JPS624007B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、集積回路化したＢ級OTL回路に関
するもので、素子の特性のバラツキや温度変化に
対して安定な動作をし、良好な特性を得ることが
出来るＢ級OTL回路を提供しようとするもので
ある。

従来用いられてきたＢ級OTL回路で構成した
テレビ受像機の垂直偏向回路を第１図に示す。

第１図について説明する。図中１は垂直同期・
発振回路、２はこの垂直同期・発振回路１の出力
パルスから鋸歯状波電圧信号を発生する鋸歯状波
電圧発生回路、３は電源電圧安定化回路である。
またQ₁，Q₂は出力段Q₁₀，Q₁₁の動作点を安定化
する差動増巾回路構成の出力段バイアス安定化回
路で、その定電流はトランジスタQ₃のエミツタ
より抵抗R₁を介して供給される。トランジスタ
Q₁のベースＡ点に入力された鋸歯状波電圧波形
は差動増巾回路Q₁，Q₂で増巾され、ドライブト
ランジスタQ₈のベースＣ点に供給される。トラ
ンジスタQ₇はドライブ段の負荷で、電流源回路
であるとともにトランジスタQ₅，Q₆とカレント
ミラー回路を構成し、トランジスタQ₇のコレク
タ電流（すなわち、電流源回路の電流）はトラン
ジスタQ₄のコレクタ電流と同じ値の電流とな
る。Q₉は出力トランジスタQ₁₁と複合ダーリント
ン回路を構成した等価PNP出力トランジスタ、
Q₁₀はNPN出力トランジスタ、D₂，D₃はトランジ
スタQ₉とトランジスタQ₁₀のベース・エミツタ間
のスレツシヨルド電圧を補償するダイオードであ
る。

ここで、Ｅ点に現われた出力信号は負荷である
偏向コイルＬに供給される。C₂は出力結合コン
デンサ、R₁₀は偏向コイルＬに流れる電流によつ
て生じる鋸歯状波電圧を鋸歯状波電圧発生回路２
に負帰還して、偏向コイルＬに流れる電流のリニ
アリテイを改善するための抵抗である。Ｆ点には
出力段Q₁₀，Q₁₁の出力信号の平均電圧（もしく
は平均電圧を中心としたDC電圧をもつたパラボ
ラ状の波形）が現われ、その平均電圧を抵抗
R₇，R₈で分割し、コンデンサC₃で直流に平滑し
て抵抗R₉を介してトランジスタQ₁のベースＡ点
に負帰還し、Ａ点の直流電圧成分は基準電圧であ
るトランジスタQ₂のベースバイアス電圧と比較
され、Ａ点の直流電圧成分がＢ点のバイアス電圧
に等しくなる様にコントロールされ、これにより
出力端Ｅ点の平均電圧値が所定の値になる様、出
力段の動作点が安定化される。

回路動作は以上の通りであるが、次に第１図の
回路で不都合な点について述べる。

第１に電源電圧Ｖ_CCの変化に対して出力段
Q₁₀，Q₁₁の動作が追従せず、出力波形がアース
側、または電源電圧側で飽和し、映像の上端部ま
たは下端部が縮むという問題である。

第２に抵抗値のバラツキによる電圧利得のバラ
ツキが大きいという問題である。

第３に電圧利得の温度変化が大きく、振巾の温
度変化となつて現われるという問題である。

第１の問題点について詳しく述べる。出力信号
の平均電圧₀は安定化電源回路３の出力電圧をＶ
_S、トランジスタQ₄のベース・エミツタ順方向電
圧をＶ_BE4とすると、次式で求められ、₀を中心
にして所定の電圧波形が現われる。

₀〓Ｒ_７＋Ｒ_８／Ｒ_８・Ｒ_４／Ｒ_３＋Ｒ_４・（Ｖ_S−
Ｖ_BE4）…(1) Ｖ_Sは安定化電源電圧であり、電源電圧Ｖ_CCの
変化に無関係に一定である。一方、トランジスタ
Q₁の入力端子Ａに加わる鋸歯状波電圧は一般に
Ｖ_CCの増減に比例して変化する。

