JPS6232344B2

JPS6232344B2 -

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Publication number: JPS6232344B2
Application number: JP54067709A
Authority: JP
Inventors: Shigeo Aono; Sadao Takase
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1979-05-31
Filing date: 1979-05-31
Publication date: 1987-07-14
Also published as: GB2052193A; DE3020606A1; US4338665A; JPS55159240A; GB2052193B

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、一般に知られている自動車用の各種
装置、例えばエンジンの燃料噴射装置や点火装
置、変速機、制動装置等を制御する自動車用のデ
ータ収集制御装置に関し、特に、複数の入力情報
及びタイミング信号に基づいて繰返し演算処理を
行うデイジタル制御装置と、前記入力情報の一部
を演算可能な信号に変換する変換装置とを有する
データ収集制御装置における変換時の誤差低減技
術に関するものである。

〔従来技術〕

プロセス制御、測定器等に使用されるＡ／Ｄ変
換器は何れも十分に安定化された電源を使用する
型式であるが、自動車用のＡ／Ｄ変換器は蓄電池
電源であるため、電源電圧の変動が大きい。

従来、自動車用に使用されているアナログ制御
方式は、電源電圧変動の広い範囲で作動可能な設
計になつている。しかし、デイジタル回路の場合
は一般にアナログ回路に比較して電源電圧変動に
対して動作余裕がとり難く、特にアナログ回路と
デイジタル回路が混在するＡ／Ｄ変換器は電源電
圧の変動に注意して設計する必要がある。

第２図及び第３図は、入力電圧をＡ／Ｄ変換す
る装置として用いられている既知の二重積分型
Ａ／Ｄ変換器の一例図であり、第２図は回路図、
第３図は電圧変化の時間的過程を示す図である。

第２図の回路は周知の回路であり、作動のみを
説明する。

第２図において、まずスイツチ２２１を閉と
し、入力電圧（Vi）２００を積分器２１０によ
つて第３図に示す一定時間（Ｔ）３１０だけ積分
する。次にスイツチ２２１を開とし、スイツチ２
２２を閉として逆極性の基準電源２０１の電圧
（Vref）を積分器２１０によつて電圧が初期値レ
ベルに達するまで積分する。

論理回路２１２はスイツチ２２１，２２２の切
換えを行う。更に論理回路２１２は基準電圧を積
分する期間のクロツク２０３の計数を行う。第３
図下段の期間３２０間の縦線はカウント数３２１
を示す。

増幅器２１１（比較器として動作する）の出力
２０４は、増幅器２１０（積分器として動作す
る）の出力が初期値レベルに達した時に信号を発
生し、この信号によつて計数動作を終了し、デイ
ジタル出力２０５を生ずる。出力２０５は期間３
２０のクロツクパルスのカウント数３２１に対応
する。

上述の二重積分型Ａ／Ｄ変換器に類似した型式
として急速充電、定電流放電型Ａ／Ｄ変換器も使
用される。これは第３図に示す一定時間３１０の
部分を積分器でなく小さい時定数の充電回路で急
速に充電し、逆積分期間３２０に相当する部分を
定電流で放電させる型式であり、二重積分型より
も高速動作が可能である。

二重積分型、定電流放電型Ａ／Ｄ変換器の何れ
の場合でも自動車電池電源使用の電源条件を考慮
して単一極性の電源とすることができる。その場
合、第２図の回路において、基準電源２０１の電
圧（Vref）に相当する電圧は入力電圧（Vi）２
００に相当する電圧に対して負の極性をもつよう
に設定する必要があるため、第２図の増幅器２１
０，２１１を使用する場合は、正の入力端子は電
源電圧を電池又は電源回路から分圧した型で供給
される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第１図に通常の自動車の蓄電池の電圧１００を
示す。

第１図において、始動モータを１１０に示すご
とく始動すれば、低温時や電池が劣化している場
合には、蓄電池の出力電圧が定格電圧１０１のほ
ぼ半分の低電圧値１０２まで低下することもあ
る。

その後、機関が正常運転となれば、発電機の機
能も加算されるため電池は充電されて電圧は緩や
かに上昇してほぼ定格電圧値１０１を保つ。

また１２０に示すごとく大きな負荷、例えば前
照灯等を投入すれば、時間１３４〜１３５として
示す通り、電圧は急に降下して低電圧値１０３と
なり再び上昇する。

上述の電圧変動に対応するために、電源回路の
安定化出力電圧を低い値に設計すれば、第１図の
低電圧値１０２，１０３においてもデイジタル回
路を作動させることは可能であるが、センサのア
ナログ出力電圧及びＡ／Ｄ変換器精度が低下すの
を防ぐことができない。

