JPS6232701B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6232701B2 JPS6232701B2 JP1430482A JP1430482A JPS6232701B2 JP S6232701 B2 JPS6232701 B2 JP S6232701B2 JP 1430482 A JP1430482 A JP 1430482A JP 1430482 A JP1430482 A JP 1430482A JP S6232701 B2 JPS6232701 B2 JP S6232701B2
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- JP
- Japan
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- output
- load
- converter
- inductance
- rated
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はDC−DCコンバータとしてのリンギン
グ・チヨーク・コンバータに関する。
グ・チヨーク・コンバータに関する。
従来のリンギング・チヨーク・コンバータは第
１図に示すように構成されている。１，１′は入
力端子、２，２′は出力端子、Ｒ１は起動抵抗、
Ｒ２はスイツチング用のトランジスタＱ１のベー
ス抵抗、Ｄ１は整流用ダイオード、Ｃ１は平滑用
コンデンサ、Ｔはコンバータ・トランスである。
そして、出力電圧ＶOUTを検出する抵抗Ｒ０およ
び出力検出回路３によつて得られた出力情報を制
御回路４に加え、この制御回路４によつてトラン
ジスタＱ１のスイツチング動作を制御することに
より出力を安定化している。この回路では、この
ように出力安定化のためにフイードバツク制御を
行なつているので、出力負荷量に反比例して発振
周波数が変る方式となつている。
１図に示すように構成されている。１，１′は入
力端子、２，２′は出力端子、Ｒ１は起動抵抗、
Ｒ２はスイツチング用のトランジスタＱ１のベー
ス抵抗、Ｄ１は整流用ダイオード、Ｃ１は平滑用
コンデンサ、Ｔはコンバータ・トランスである。
そして、出力電圧ＶOUTを検出する抵抗Ｒ０およ
び出力検出回路３によつて得られた出力情報を制
御回路４に加え、この制御回路４によつてトラン
ジスタＱ１のスイツチング動作を制御することに
より出力を安定化している。この回路では、この
ように出力安定化のためにフイードバツク制御を
行なつているので、出力負荷量に反比例して発振
周波数が変る方式となつている。
出力負荷量に反比例して発振周波数が変る理由
は、入力直流電圧ＶIN：一定、出力直流電圧ＶOU
Ｔ：一定とすると、リンギング・チヨーク・コン
バータの出力容量ＰOUTは次式で表わされる。但
し、損失は無いものとする。
は、入力直流電圧ＶIN：一定、出力直流電圧ＶOU
Ｔ：一定とすると、リンギング・チヨーク・コン
バータの出力容量ＰOUTは次式で表わされる。但
し、損失は無いものとする。
ＰOUT＝（ＶIN・δ）２／２・ＬP・ｆ ……(1)
θ：デユーテイ比、ＬP：コンバータ・トラン
スＴの一次巻線の自己インダクタンス、ｆ：周波
数。
スＴの一次巻線の自己インダクタンス、ｆ：周波
数。
これは、出力電圧ＶOUT、出力電流ＩOUTの積に
等しいから、 （ＶIN・δ）２／２・ＬP・ｆ＝ＶOUT・ＩOUT
……(2) またデユーテイ比δは、 δ＝１／（１＋ＮＳ／ＮＰ・ＶＩＮ／ＶＯＵＴ
）……(3) ＮP：コンバータ・トランスＴの一次巻線数、
ＮS：同二次巻線数。
等しいから、 （ＶIN・δ）２／２・ＬP・ｆ＝ＶOUT・ＩOUT
……(2) またデユーテイ比δは、 δ＝１／（１＋ＮＳ／ＮＰ・ＶＩＮ／ＶＯＵＴ
）……(3) ＮP：コンバータ・トランスＴの一次巻線数、
ＮS：同二次巻線数。
ここで、上記したＶIN：一定、ＶOUT：一定と
すると、(3)式は一定となり、(2)式から、 １／ＬP・ｆ∝ＩOUT ……(4) の関係が得られる。ＬP：一定とすると、(4)式
は、 １／ｆ∝ＩOUT ……(5) となり、出力電圧ＶOUT、つまり出力負荷量に反
比例して発振周波数ｆが変るのである。
すると、(3)式は一定となり、(2)式から、 １／ＬP・ｆ∝ＩOUT ……(4) の関係が得られる。ＬP：一定とすると、(4)式
は、 １／ｆ∝ＩOUT ……(5) となり、出力電圧ＶOUT、つまり出力負荷量に反
比例して発振周波数ｆが変るのである。
従つて、無負荷時あるいは軽負荷時に発振周波
数が定格負荷時の発振周波数の数倍から10数倍に
まで上昇するので、トランジスタＱ１や制御回路
４がその周波数に追いつかず、間欠発振を生じ易
くなり、このためトランジスタの安全動作領域の
逸脱、可聴騒音の発生、リツプルの増大という問
題を生じ、また高域周波数に移行するのでコンバ
ータ・トランスＴのコア・ロスやトランジスタＱ
１のスイツチング・ロスが増大する問題が生じ
る。