第２図に電源電圧Ｖ_CCを変えたときの出力段の
動作領域の特性図を示す。

イは電源電圧Ｖ_CC、ロは出力段の電源電圧側の
飽和レベル、ニは出力信号の平均電圧（₀）、ホ
は出力段のアース電圧側の飽和レベル、ハおよび
ヘは出力信号の電圧波形の上端値および下端値で
ある。

今、Ｖ_CC＝Ｖ_CC1で適切な動作点に設定（Ｖ_CC
＝Ｖ_CC1でのロとハの差電圧とホとヘの差電圧を
ほぼ等しく選ぶ）したとき、ハおよびヘはロおよ
びホとＶ_CC＝Ｖ_CC2、Ｖ_CC＝Ｖ_CC3で交わる。すな
わち、電源電圧Ｖ_CCを下げるとＶ_CC＝Ｖ_CC1で映
像の上端縮みが発生し、電源電圧Ｖ_CCを上げると
Ｖ_CC＝Ｖ_CC3で映像の下端縮みが発生することに
なり、例えばテレビジヨン受像機の電源に乾電池
を用いたとき、乾電池の端子電圧が下がつたと
き、映像の下端部が縮むという欠点となる。

次に第２、および第３の問題点についてまとめ
て考察する。第１図の回路の電圧利得Ｇ_Vは差動
増巾回路Q₁，Q₂の伝達アドミタンスをｇ_n1、ド
ライブトランジスタQ₈の直流電流増巾率をｈ_FE
８、トランジスタQ₇の出力インピーダンスをＲ_O
７、出力段の直流電流増巾率をｈ_FE0、負荷Ｌのイ
ンピーダンスをＲ_Lとすると次式で示される。

Ｇ_V〓ｇ_n1（R₂ｈ_FE8R₅） ・Ｒ_０７ｈ_ＦＥ０・Ｒ_Ｌ）ｈ_ＦＥ８／（１＋ｈ_ＦＥ
８）Ｒ_５ 〓ｇ_n1ｈ_ＦＥ８Ｒ_２／Ｒ_２＋ｈ_ＦＥ８Ｒ_５・ｈ_ＦＥ０
Ｒ_Ｏ７・Ｒ_Ｌ／Ｒ_Ｏ７＋ｈ_ＦＥ０Ｒ_Ｌ…(2) ただし、ｈ_FE8≫１とする。

さて伝達アドミタンスｇ_n1は、差動増巾回路
Q₁，Q₂の定電流源の電流値に比例するが、２つ
のベース入力電圧差が大きくなるとｇ_n1は小さく
なる。（詳細はNKK出版「IC教室」180頁〜184頁
を参照）。

差動増巾回路Q₁，Q₂の定電流源の電流をＩ_O
１、２つのベース入力電圧差によるｇ_n1の係数を
Ａとすると、 ｇ_n1＝Ａ・ｑ／４ｋＴＩ_O1 …(3) となる。ｑ：電子の電荷、ｋ：ボルツマン定数、
Ｔ：絶対温度である。

Ａ，Ｉ_O1を求める。ドライブトランジスタQ₈
のコレクタ電流の平均値ｉ_C8はトランジスタQ₇
のコレクタ電流とほぼ同じになる。（トランジス
タQ₇のコレクタ電流を出力段のベース電流より
充分大きくなる様にしたと仮定）。また、抵抗R₂
に流れる電流をドライブトランジスタQ₈のベー
ス電流より充分大きくなる様にしたと仮定する
と、トランジスタQ₂に必要なコレクタ電流の平
均値_C2は、ドライブトランジスタQ₈のベー
ス・エミツタ順方向電圧をＶ_BE8とすると、 _C2〓１／Ｒ_２（Ｖ_BE8＋R₅・Ｌ_C7） …(4) となる。安定化電源回路３の出力電圧をＶ_S、ト
ランジスタＱ_oのベース・エミツタ順方向電圧を
Ｖ_BE7とするとＩ_C7，Ｉ_C1は次式で表わされる。