更に通常のＡ／Ｄ変換器は、電源電圧変動に基
づく誤差、使用増幅器等のオフセツト、ドリフト
による誤差を生ずる。

例えば、前記第２図の二重積分型回路の出力
は、下記(1)式で示される。

Vi＝（Vref／Ｔ）・Tx ………(1) ここにTxはカウント数３２１に対応する。

(1)式において、Vref、Ｔは安定電源条件下で
は一定であるが、自動車の電池電源の場合は、前
記の第１図に示す通り、負荷によつて電源電圧が
変動するため、Vref／Ｔは負荷変動のない定常
条件以外は一定にならない。更に積分器２１０の
オフセツト、ドリフト等もＡ／Ｄ変換の誤差とな
る。

本発明は、上述の二重積分型、定電流放電型
Ａ／Ｄ変換装置の有する欠点、すなわち電源電圧
の変動による誤差を低減するするためになされた
ものであり、自動車用蓄電池のように負荷による
電源電圧変動が大きく、従来の固定器材のように
Ａ／Ｄ変換器に良質の電源を供給できない場合に
も、精度良く安定なＡ／Ｄ変換器の動作を確保
し、アナログ変数を測定してデイジタル計算機演
算を行う制御の場合に良好な制御成績を得られる
データ収集制御装置を提供することを目的とす
る。

〔問題を解決するための手段〕

上記の目的を達成するため、本発明において
は、電池電圧が急激に変化する運転状態（始動
時、前照灯投入時等）のときには、その状態をス
タータスイツチ等から検出し、入力信号や基準電
圧のサンプリング周期を短縮することによつて、
基準電圧と入力電圧との変換の時間差を短くする
ことにより、電源電圧変動による誤差の発生を抑
制するように構成している。

また全ての入力のサンプリング周期を短縮する
と、Ａ／Ｄ変換器の負担が大きくなるという問題
を生じることがあるので、本発明の他の実施例に
おいては、基準電圧のサンプリング周期の短縮度
（通常時のサンプリング周期から短縮した場合）
を他の入力情報の短縮度より大きくし、基準電圧
のサンプリング頻度を通常時より増加させるよう
にしている。

以下、第１２図に示す本発明の機能ブロツク図
に基づいて本発明の構成を説明する。

第１２図において、１は複数の入力情報及びタ
イミング信号に基づいて繰返し演算処理を行うデ
イジタル制御装置であり、例えば後記第４図の演
算制御装置４１３に相当する。

また、２は上記入力情報の一部を上記デイジタ
ル制御装置１で演算可能な信号に変換する変換装
置であり、例えば後記第４図のマルチプレクサ４
１１とＡ／Ｄ変換器４１２とに相当する。

また、３は上記のデイジタル制御装置１で演算
された結果に応じて制御される被制御装置であ
り、例えば後記第４図のエンジン４１４に相当す
る。

次に、第１の手段４は、上記のごとき自動車用
データ収集制御装置に電力を供給する電源すなわ
ち車載の蓄電池（例えば後記第４図の電池４００
に相当）の電圧が急激に変化する運転状態を検出
する手段であり、例えば後記第４図のスタータス
イツチ４１６に相当する。

また、第２の手段５は、上記の運転状態のとき
に上記変換装置２が入力情報及び変換用の基準電
圧をサンプリングするサンプリング周期を通常時
より短縮する手段であり、この機能は例えば後記
第４図の演算制御装置４１３の演算によつて行な
われる。

上記のように、本発明によるデータ収集制御装
置においては、変換装置の変換動作タイミングの
少なくとも一部をデイジタル制御装置によつて行
うようにしている。したがつて入力信号を所要の
優先順位に従つてＡ／Ｄ変換することが出来るの
で、良好な制御成績が得られる。

