号の出力、線路３０，３１に出力
される等化ベースバンド信号、線路３３に供給さ
れる振幅誤差信号から、自動等化器のタツプゲイ
ンの修正値が計算され、それぞれ可変減衰器１３
―１，１４―１，１５―１，１６―１，１３―
２，１４―２，１５―２に供給される。 一方第３図においては、線７と８，９と１０，
１１と１２の３つの対から引き出された信号はそ
れぞれ第１図に示した２次元ブリツジ型可変減衰
器１３，１４，１５に入力され線路１８―２と１
９―２，２０―２と２１―２，２２―２と２３―
２にそれぞれ１対の出力信号を得る。これらの信
号のうち線路１８―２，２０―２，２２―２に出
力された信号は加算器１６―２で加え合わせ線路
２４にｇ（ｔ）が出力され、また線路１９―２，
２１―２，２３―２に出力された信号は加算器１
７―２でそれぞれ加え合わされ線路２５にｈ
（ｔ）が出力される。２６―２はブリツジ型同期
検波器であり復調信号を出力する。すなわちｇ
（ｔ）、ｈ（ｔ）を入力して、(8)、(9)式の計算を行
ないｐ（ｔ）、ｑ（ｔ）を出力する。復調出力を
入力として振幅誤差作成回路３２により振幅誤差
が第一の実施例と同様に計算される。また可変減
衰器のゲインの修正の修正も第一の実施例と同様
にして線路４４，４５，４６，４７，４８，４
９，３０，３１，３３の信号を入力として、自動
等化器調整回路３５にて計算され、可変減衰量を
それぞれ線路３６，３７，３８，３９，４０，４
１に出力する。 第４図は自動等化器調整回路３５の更に詳しい
実施例である。第４図において複素乗算器５４，
５５，５６はすべて第５図に示す演算を行なう装
置であり、２対の入力ＸとＹおよびＡとＢから１
対の力AX−BYとBX＋AYを作る回路である。第
４図において掛算器５１および５２は、それぞれ
線路３０および３１より分岐された復調等化信号
と、線路３３に得られた振幅誤差信号とを掛け合
わせることにより１対の自動等化誤差信号を出力
する。すなわち(12)式及び（13）式のｅo及びｆoが
計算される。この自動等化誤差信号は自動等化器
の各遅延素子から、線路４４と４５、４６と４
７、４８と４９によつて分岐された３つの対の信
号とから複素乗算器５４，５５，５６によつてタ
ツプ修正情報を得る。すなわち(10)式におけるｘo-
ｌｅo＋ｙo-lｆoおよび(11)式におけるｘo-lｆo−ｙo-l
ｅoが各タツプに対応して得られる。従つて、こ
の出力をそれぞれ減衰器５７，５８，５９，６
０，６１，６２で−α倍して積分器６３，６４，
６５，６６，６７，６８を通し、以前の可変減衰
量に修正量を加える事によつて、線路３６，３
７，３８，３９，４０，４１に新しい可変減衰量
を得る事ができる。 第６図は振幅誤差作成回路３３の一例を示すも
のであり、図示の構成にて容易に実現できる。第
６図において端子１３１及び１３２からは２つの
等化出力信号が入来し、二乗回路１３３及び１３
４でそれぞれ二乗され加算器１３５でその結果が
加え合わされる。読み出し専用メモリ１３６は、
加算器１３５の結果に応じて
４８，４５，４７，４９に出力される自動等化器
の各タツプの信号の出力、線路３０，３１に出力
される等化ベースバンド信号、線路３３に供給さ
れる振幅誤差信号から、自動等化器のタツプゲイ
ンの修正値が計算され、それぞれ可変減衰器１３
―１，１４―１，１５―１，１６―１，１３―
２，１４―２，１５―２に供給される。 一方第３図においては、線７と８，９と１０，
１１と１２の３つの対から引き出された信号はそ
れぞれ第１図に示した２次元ブリツジ型可変減衰
器１３，１４，１５に入力され線路１８―２と１
９―２，２０―２と２１―２，２２―２と２３―
２にそれぞれ１対の出力信号を得る。これらの信
号のうち線路１８―２，２０―２，２２―２に出
力された信号は加算器１６―２で加え合わせ線路
２４にｇ（ｔ）が出力され、また線路１９―２，
２１―２，２３―２に出力された信号は加算器１
７―２でそれぞれ加え合わされ線路２５にｈ
（ｔ）が出力される。２６―２はブリツジ型同期
検波器であり復調信号を出力する。すなわちｇ
（ｔ）、ｈ（ｔ）を入力して、(8)、(9)式の計算を行
ないｐ（ｔ）、ｑ（ｔ）を出力する。復調出力を
入力として振幅誤差作成回路３２により振幅誤差
が第一の実施例と同様に計算される。また可変減
衰器のゲインの修正の修正も第一の実施例と同様
にして線路４４，４５，４６，４７，４８，４
９，３０，３１，３３の信号を入力として、自動