Ｉ_C7＝Ｉ_C4＝Ｖ_Ｓ−Ｖ_ＢＥ４／Ｒ_３＋Ｒ_４ …(5) Ｉ_O1＝１／Ｒ_１ ｛Ｖ_S−Ｖ_BE3−Ｖ_BE2−Ｒ_４／Ｒ_３＋Ｒ_４（Ｖ_S−Ｖ_BE4
）｝… (6) トランジスタQ₁に流れる平均コレクタ電流_C
１は、 _C1〓Ｉ_O−ｉ_C2 …(7) となり(4)、(5)、(7)式より、 _C2〓１／Ｒ_２｛Ｖ_BE8＋Ｒ_５（Ｖ_Ｓ−Ｖ_ＢＥ４）／
Ｒ_３＋Ｒ_４｝…(8)_C1 〓１／Ｒ_１ ｛Ｖ_S−Ｖ_BE3−Ｖ_BE2−Ｒ_４／Ｒ_３＋Ｒ_４（Ｖ_S−Ｖ_BE
4）｝ −１／Ｒ_２｛Ｖ_BE8＋Ｒ_５（Ｖ_Ｓ−Ｖ_ＢＥ４）／Ｒ_３
＋Ｒ_４｝…(9) となる。

上記(2)、(3)、(6)、(8)、(9)式に示される様に、電
圧利得Ｇ_Vを決める素子が多く、したがつて素子
の値のバラツキ、温度変化は必然的に大きくな
る。たとえば、電圧利得が素子のバラツキで小さ
くなり、かつ温度によつて変化すると、映像の垂
直方向の振巾が温度によつて変化する。一方、電
圧利得を充分大きくなるようにし、かつAC負帰
還を充分にかけておけば振巾の温度変化は小さい
が、反面、電圧利得が大きく、AC負帰還もかけ
すぎると高周波発振が生じ易いといつた副作用が
あり、その結果素子の値がバラツイても、電圧利
得をある値の範囲内に入るようにする必要があ
る。

第１図の回路の欠点を無くし、上記の内容の様
な電圧利得のバラツキが小さく、温度変化も小さ
い回路を提供しようとしたものが本発明の回路
で、その一実施例を第３図に示す。図中、第１図
と同一素子には同一符号を符している。

動作の基本は第１図の場合と同じで、異なる点
でかつ本発明の特徴となる点はドライブ段の負荷
であるトランジスタQ₇のコレクタ電流と、ドラ
イブ段Q₂₁，Q₂₂のコレクタ電流と流す電流源を
安定化電源回路３から供給し、かつ差動増巾回路
Q₁，Q₂の平均コレクタ電流を素子のバラツキ・
温度変化に関係なく常に等しくなる様にして伝達
コンダクタンスを最良点に設定出来、かつドライ
ブ段Q₂₁，Q₂₂にカレントミラー回路を用いるこ
とにより、回路の電圧利得のバラツキ・温度変化
を小さくすることが出来る良好な特性をもつこと
にある。

また、電源電圧が変化しても出力段の動作点が
電源電圧に追従して変化し、映像の上端または下
端が縮む様なことが無い良好な特性をもつ。

以下詳細に説明する。

トランジスタQ₁₂，Q₁₃とトランジスタQ₁₄およ
びトランジスタQ₁₅で第１および第２のカレント
ミラー回路を構成し、またトランジスタQ₁₆，
Q₁₇とトランジスタQ₁₈で第３の、トランジスタ
Q₅，Q₆とトランジスタQ₇で第４の、トランジス
タQ₁₉，Q₂₀とトランジスタQ₂₁，Q₂₂でドライブ
段として各々カレントミラー回路を構成してい
る。またトランジスタQ₁₂とQ₁₄とQ₁₅、トランジ
スタQ₁₆とQ₁₈、トランジスタQ₅とQ₇、トランジ
スタQ₁₉とQ₂₁とQ₂₂のエミツタ面積を等しくする
と次式がなりたつ。