また、Ａ／Ｄ変換器の機能の一部をデイジタル
制御装置が受持つことによつて、全としての回路
の簡略化が可能となる。

また、電圧変動の大きい場合には電圧値のサン
プリング周期を短くすることによつて誤差を著し
く減少させることが可能となる。

以下、サンプリング周期を短くすることによつ
て誤差を減少させることが可能となる理由につい
て簡単に説明する。

後記実施例の項で詳述するごとく、或る一つの
入力Ｖ_INの変換値（Ｖ_IN）ｃは、後記(2)式で示さ
れるように、基準値Ｖ_Hの変換値（Ｖ_H）ｃを基準
として算出され、かつ、電源電圧が変動すると基
準値Ｖ_Hのクロツクパルス計数値ｔ_HとV₀のクロ
ツクパルス計数値t₀とが変化して、電源電圧の変
動による入力Ｖ_INの変動を補正するようになつて
いる。

したがつて、電源電圧の変化速度が緩やかであ
つて、基準値Ｖ_H、V₀の変換時点と入力Ｖ_INの変
換時点との間における電源電圧の変化が無視出来
る程度であれば、全体としては電源電圧の変化幅
が非常に大きくても、入力Ｖ_INは正確に変換され
ることになる。

しかし、基準値Ｖ_H、V₀が変換された後、入力
Ｖ_INが変換されるまでの間に電源電圧が変化して
も、前記のｔ_H、t₀は既に変換された後であるた
め一定値になつているから、電源電圧の変化速度
が急激であつて、基準値Ｖ_H、V₀の変換時点と入
力Ｖ_INの変換時点との間における電源電圧の変化
が無視出来ない場合には、その間における電源電
圧の変化に対応した誤差が発生することになる。

上記の誤差をなくすため、本発明においては、
電源電圧が急激に変化する運転状態を検出し、そ
のような場合には入力信号や基準電圧のサンプリ
ング周期を短縮することによつて、基準電圧と入
力電圧との変換の時間差を短くすることにより、
基準値Ｖ_H、V₀の変換時点と入力Ｖ_INの変換時点
とにおける電源電圧の差を無視出来るようにし、
それによつて誤差を低減するようにしたものであ
る。

また、一般に基準電圧のように通常は変化の少
ないものは、他の入力よりも少ない頻度で変換す
るように設定（後記のごとく、入力信号を20〜
160ms毎に変換するときＶ_H、V₀は320ms毎）さ
れているから、基準値Ｖ_H、V₀の変換時点と入力
Ｖ_INの変換時点との間隔が長くなり、そのため電
源電圧が急に変化した場合には有効な補正がされ
ず、誤差が生じることになる。

したがつて、電源電圧が急激に変化する場合に
は、入力信号や基準電圧のサンプリング周期を短
縮すると共に、基準電圧のサンプリング頻度を増
加させることにより、基準電圧と入力電圧との変
換の時間差を更に短くして、入力Ｖ_INの変換時点
と基準値Ｖ_Hの変換時点とにおける電源電圧の差
を無視出来るようにして、誤差を有効に減少させ
ることが出来る。

〔発明の実施例〕

第４図は本発明の一実施例図である。

第４図においては、前記第２図に示す論理回路
２１２の機能を演算制御装置４１３によつて行
い、また、第２図の他の部分、すなわち増幅器２
１０，２１１、スイツチ２２１，２２２等によつ
てＡ／Ｄ変換器４１２を形成する。また基準電源
（Vref）４０３、センサ４１５、入力電圧（セン
サ相当電圧）４０１、電源回路４１０をマルチプ
レクサ４１１、Ａ／Ｄ変換器４１２に接続する。

またスタータモータ４１７を制御するスタータ
スイツチ４１６の端子電圧４１８を演算制御装置
４１３に与え、これを電源電圧が急変する運転状
態の検出信号とする。

第５，６図は、第４図の構成における具体的な
実施例を示す図であり、第５図はＡ／Ｄ変換装置
の回路図、第６図はその動作における電圧波形図
である。

第５図において、Ａ／Ｄ変換器のマルチプレク
サ入力に、Ｖ_H（最大入力許容電圧）、V₀（最小
入力許容電圧）及びＶ_IN（複数個の入力電圧）が
入つている。

マルチプレクサのチヤンネル選択は後述するプ
ログラムにより行われる。マルチプレクサチヤン
ネルのいずれかが選択されると、第５図のマルチ
プレクサ“MPX”の一つが導通し、コンデンサ
Ｃに電荷がチヤージされる。充電モードは所定時
間継続され、そののちスイツチSW２が導通され
コンデンサＣの充電電圧はＶ_L（Ｖ_Hを分圧したも
の）だけ上昇する。そののち定電流回路CIによ
つて放電を開始する。

