JPS6233783B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、デイジタル信号における符号誤り雑
音を検出する方式に関するものである。本願は、
昭和55年１月29日出願（出願番号55−008285）の
「符号誤り雑音抑圧方式」における雑音の位置検
出法を改良したものである。

これらの検出法は、従来の誤り検出符号のよう
な余分な信号の伝送を必要としないことに大きな
特徴がある。

始めに、本発明を理解するための予備知識とし
てデイジタル通信の概略を述べる。最高周波数が
Ｗ（Hz）に帯域制限されている信号ｓ（ｔ）は、
標本化周期Ｔ＝１／2W（sec）で標本化され標本
化信号系列｛…、ｓ（ｔ_i）、ｓ（ｔ_i+1）、ｓ（ｔ_i
＋２）、…｝となる。ただし、ｔ_i+1―ｔ_i＝Ｔであ
る。これらの信号系列は次に量子化され２進符号
化された後、変調されて伝送路に送り出される。
受信側では復調して得られた２進符号を復号して
標本化信号系列（以下、これを「受信信号」と略
記する。）｛…、ｒ（ｔ_i）、ｒ（ｔ_i+1）、ｒ（ｔ_i+
２）、…｝に変え、それを最高周波数がＷ（Hz）
の理想的低域ろ波器を通して信号ｓ（ｔ）を再生
する。（以下、｛…、ｒ（ｔ_i）、ｒ（ｔ_i+1）、ｒ
（ｔ_i+2）、…｝を｛ｒ（ｔ_i）｝と略記する）。とこ
ろで、伝送路において雑音が加わると符号誤りが
発生し、これによつて受信信号｛ｒ（ｔ_i）｝に符
号誤り雑音が加わる。このとき１つの符号誤りは
１つの受信信号にだけ影響し、他の受信信号には
全く影響しないので、符号誤り雑音は時間的に局
在するインパルス性雑音になる。これは通常の連
続性雑音（例えば熱雑音）とは本質的に異なるも
ので、符号誤り雑音の大きな特徴である。本発明
は、この性質を積極的に利用したものである。

第１図は、第１の発明の処理過程を表す流れ図
である。

１は、時間窓設定器で、次の２で行う周波数分
析の精度を上げるものである。

２は、離散的フーリエ変換器で、１ブロツク分
の受信信号｛ｒ（t₁）、ｒ（t₂）、…、ｒ（ｔ_N）｝
の短時間周波数スペクトルＡ_r（ｋ）・exp（−ｊ
φ_r（ｋ））、ｋ＝０、１、…、Ｎ−１、を計算す
る。ここでＡ_r（ｋ）は振幅スペクトルＡ_r ^２
（ｋ）は電力スペクトル）、φ_r（ｋ）は位相スペ
クトルを表わし、ｊ＝√−１である。なお、この
受信信号に対応する送信信号を｛ｓ（t₁）、ｓ
（t₂）、ｒ…ｓ（ｔ_N）｝とし、その短時間周波数ス
ペクトルをＡ_s（ｋ）・exp（−ｊφ_s（ｋ）とす
る。このとき、当該受信信号において第ｍ番目の
信号ｒ（ｔ_n）にのみ振幅ｈの符号誤り雑音（以
下、「雑音」と略記する。）があるとすると｛ｓ
（ｔ_i）｝、｛ｒ（ｔ_i）｝および｛ｎ（ｔ_i）｝の間に
次
の関係が成り立つ。

すると、雑音｛ｎ（ｔ_i）｝の短時間周波数スペ
クトルはＡ_o（ｋ）・exp（−ｊφ_o（ｋ）＝ｈ・
exp（−ｊ２πｍｋ／Ｎ）で表される。

ここで、Ａ_o（ｋ）＝ｈは平坦な振幅スペクトル
を、φ_o（ｋ）＝２πmk／Ｎは位相スペクトルを
それぞれ表している。次に、第(1)式を周波数スペ
クトル上で表現すると第(3)式のようになる。

Ａ_r（ｋ）・exp（−ｊφ_r（ｋ））＝Ａ_s（ｋ）・exp（−ｊφ_s（ｋ））＋ｈ・exp（−ｊ２πｍｋ／Ｎ） …(3) このとき、次の関係がある。

Ａ_r（ｋ）＝｛Ａ_s ^２（ｋ）＋2A_s（ｋ）・ｈ・cos（φ_s（ｋ）−２πｍｋ／Ｎ）＋h²｝〓 …(4) 第２図(1)にＮ＝256サンプル分の母音／ａ／か
らなる送信信号の位相スペクトルφ_s（ｋ）、同図
(2)に送信信号にｍ＝51、ｈ＝200の雑音を加えた
受信信号の位相スペクトルφ_r（ｋ）、および、同
図(3)に雑音の位相スペクトルφ_o（ｋ）をそれぞ
れ示す。