等化器調整回路３５にて計算され、可変減衰量を
それぞれ線路３６，３７，３８，３９，４０，４
１に出力する。 第４図は自動等化器調整回路３５の更に詳しい
実施例である。第４図において複素乗算器５４，
５５，５６はすべて第５図に示す演算を行なう装
置であり、２対の入力ＸとＹおよびＡとＢから１
対の力AX−BYとBX＋AYを作る回路である。第
４図において掛算器５１および５２は、それぞれ
線路３０および３１より分岐された復調等化信号
と、線路３３に得られた振幅誤差信号とを掛け合
わせることにより１対の自動等化誤差信号を出力
する。すなわち(12)式及び（13）式のｅo及びｆoが
計算される。この自動等化誤差信号は自動等化器
の各遅延素子から、線路４４と４５、４６と４
７、４８と４９によつて分岐された３つの対の信
号とから複素乗算器５４，５５，５６によつてタ
ツプ修正情報を得る。すなわち(10)式におけるｘo-
ｌｅo＋ｙo-lｆoおよび(11)式におけるｘo-lｆo−ｙo-l
ｅoが各タツプに対応して得られる。従つて、こ
の出力をそれぞれ減衰器５７，５８，５９，６
０，６１，６２で−α倍して積分器６３，６４，
６５，６６，６７，６８を通し、以前の可変減衰
量に修正量を加える事によつて、線路３６，３
７，３８，３９，４０，４１に新しい可変減衰量
を得る事ができる。 第６図は振幅誤差作成回路３３の一例を示すも
のであり、図示の構成にて容易に実現できる。第
６図において端子１３１及び１３２からは２つの
等化出力信号が入来し、二乗回路１３３及び１３
４でそれぞれ二乗され加算器１３５でその結果が
加え合わされる。読み出し専用メモリ１３６は、
加算器１３５の結果に応じて
【式】
の値を読み出す様になつており、従つて端子１３
７に振幅誤差信号を出力できる。 以上述べた様に本発明は多相位相変調に対して
通過帯域型の自動等化器を構成するが、多相多値
変調に対しても全く同様に原理で適用できる。
７に振幅誤差信号を出力できる。 以上述べた様に本発明は多相位相変調に対して
通過帯域型の自動等化器を構成するが、多相多値
変調に対しても全く同様に原理で適用できる。
第１図はこの説明で用いる２次元ブリツジ型可
変減衰器の動作を説明するためのブロツク図、第
２図はこの発明の第１の実施例の全体を示すブロ
ツク図、第３図はこの発明の第２の実施例の全体
を示すブロツク図、第４図は実施例に含まれる自
動等化器調整回路、第５図は上記調整回路に含ま
れる複素乗算器の動作を示すブロツク図であり、
第６図は本発明にて使用する振幅誤差作成回路図
である。 図において、３，４，５，６は遅延素子、２は
90゜位相差分波器、２７は位相制御回路、３２は
振幅誤差作成回路、３５は自動等化器調整回路、
１３―１，１４―１，１５―１，１６―１，１３
―２，１４―２，１５―２は可変減衰器、１６―
１，１７―１は加算器、４９は加算器、２６―１
は同期検波器、１３，１４，１５はブリツジ型可
変減衰器、１６―２，１７―２は加算器、２６―
２はブリツジ型同期検波器である。
変減衰器の動作を説明するためのブロツク図、第
２図はこの発明の第１の実施例の全体を示すブロ
ツク図、第３図はこの発明の第２の実施例の全体
を示すブロツク図、第４図は実施例に含まれる自
動等化器調整回路、第５図は上記調整回路に含ま
れる複素乗算器の動作を示すブロツク図であり、
第６図は本発明にて使用する振幅誤差作成回路図
である。 図において、３，４，５，６は遅延素子、２は
90゜位相差分波器、２７は位相制御回路、３２は
振幅誤差作成回路、３５は自動等化器調整回路、
１３―１，１４―１，１５―１，１６―１，１３
―２，１４―２，１５―２は可変減衰器、１６―
１，１７―１は加算器、４９は加算器、２６―１
は同期検波器、１３，１４，１５はブリツジ型可
変減衰器、１６―２，１７―２は加算器、２６―
２はブリツジ型同期検波器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多相位相変調によるデータ伝送に用いる復調
器において、受信信号からその直交信号を作る90
゜位相差分波器と、前記90゜位相差分波器の２つ
の出力信号をそれぞれ入力とする第１および第２
の遅延線と、前記第１の遅延線から引き出される
一定時間の整数倍の遅延を受けた複数個の信号お
よび前記第２の遅延線から引き出される一定時間
の整数倍の遅延を受けた複数個の信号に対して作
用する対応配置された複数個の可変減衰器と、前