コンデンサＣの電圧が所定値Ｖ_THに達したと
き、スイツチSW１、SW３によりコンデンサＣ
をリセツトして変換を終了する。

このとき変換値は、放電開始時点からコンデン
サＣの電圧が所定の値に達するまでの間クロツク
パルスを計数することにより得られる。

次に一つの入力Ｖ_INの変換値を（Ｖ_IN）ｃと
し、Ｖ_Hが変換されたときの値を（Ｖ_H）ｃ（これ
は基準値となるもので、電源電圧の変動がなく所
定の値に一定としたときの変換値で一定値）と
し、また、入力Ｖ_INのクロツクパルス計数値をｔ
_IN、Ｖ_Hのクロツクパルス計数値をｔ_H、V₀のク
ロツクパルス計数値をt₀とすれば、（Ｖ_IN）ｃは
下記(2)式により求められる。

（Ｖ_IN）ｃ＝（Ｖ_H）ｃ×（ｔ_IN−t₀）／（ｔ_H−t₀） ……(2) (2)式において、電源電圧が一定であれば、（Ｖ
_H）ｃ＝ｔ_H−t₀であるから、（Ｖ_IN）ｃ＝ｔ_IN−t₀
となる。

また電源電圧が変動するとｔ_Hが変化し、電源
電圧の変動によるＶ_INの変動を補正する。

上記の動作における電圧変化を第６図に示す。

以下実例に基づいて上記の補正機能を詳細に説
明する。

第４図の回路において、電池４００の正常時電
圧を14V、センサ４１５の抵抗値を1kΩ、センサ
４１５と電池４００との間に接続されている抵抗
の値を5kΩと仮定し、また基準電圧４０３（す
なわち前記の最大入力許容電圧Ｖ_Hと最小入力許
容電圧V₀）として、Ｖ_Hは電池４００の電圧を分
圧した5V（すなわち分圧比は５／14）、V₀は0V
とすれば、正常時における各値は次のようにな
る。

Ｖ_IN＝14×１／（５＋１）＝2.333V Ｖ_H＝14×５／14＝5V V₀＝０ｔ_IN＝119 ｔ_H＝255 t₀＝０なお、ｔ_INとｔ_Hは、Ａ／Ｄ変換器の分解能を
８ビツトとした場合のＶ_INとＶ_Hとの値に対応し
た数値である。

（Ｖ_H）ｃ＝255とし、前記(2)式に上記の数値を
代入すれば、（Ｖ_IN）ｃ＝255×（119−０）／（255−０）＝119 となる。

次に始動時等において、電池４００の電圧が
7Vに低下した場合には、Ｖ_IN＝７×１／（５＋１）＝1.166V Ｖ_H＝７×５／14＝2.5V V₀＝０ｔ_IN＝59 ｔ_H＝127 t₀＝０となる。

したがつて（Ｖ_IN）ｃは前記(2)式から（Ｖ_IN）ｃ＝255×（59−０）／（127−０）＝119 となり、電池電圧が14Vから7Vへと大巾に低下し
てもセンサ４１５の入力値は、ほぼ一定に保たれ
る。

しかし、後記第９図、第１０図に示すごとく、
電池４００の電圧（以下、電池電圧と記す）が急
激に変化する場合には、Ｖ_INやＶ_Hをサンプリン
グする時期によつて誤差が発生する。

例えば、９種類の入力と基準電圧４０３とをマ
ルチプレクサ４１１で30ms毎に順次選択して
Ａ／Ｄ変換器４１２に送る場合には、基準電圧４
０３は30×10＝300msに１回しか変換されない。
したがつて、この間に電池電圧が変化しても、前
記のｔ_H、t₀は変換されたときの値に保持され、
一定値になつているから、この間に変換された９
種類の入力電圧には、電池電圧の変化に応じた誤
差が含まれることになる。

ここで、簡単化のため、４種の入力Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄの変換を行なう場合を例として説明する。
また、変換に必要な基準電圧は、Ｖ_HとV₀との２
種類とする。

通常時のサンプリング・タイミングは、Ｖ_H→
V₀→Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ｖ_H→V₀の繰返しで行なわ
れる。