数が定格負荷時の発振周波数の数倍から10数倍に
まで上昇するので、トランジスタＱ１や制御回路
４がその周波数に追いつかず、間欠発振を生じ易
くなり、このためトランジスタの安全動作領域の
逸脱、可聴騒音の発生、リツプルの増大という問
題を生じ、また高域周波数に移行するのでコンバ
ータ・トランスＴのコア・ロスやトランジスタＱ
１のスイツチング・ロスが増大する問題が生じ
る。
そこで、定格負荷時の周波数を無負荷時の高域
周波数移行を考慮して決定しているが、その定格
負荷時の周波数をあまり高めに設定することがで
きず、コンバータ・トランスＴの設計が不経済と
なり易く、また、無負荷時の高域周波数移行を緩
和するために定格負荷量の何割かをダミー・ロー
ドで消費させるので効率が悪かつた。
周波数移行を考慮して決定しているが、その定格
負荷時の周波数をあまり高めに設定することがで
きず、コンバータ・トランスＴの設計が不経済と
なり易く、また、無負荷時の高域周波数移行を緩
和するために定格負荷量の何割かをダミー・ロー
ドで消費させるので効率が悪かつた。
本発明は以上のような点に鑑みて成されたもの
で、その目的はコンバータ・トランスに改良を加
えて、無負荷、軽負荷時の発振周波数の高域移行
を軽減して、上記したような問題点を解決したリ
ンギング・チヨーク・コンバータを提供すること
にある。
で、その目的はコンバータ・トランスに改良を加
えて、無負荷、軽負荷時の発振周波数の高域移行
を軽減して、上記したような問題点を解決したリ
ンギング・チヨーク・コンバータを提供すること
にある。
以下、本発明を実施例によつて説明する。第２
図はその一実施例の回路図であり、２個のコンバ
ータ・トランスＴ１，Ｔ２を用い、そのトランス
Ｔ１，Ｔ２の一次巻線ＮP1，ＮP2を直列接続して
入力端子１とスイツチング用のトランジスタＱ１
のコレクタとの間に接続し、ベース巻線ＮB1，Ｎ
B2をダイオードＤ３，Ｄ４と介して同極性で並列
接続してベース抵抗Ｒ２と入力端子１′との間に
接続し、二次巻線ＮS1，ＮS2をダイオードＤ１，
Ｄ２を介して同極性で並列接続してコンデンサＣ
１に接続している。出力検出回路３は、抵抗Ｒ３
とＲ４の中点に得られる出力電圧ＶOUTに対応す
る電圧と基準電圧Ｖrefを比較する誤差増幅器５
と、その誤差増幅器５の出力を抵抗Ｒ５を介して
制御回路４に伝えるフオト・カプラPCにて構成
されている。
図はその一実施例の回路図であり、２個のコンバ
ータ・トランスＴ１，Ｔ２を用い、そのトランス
Ｔ１，Ｔ２の一次巻線ＮP1，ＮP2を直列接続して
入力端子１とスイツチング用のトランジスタＱ１
のコレクタとの間に接続し、ベース巻線ＮB1，Ｎ
B2をダイオードＤ３，Ｄ４と介して同極性で並列
接続してベース抵抗Ｒ２と入力端子１′との間に
接続し、二次巻線ＮS1，ＮS2をダイオードＤ１，
Ｄ２を介して同極性で並列接続してコンデンサＣ
１に接続している。出力検出回路３は、抵抗Ｒ３
とＲ４の中点に得られる出力電圧ＶOUTに対応す
る電圧と基準電圧Ｖrefを比較する誤差増幅器５
と、その誤差増幅器５の出力を抵抗Ｒ５を介して
制御回路４に伝えるフオト・カプラPCにて構成
されている。
上記したコンバータ・トランスＴ１，Ｔ２の一
次巻線ＮP1，ＮP2のインダクタンスＬP1，ＬP2
は、出力電流の定格に対する比に対して、第３図
ａに示す、の特性を表わすように設計されて
いる。詳しくは、カーブのインダクタンス値は
比較的低く飽和し難く設計され、カーブのイン
ダクタンス値はカーブのそれより大きく、且つ
飽和点がカーブのそれより小さくなるよう設計
されている。
次巻線ＮP1，ＮP2のインダクタンスＬP1，ＬP2
は、出力電流の定格に対する比に対して、第３図
ａに示す、の特性を表わすように設計されて
いる。詳しくは、カーブのインダクタンス値は
比較的低く飽和し難く設計され、カーブのイン
ダクタンス値はカーブのそれより大きく、且つ
飽和点がカーブのそれより小さくなるよう設計
されている。
一次巻線ＮP1，ＮP2は前述のように直列接続さ
れており、従つてカーブに示す合成インダクタ
ンス（ＬP1＋ＬP2）が、一次側の等価インダクタ
ンスとなる。カーブのインダクタンス値は、出
力が無負荷ないし軽負荷時に大きな値となり、定
格時に少ない値となつている。
れており、従つてカーブに示す合成インダクタ
ンス（ＬP1＋ＬP2）が、一次側の等価インダクタ
ンスとなる。カーブのインダクタンス値は、出
力が無負荷ないし軽負荷時に大きな値となり、定
格時に少ない値となつている。
前述の(5)式より、カーブ（一般のリンギン
グ・チヨーク・コンバータのコンバータ特性）と
カーブ時の発振周波数をみると、その周波数変
化率（ｆ／fo）（但し、foは定格時発振周波数）
が第３図ｂに示すようになる。′カーブのとき
にはインダクタンス値ＬP1が一定であるので、出
力電流と発振周波数が反比例し、出力電流が少な
くなつて定格の1/10に達すると計算上定格の10倍
にはね上ることがわかる。これに比べて′カー
ブの場合は、軽負荷時にインダクタンスが変化し