記可変減衰器が出力する信号に従つて等化信号を
得る自動等化器と、前記等化信号に対して作用し
２つの復調信号を得る同期検波器と、前記の２つ
の復調信号を用いてそれぞれの信号の２乗和を計
算する手段及び該計算結果を用いて振幅誤差信号
を作成する手段よりなる振幅誤差回路と、前記振
幅誤差信号と前記２つの復調信号とを乗ずる掛算
器と、該掛算器出力と前記第１及び第２の遅延線
の一定時間の整数倍の遅延を受けた信号とを乗ず
る複素乗算器と、該複素乗算器の出力によりすべ
ての可変減衰器の減衰量を修正する手段とを有す
ることを特徴とする通過帯域型自動等化器。 ２ 多相位相変調によるデータ伝送に用いる復調
器において、受信信号からその直交信号を作る90
゜位相差分波器と、上記90゜位相差分波器の２つ
の出力信号をそれぞれ入力とする第１および第２
の遅延線と、上記第１の遅延線から引き出される
一定時間の整数倍の遅延を受けた複数個の信号の
集合および前記第２の遅延線から引き出される一
定時間の整数倍の遅延を受けた複数個の信号の集
合に対して、両方の集合に含まれる同じ時間だけ
遅延された信号の各対に対して作用し、第１およ
び第２からなる２つの信号を出力する複数個の２
次元ブリツジ型可変減衰器と、前記それぞれの２
次元ブリツジ型可変減衰器が出力する２つの信号
のうち第１の信号のみを集めそれらの総和を求め
る第１の総和手段と、同様にそれぞれの２次元ブ
リツジ型可変減衰器が出力する第２の信号のみを
集めそれらの総和を求める第２の総和手段と、前
記第１および第２の総和手段によつて得られる２
つの信号に対して、作用し２つの復調信号を得る
ブリツジ型同期検波器と、前記２つの復調信号を
用いてそれらの２乗和を計算する手段及び該計算
結果を用いて振幅誤差信号を作成する手段よりな
る振幅誤差作成回路と、前記振幅誤差信号と前記
２つの復調信号とを乗ずる掛算器と、該掛算器出
力と前記第１及び第２の遅延線の一定時間の整数
倍の遅延を受けた信号とを乗ずる複素乗算器と、
該複素乗算器の出力によりすべての可変減衰器の
減衰量を修正する手段とを有することを特徴とす
る通過帯域型自動等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9970677A JPS5432914A (en) | 1977-08-19 | 1977-08-19 | Pass band-type automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9970677A JPS5432914A (en) | 1977-08-19 | 1977-08-19 | Pass band-type automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5432914A JPS5432914A (en) | 1979-03-10 |
| JPS6224979B2 true JPS6224979B2 (ja) | 1987-06-01 |
Family
ID=14254497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9970677A Granted JPS5432914A (en) | 1977-08-19 | 1977-08-19 | Pass band-type automatic equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5432914A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2181593B1 (ja) * | 1972-04-26 | 1974-10-18 | Ibm France | |
| JPS51105251A (ja) * | 1975-03-13 | 1976-09-17 | Nippon Electric Co | Tsukataiikigatajidotokaki |
-
1977
- 1977-08-19 JP JP9970677A patent/JPS5432914A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5432914A (en) | 1979-03-10 |
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