また、前記のごとく、入力に対する変換値は(2)
式で示される。

上式から明らかなように、上記の順序で入力
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの変換を行なう場合、その変換値
は、その変換の前に変換された基準電圧Ｖ_H、V₀
に支配される。

すなわち、Ｖ_HとV₀とを変換した後、例えば入
力Ｄを変換するまでの間に電池電圧変動が生じた
場合には、入力Ｄの変換値は適切な補正が行なわ
れず、誤差を生じることになる。

このときの誤差の大きさは、電池電圧の変動勾
配及びＶ_H、V₀の変換時点と入力Ｄの変換時点と
の時間差に応じて定まる。

このとき本発明のごとく、サンプリング周期を
短くしてやれば、上記の変換時点の時間差を短く
することが出来るので、誤差を減少させることが
出来る。

更に、各入力と基準電圧のサンプリング順序を
Ｖ_H→V₀→Ａ→Ｖ_H→V₀→Ｂ→Ｖ_H→V₀→Ｃ→Ｖ_H
→V₀→Ｄ→Ｖ_H→V₀のように変更して基準電圧Ｖ
_H、V₀のサンプリング頻度を多くし、基準電圧の
サンプリングと各入力のサンプリングとの時間差
を小さくすれば、誤差を更に低減することが出来
る。

特に、基準電圧のように通常は変化の少ないも
のは、他の入力よりも少ない頻度で変換するよう
に設定（後記のごとく、入力信号を20〜160ms毎
に変換するときＶ_H、V₀は320ms毎）されている
から、上記のごとく電池電圧が急に変化した場合
には有効な補正がされず、誤差が生じることにな
るので、上記のごとく、サンプリング順序を変更
し、基準電圧Ｖ_H、V₀のサンプリング頻度を多く
して基準電圧のサンプリングと各入力のサンプリ
ングとの時間差を小さくする方式は、誤差低減に
有効である。

本発明においては、上記のごとき誤差の発生を
抑制するため、電池電圧が急激に変化する運転状
態（始動時、前照灯投入時等）のときには、その
状態をスタータスイツチ等から検出する第１の手
段と、入力信号や基準電圧のサンプリング周期を
短縮する第２の手段とによつて、上記のごとき運
転状態のときにはサンプリング周期を短縮して基
準電圧と入力電圧との変換の時間差を減少させる
ことにより、前記の補正機能が有効に働くように
している。

また全ての入力のサンプリング周期を短縮する
と、Ａ／Ｄ変換器の負担が大きくなり、高価な高
速型Ａ／Ｄ変換器を用いる必要が生じるという問
題がある。

そのため、基準電圧のサンプリング周期の短縮
度（通常時のサンプリング周期から短縮した場
合）を他の入力情報の短縮度より大きくし、基準
電圧のサンプリング頻度を通常時より増加させる
ようにすると良い。

このように構成すれば、前記のｔ_H、t₀の値は
電池電圧の変化に応じた値になるから、前記のご
とく（Ｖ_IN）ｃの値は電池電圧の変化に応じて補
正されて誤差が減少し、かつ全体のサンプリング
周期はあまり増加しないので、Ａ／Ｄ変換器の負
担を過重にすることもない。

次に運転条件に応じてサンプリング周期を変え
る場合の実施例を示す。

第７，８図はＡ／Ｄ変換のサンプリング周期を
決めるプログラムのフローチヤートである。本実
施例におけるＡ／Ｄ変換器はマルチプレクサチヤ
ンネルがセツトされたときから変換動作を開始
し、変換終了時にCPUに対し割込み要求を発生
するものである。

プログラムの最初において、先ず、Ｖ_Hを選択
（Ｖ_Hを入力するチヤンネルを選択するの意味。以
下、V₀、Ｖ_H、Ｖ_INを同様に表現する）し、所定
時間毎（例えば10msおき）にマルチプレクサ
MPXをセツトするよう構成すれば、最初はＶ_Hか
ら変換される。Ｖ_Hの変換が終了すれば割込み要
求を発生する。この割込み要求にてCPUは第
７，８図の仕事を実行する。

第７，８図はスタータスイツチのオン−オフに
応じてサンプリング周期を変える場合の演算を示
すものである。

まず、第７図のブロツクＰ１においてＶ_Hを判
別し、次にブロツクＰ２においてスタータスイツ
チ（START SW）がオンであればブロツクＰ３
でV₀が選択される。オフであれば入力Ａが選択
される。（ブロツクＰ４）。