Ｉ_C7＝Ｉ_C18＝ Ｉ_C15＝Ｉ_C14＝Ｉ_C12＝Ｖ_Ｓ−Ｖ_ＢＥ１３−Ｖ_{ＢＥ１
２}／Ｒ_１１…(10) 一方、Ｉ_C7＝_C21＋_C22＝２_C21 …(11) となる様に出力段バイアス安定化回路が動作す
る。また、_C21＝_C19＝_C2 …(12) であるから、(10)、(11)、(12)式より _C2＝_C1＝１／２Ｉ_C14 …(13) となり、差動増巾回路の各々のトランジスタ
Q₁，Q₂に流れるコレクタ電流は素子のバラツ
キ、温度特性に無関係に常に定電流源の電流Ｉ_O2
の1/2になり、伝達コンダクタンスｇ_n2は所定の
定電流源の電流でとり得る最大値となる。

一方、回路の電圧利得、差動増巾回路の伝達コ
ンダクタンスは、次式で表わされる。

Ｇ_V＝2g_n2・（R₀₇Ｒ_i0） ＝2g_n2ｈ_ＦＥ０・Ｒ_Ｏ７・Ｒ_Ｌ／Ｒ_０７＋ｈ_ＦＥ０
・Ｒ_Ｌ…(14) ｇ_n2＝ｑ／４ｋＴＩ_O2＝ｑ／４ｋＴＩ_C12 ＝ｑ／４ｋＴ Ｖ_Ｓ−Ｖ_ＢＥ１２−Ｖ_ＢＥ１３／Ｒ_１
１…(15) (2)式と(14)式を比較すると電圧利得を決める要
素は本発明回路の方が少なく、従つて素子の特性
のバラツキによる電圧利得のバラツキは小さい。
また、電圧利得の温度変化も本発明回路の方が小
さいことが判る。

例えば、バラツキの程度を比較する。なお、理
解を容易にするためのｈ_ＦＥ０・Ｒ_Ｏ７・Ｒ_Ｌ／Ｒ_Ｏ７
＋ｈ_ＦＥ０・Ｒ_Ｌの項は除 く。第１図の回路でR₁＝15KΩ、R₂＝5.6KΩ、
R₃＝7.5KΩ、R₄＝1.8KΩ、R₅＝200KΩ、Ｖ_S＝
6.2V、Ｖ_BFo＝0.7Vとし、抵抗値の絶対値のバラ
ツキを±20％、相対値を±５％、ｈ_FEのバラツキ
を50〜200とすると、 Ｉ_O1のバラツキ約±22％ Ａのバラツキ約±15％｝→ｇ_n1のバラツキ±37
％ ｈ_ＦＥ８Ｒ_２／Ｒ_２＋ｈ_ＦＥ８Ｒ_５のバラツキ約±19
％ で、ｈ_ＦＥ０・Ｒ_Ｏ７Ｒ_Ｌ／Ｒ_Ｏ７＋ｈ_ＦＥ０Ｒ_Ｌを除
きバラツキは全体で±56％ となる。

一方、第３図の回路のバラツキはほとんどＩ_O2
のバラツキだけで、Ｉ_O2のバラツキは抵抗R₁₁の
バラツキであり、±20％となる。したがつて、第
３図の場合、第１図と比べバラツキは±36％軽減
されることになる。