ところで、雑音の位置ｍに関する情報は第(5)式
の分子、分母にある正弦波成分sin（２πｍｋ／Ｎ）、
お よび、余弦波成分cos（２πｍｋ／Ｎ）の周波数ｍ／Ｎ に含まれている。このとき、受信信号の位相スペ
クトルφ_r（ｋ）と雑音の位相スペクトルφ_o
（ｋ）＝２πmk／Ｎとの相関関数を計算すると、
第３図１のようになる。一方、受信信号の位相ス
ペクトルφ_r（ｋ）と送信信号の位相スペクトル
φ_s（ｋ）との相関関数を計算すると、第３図２
のようになる。第３図１と２を比較すると分るよ
うに、φ_r（ｋ）とφ_o（ｋ）との相関はφ_r
（ｋ）とφ_s（ｋ）との相関よりかなり大きいこと
が分る。言い換えると、受信信号の位相スペクト
ルφ_r（ｋ）には雑音の位置ｍに関する情報が多
量に含まれているということである。他方、受信
信号の振幅スペクトルＡ_r（ｋ）の場合には、こ
のようなことはない。そこで、Ａ_r（ｋ）を小さ
い一定振幅値に変換し、φ_r（ｋ）をそのままに
して逆フーリエ変換すれば、第４図３に示すよう
な雑音の位置ｍに鋭いピークをもつ、雑音波形に
似た波形が得られる。

従つて、第４図３の波形のピークの位置を検出
することにより、雑音の位置ｍを確定できる。こ
のときの送信波形を第４図１に、雑音の加わつた
受信波形を第４図２に示す。

３は、受信信号の振幅スペクトルＡ_r（ｋ）を
小さな一定値（通常１）に変換する一定振幅設定
器である。

４は、振幅スペクトル１、位相スペクトルφ_r
（ｋ）をもつ周波数スペクトルを時間波形になお
す離散的逆フーリエ変換器である。

５は、４で得られた時間波形の絶対値をとる絶
対値器である。

６は、５で得られる絶対値波形の最大振幅値の
位置検出器である。第４図１〜３からも分るよう
に、この位置が雑音の位置を示すものである。

なお、受信信号の振幅スペクトルがＡ_r（ｋ）
のとき、電力スペクトルはＡ_r ^２（ｋ）となるの
で、電力スペクトルを小さい一定振幅値に変換す
ることによつても、振幅スペクトルの場合と全く
同じ処理が可能となる。

以上述べた雑音の検出法と、昭和55年１月29日
出願（出願番号55−008285）の「符号誤り雑音抑
圧方式」において用いられている検出法との比較
を、次に述べる。出願番号55−008285の方式の検
出法では、受信信号の振幅スペクトルから一定の
値を引算する操作を必要としたが、今回の検出法
においては、単に振幅スペクトルを一定値に変換
するだけでよく、引算処理は不要となつている。
そのため、ハード化を考える場合、今回の方がよ
り簡単になるという利点がある。

最後に、本発明の検出法の応用について述べ
る。

PCM通信では、符号誤り率が極端に大きい場
合（10^-1程度）を除けば、雑音はとびとびに発生
するので、大部分の信号の値は正しい。そこで、
本発明の検出法により雑音の位置を検出し、その
雑音を含む信号の値を前後の正しい信号の値によ
る補間値で置き換えることにより、実用上十分な
訂正が行える。この方法による符号誤り雑音抑圧
方式は、従来の誤り訂正符号による方式のような
音声信号以外の余分な信号の伝送を必要としない
という非常に大きな長所をもつ。

【図面の簡単な説明】

第１図は流れ図、第２図、第３図、第４図は線
図である。 １…時間窓設定器、２…離散的フーリエ変換
器、３…一定振幅設定器、４…離散的逆フーリエ
変換器、５…絶対値器、６…符号誤り雑音の位置
検出器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ いくつかの受信信号系列からなる１ブロツク
   の信号を離散的フーリエ変換により短時間周波数
   スペクトルに変換し、その振幅スペクトルを一定
   値に変換した後、離散的逆フーリエ変化を行つて
   当該ブロツク中の符号誤り雑音の位置を検出する
   ことを特徴とする周波数スペクトル処理による符
   号誤り雑音検出法。 ２ 電力スペクトルを一定値に変換した後、離散
   的逆フーリエ変換を行つて当該ブロツク中の符号
   誤り雑音の位置を検出することを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の周波数スペクトル処理に
   よる符号誤り雑音検出法。