ブロツクＰ５でV₀を判別した後にブロツクＰ
６でスタータスイツチがオンであればブロツクＰ
７で入力Ｂが選択され、オフであればブロツクＰ
８で入力Ａが選択される。ブロツクＰ９でスター
タスイツチがオンであればブロツクＰ１０で入力
Ｂを判別し、ブロツクＰ１１、Ｐ１２で入力Ｄ、
Ｖ_Hが選択される。

ブロツクＰ９でスタータスイツチがオフであれ
ば、ブロツクＰ１３で４ビツトのカウンタをイン
クリメントする。キヤリー信号が０か１かをブロ
ツクＰ１４で判別し、桁上げとなるとき（キヤリ
ー信号１のとき）はブロツクＰ１５でV₀を選択
する。桁上げとならない時はブロツクＰ１６で所
定カウント（例えば“1000”）であれば、ブロツ
クＰ１２でＶ_Hを選択する。所定カウントでない
時はブロツクＰ１７〜２０で夫々所定の桁に１が
ある場合にブロツクＰ２１，２２，１１，２３で
入力Ａ，Ｃ，Ｄ，Ｂを夫々選択する。

第８図は第７図のブロツクＰ２４、Ｐ２５、Ｐ
２６からの処理を示す。

まず、ブロツクＰ２６の次のブロツクＰ３４で
はＶ_HのＡ／Ｄ変換値をｔ_Hとして記憶する。

ブロツクＰ２５の次のブロツクＰ３０でV₀の
Ａ／Ｄ変換値をt₀とし記憶する（RAM等に記
憶）。

次にブロツクＰ３１でｔ_H−t₀を求めてＰと
し、ブロツクＰ３２で（Ｖ_H）ｃ／（ｔ_H−t₀）を
計算してＱとし、ブロツクＰ３３でＱをＫとして
記憶する。ブロツクＰ２７ではＡ／Ｄ変換値から
t₀を引いた値をＭとし、ブロツクＰ２８ではＭに
ブロツクＰ３３で記憶したＫをかけてＮとし、ブ
ロツクＰ２９でＮを記憶する。

第７図に示す通り、スタータスイツチがオンで
あればＶ_Hの次にV₀が選択され、次に入力Ｂ、次
に入力Ｄ、次にＶ_H、のように、Ｖ_H→V₀→Ｂ→Ｄ→Ｖ_H→V₀……くり返し上記の順序で変換される。

上記のようにＫを決定するＶ_H，V₀を頻繁に変
換する。

次にスタータスイツチがオフのときは、Ｖ_H→Ａ→Ａ→Ｃ→Ａ→Ｄ→Ａ→Ｃ→Ａ…… というふうに、例えばＡが20ms毎、Ｃが40ms
毎、Ｄが80ms毎、Ｂが160ms毎、V₀，Ｖ_Hが
320ms毎に変換される。

上記のごとく運転条件に応じてサンプリング周
期を変えることが出来るので、例えば電源電圧の
変動が大きい場合には、Ｖ_H，V₀及び変化の大き
い入力要素を短い時間間隔とした任意の時期に読
み込んで演算することにより、補正機能を有効に
働かせて誤差の少ない制御を行うことが可能であ
る。

本発明の構成によつて、始動時においては、
Ａ／Ｄ変換値を記憶するレジスタ、RAM等を一
度リセツトとして、第１に主要変数をＡ／Ｄ変換
してレジスタ、RAM等に読み込み、又はこの読
込み値を演算制御装置で演算して始動に必要な点
火時期、燃料供給量を与える。

演算制御装置は始動に必要な制御情報を特定の
シーケンスとして発生することも可能である。例
えば、演算制御装置のプログラムによつてＡ／Ｄ
変換の動作順序を定め、機関温度、電池電圧等の
運転変数を読み、最初の点火時期、燃料量を適正
な値に定めた後、始動モーターを回転させるよう
にすることにより、始動性が向上し、始動モータ
ーの無駄な回転を最小とすることが可能となる。