て大きくなり周波数の高域移行を軽減している。
定格の1/10の出力で３倍弱となつている。
グ・チヨーク・コンバータのコンバータ特性）と
カーブ時の発振周波数をみると、その周波数変
化率（ｆ／fo）（但し、foは定格時発振周波数）
が第３図ｂに示すようになる。′カーブのとき
にはインダクタンス値ＬP1が一定であるので、出
力電流と発振周波数が反比例し、出力電流が少な
くなつて定格の1/10に達すると計算上定格の10倍
にはね上ることがわかる。これに比べて′カー
ブの場合は、軽負荷時にインダクタンスが変化し
て大きくなり周波数の高域移行を軽減している。
定格の1/10の出力で３倍弱となつている。
以上のように本発明によれば、無負荷時、軽負
荷時のコンバータ・トランスの一次側のインダク
タンスが定格負荷時に比べて大きくなるので、発
振周波数の高域移行が軽減され、従来問題となつ
ていた間欠発振、効率の悪化等を改善することが
できるようになるという特徴がある。本発明は小
容量スイツチング・レギユレータ、高電圧出力安
定化電源等に好適である。
荷時のコンバータ・トランスの一次側のインダク
タンスが定格負荷時に比べて大きくなるので、発
振周波数の高域移行が軽減され、従来問題となつ
ていた間欠発振、効率の悪化等を改善することが
できるようになるという特徴がある。本発明は小
容量スイツチング・レギユレータ、高電圧出力安
定化電源等に好適である。
第１図は、従来のリンギング・チヨーク・コン
バータの回路図。第２図は、本発明の一実施例の
リンギング・チヨーク・コンバータの回路図。第
３図ａ，ｂは、本実施例のリンギング・チヨー
ク・コンバータの作用説明のための特性図であ
る。 １，１′……入力端子；２，２′……出力端子；
３……出力検出回路；４……制御回路；５……誤
差増幅器；Ｔ，Ｔ１，Ｔ２……コンバータ・トラ
ンス；PC……フオト・カプラ。
バータの回路図。第２図は、本発明の一実施例の
リンギング・チヨーク・コンバータの回路図。第
３図ａ，ｂは、本実施例のリンギング・チヨー
ク・コンバータの作用説明のための特性図であ
る。 １，１′……入力端子；２，２′……出力端子；
３……出力検出回路；４……制御回路；５……誤
差増幅器；Ｔ，Ｔ１，Ｔ２……コンバータ・トラ
ンス；PC……フオト・カプラ。
Claims (1)
- １ 出力情報をフイード・バツクしてスイツチン
グ状態を制御して出力安定化を図つたリンギン
グ・チヨーク・コンバータにおいて、インダクタ
ンスが大きく飽和し易い一次巻線を含む第１のイ
ンバータ・トランスとインダクタンスが小さく飽
和し難い一次巻線を含む第２のインバータ・トラ
ンスとを具備し、両インバータ・トランスの一次
巻線を直列接続すると共に、二次巻線およびベー
ス巻線を並列接続して、両インバータ・トランス
を等価的に１個のインバータ・トランスとして機
能させ、無負荷時および軽負荷時の一次巻線のイ
ンダクタンスを定格出力時に比べて大きくなるよ
うにしたことを特徴とするリンギング・チヨー
ク・コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1430482A JPS58133166A (ja) | 1982-02-02 | 1982-02-02 | リンギング・チヨ−ク・コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1430482A JPS58133166A (ja) | 1982-02-02 | 1982-02-02 | リンギング・チヨ−ク・コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58133166A JPS58133166A (ja) | 1983-08-08 |
| JPS6232701B2 true JPS6232701B2 (ja) | 1987-07-16 |
Family
ID=11857356
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1430482A Granted JPS58133166A (ja) | 1982-02-02 | 1982-02-02 | リンギング・チヨ−ク・コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58133166A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6370294U (ja) * | 1986-10-22 | 1988-05-11 |
-
1982
- 1982-02-02 JP JP1430482A patent/JPS58133166A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58133166A (ja) | 1983-08-08 |
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