第９図、第１０図は電池電圧が時間的に変化す
る場合の動作波形図である。

演算制御装置４１３は任意の時刻に電池電圧を
サンプリングしてVref／Ｔ又は（Ｖ_H）ｃ／（ｔ
_H−t₀）を計算する。次のサンプリングが行われる
までに電圧変化があれば、斜線部とした誤差５１
０，６１０で示したように、サンプル値に誤差を
生じる。

また、前記第５，６図で説明したごとく、サン
プリング周期が長ければ電池電圧変化の大きい時
は基準電圧の誤差も大きくなるので、Ａ／Ｄ変換
に際して入力信号にも誤差を生ずる。しかし、第
１０図に示したように、電圧変化の大きい時、即
ち第１図で説明した始動時及びランプ等の負荷投
入時には、サンプリング周期を小さくすることに
よつて誤差を小さくする。（６１０は５１０より
小さい）ことが出来る。

定常状態に到達した後には基準電圧較正のサン
プリング、機関温度等、緩やかに変化する特性を
有する運転変数のサンプリングについては、サン
プリング周期を長くして演算制御装置及びＡ／Ｄ
変換器の負荷を軽くする。

かくして、既知の論理回路２１２のクロツク２
０３による画一的な作動ではなく、演算制御装置
４１３によつて運転条件に対応したＡ／Ｄ変換の
優先順位、サンプリング周期を選択して制御する
ことにより、電源電圧の変動時にも誤差の少ない
正確なＡ／Ｄ変換が可能となる。

また第４図の回路から判るように、センサ４１
５は電源電圧に応じて出力電圧が変動する。これ
を補正するためには電源電圧を抵抗R₁，R₂で分
圧して読み込み、電池相当電圧４０２に対するセ
ンサ相当電圧４０１の比率を計算すればよいが、
この場合には、マルチプレクサ４１１は１個のセ
ンサに対して２個の測定を必要とする。これを改
善するためには、基準電源４０３を電池４００と
接続するか、電源回路４１０の出力が電池電圧に
応じて変化するようにして基準電源４０３を変化
させれば、電圧変動に際しての入力電圧変化比率
の計算が自動的に１回の測定の中に含まれること
になる。

また基準電圧、即ち二重積分型の場合の
Vref、定電流放電型の場合のV₀は、Ａ／Ｄ変換
の際に極めて短い時間内に読取る必要がある。従
つてノイズの影響等で読取誤差が生じ、Ａ／Ｄ変
換値に影響を及ぼすことがある。これを避けるた
めにはVref又はV₀を短い時間間隔で数回読取
り、平均値を演算制御装置で求めて記憶してお
き、必要に応じて記憶値を使用すると良い。

また、アナログ入力に対する変換値が最大許容
電圧、最小許容電圧の範囲外の数値を示した場合
には変換値として採用せずに無視するように構成
する。

また、第４図に示すＡ／Ｄ変換器の作動タイミ
ングは演算制御装置４１３のプログラムによつて
任意に設定可能である。したがつて演算制御装置
の計算負荷を軽減するためには、タイマを使用し
て特定のタイミング又は制御されたタイミングで
入力信号をＡ／Ｄ変換し、これを記憶しておき、
計算上必要の時に記憶部分からの所要の信号の
Ａ／Ｄ変換値を取出すこともできる。これと共
に、機関の回転信号、加減速信号を組合せ、回路
素子固有の周期に割込み処理として使用すること
もできる。

次に、自動車の制御装置においては入力情報及
び演算処理は多種類であり、Ａ／Ｄ変換器に対す
る要求、例えば変換速度、変換精度は情報の種類
及び自動車の運転条件によつて変化する。

演算処理上、複数の入力情報について変換精度
を要求するもの及び変換速度を要求するものが区
分され、この要求が自動車の運転条件によつて変
化する場合には、演算処理の程度を良くし、Ａ／
Ｄ変換器の負荷を軽減するために、第１１図に示
すごとく、精度、変換速度の異なる２種類のＡ／
Ｄ変換器を使用すると良い。

第１１図において、アナログ入力７０１，７０
２を変換精度、変換速度の要求度に応じて２種類
に分類し、夫々マルチプレクサ７０３，７０４を
経てサンプルホールド７０５，７０６に供給す
る。８ビツトＡ／Ｄ変換器７１０と10ビツトＡ／
Ｄ変換器７１１とは、制御回路７１２の制御によ
つて、切換えスイツチ７１３を介してサンプルホ
ールド７０５，７０６に結合可能とする。これに
よつて、通常は精度、速度を必要としない入力
を、特定の運転条件の下で精度の高い、速度の大
きなＡ／Ｄ変換器に結合して所要条件でＡ／Ｄ変
換を行い、８ビツトデイジタル出力７１５と10ビ
ツトデイジタル出力７１６とを得ることが出来
る。

両Ａ／Ｄ変換器７１０，７１１の作動タイミン
グは演算制御装置のプログラムによつて任意に設
定することが出来る。

したがつて、機関の回転信号、加減速信号等の
運転条件変化を代表する信号を使用して夫々の
Ａ／Ｄ変換器の選択及び作動タイミングを定める
のが好適である。

例えば急加減速時（スロツトル開度が全開又は
全閉となつた時）には、Ａ／Ｄ変換器７１１を選
択することによつて精度の高い出力を得ることが
出来る。

なお、これまでの説明においては、主として自
動車のエンジンを制御する場合を例として説明し
たが、本発明は、デイジタル制御装置の入力信号
を変換するＡ／Ｄ変換器についての電源電圧変動
時の誤差低減に係るものであるから、各種の入力
をＡ／Ｄ変換してデイジタル制御するものであれ
ば、変速機や制動装置等、エンジン以外の制御に
も適用出来ることは勿論である。

〔発明の効果〕

以上説明したごとく、自動車用蓄電池のよう
に、負荷による電源電圧変動が大きく、Ａ／Ｄ変
換器に安定した電力を供給することが困難な場合
においても、本発明のように、電源電圧が急激に
変化する運転状態を検出する第１の手段と、上記
運転状態のときにサンプリング周期を通常時より
短縮する第２の手段とによつて、電圧変動時の補
正機能を有効に働かせることにより、Ａ／Ｄ変換
器の精度を向上させることが出来る。そのため、
自動車の種々の運転条件において精度の良い安定
したＡ／Ｄ変換動作が行われ、また変換のプログ
ラムを任意に選択でき、電源電圧の変動、回路素
子のドリフト等の影響が少なく良好な制御成績を
得ることが出来、更にシステム全体として制御回
路を簡略化できる、等の多くの優れた効果が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は自動車電池電源の電圧変動を示す図、
第２図は既知の二重積分型Ａ／Ｄ変換器の回路
図、第３図は第２図の変換器の作動を示す図、第
４図は本発明によるＡ／Ｄ変換装置のブロツク
図、第５図は本発明のＡ／Ｄ変換装置の一実施例
の回路図、第６図は電圧波形図、第７図及び第８
図はＡ／Ｄ変換の変換タイミングを決めるプログ
ラムのフローチヤート、第９図及び第１０図は電
源電圧が時間的に変化する場合の特性図、第１１
図は本発明の他の実施例図、第１２図は本発明の
機能ブロツク図である。１……デイジタル制御装置、２……変換装置、
３……被制御装置、４……第１の手段、５……第
２の手段、２００，４０１……入力電圧、２０
１，４０３……基準電源、２０５，７１５，７１
６……デイジタル出力、２１２……論理回路、３
２１……計数値、４１１……マルチプレクサ、４
１２……Ａ／Ｄ変換器、４１３……演算制御装
置、４１４……エンジン、４１５……センサ、４
１６……スタータスイツチ、４１７……スタータ
モータ、４１８……スタータスイツチの端子電
圧、５１０，６１０……誤差、７０１，７０２…
…アナログ入力、７１０，７１１……Ａ／Ｄ変換
器、７１２……制御回路、７１３……スイツチ。

Claims

【特許請求の範囲】１複数の入力情報及びタイミング信号に基づい
て繰返し演算処理を行うデイジタル制御装置と、
前記入力情報の一部を上記デイジタル制御装置で
演算可能な信号に変換する変換装置とを有する自
動車用データ収集制御装置において、電源電圧が
急激に変化する運転状態を検出する第１の手段
と、上記運転状態のときに上記変換装置が入力情
報及び変換用の基準電圧をサンプリングするサン
プリング周期を通常時より短縮する第２の手段と
を備えた自動車用データ収集制御装置。２上記第２の手段は、上記の運転状態のとき基
準電圧のサンプリング周期の短縮度を他の入力情
報の短縮度より大きくし、基準電圧のサンプリン
グ頻度を通常時より増加させるものであることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動車用
データ収集制御装置。