次に電源電圧Ｖ_CCの変化に対する出力段バイア
ス電圧の追従性であるが、出力段バイアス安定化
回路の基準電圧であるトランジスタQ₂のベース
電圧に電源電圧に基本的に比例する電圧を加える
ことで追従性を良くしている。第３図の回路の特
徴は、上記のトランジスタQ₂のベース電圧が電
源電圧の変化に応じて変化しても、トランジスタ
Q₁，Q₂，Q₂₁，Q₂₂，Q₇の平均コレクタ電流が変
化せず、常に安定した電流で、かつ仮りに電源電
圧に脈流成分があつた場合、トランジスタQ₂の
ベースとアース間に脈流成分除去用コンデンサを
接続するだけで、動作特性は何ら悪影響を受けな
い良好なものが得られる。

なお、第３図の場合、基準バイアス回路R₁₂，
R₁₃に直列にダイオードD₄を挿入しているのは、
出力段の飽和電圧が電源電圧側は（トランジスタ
Q₇のコレクタ・エミツタ飽和電圧＋Q₁₀のベー
ス・エミツタ順方向電圧）であり、アース側は
（トランジスタQ₁₁のコレクタ・エミツタ飽和電
圧）であつて、電源電圧側の方がほぼ１ダイオー
ド分大きいので、この１ダイオード分を補償する
ために挿入しているものである。したがつて、出
力トランジスタQ₁₀，Q₁₁がダーリントン接続の
場合、ダイオードD₄の個所に２ケのダイオード
を直列に挿入すれば良い。

本発明回路の他の実施例を第４図に示す。第３
図の回路でトランジスタQ₁₆，Q₁₇とトランジス
タQ₁₈およびトランジスタQ₁₉，Q₂₀とトランジス
タQ₂₁，Q₂₂のトランジスタ式カレントミラー回
路のところに、トランジスタに代わつてダイオー
ドD₅，D₆を用いたカレントミラー回路を用いた
ものである。動作および特性は第３図の場合と同
じである。

第５図に本発明のさらに他の実施例を示す。第
３図と異なる点は、第３図のトランジスタQ₁₆〜
Q₁₈のカレントミラー回路の電流比をトランジス
タQ₂₃，Q₂₄を用いることにより１：１から１：
２に、トランジスタQ₁₉〜Q₂₂のカレントミラー
回路の電流比をトランジスタQ₂₅〜Q₂₈を用いる
ことにより１：２から１：４におのおのしている
点である。

この様な回路構成にしておけば(14)式の電圧利
得は倍になり、 Ｇ_V＝4g_n2ｈ_ＦＥ０Ｒ_Ｏ７Ｒ_Ｌ／Ｒ_Ｏ７＋ｈ_ＦＥ０Ｒ_Ｌ
…(16) となる。この動作・特性は第３図の場合と同じで
ある。

なお、第３図〜第５図ではカレントミラー回路
に対象となるトランジスタまたはダイオードのエ
ミツタ面積を等しくして、並列に接続するトラン
ジスタの数によつてミラーする電流量を決めてい
るが、第６図、第７図の様に、トランジスタのエ
ミツタに入れる抵抗Ｒ_A，Ｒ_Bの比率を変えること
によつてでも同様に行なうことができる。

また、直流負帰還回路の平滑用コンデンサC₃
は出力結合コンデンサC₂の値が大きく、Ｆ点に
現われる脈流が比較的小さく、かつ入力結合コン
デンサC₁の値が大きくて鋸歯状波電圧発生回路
２の交流的な出力インピーダンスが小さければ不
要である。何故なら、R₇，R₈，R₉とコンデンサ
C₁で平滑回路を構成し脈流成分を除去出来るか
らである。

以上の様に本発明によればＢ級OTL回路のド
ライブ段の負荷を定電流回路とし、この定電流回
路の電流を定電圧電源で発生する電流をカレント
ミラー回路を介して供給し、差動増巾器からなる
プリアンプ兼出力段バイアス安定化回路の出力電
流をカレントミラー回路構成としたドライブ段に
供給する様にした回路構成で、ミラーする電流の
倍率を、ドライブ段の倍率を負荷電流側のそれの
２倍にする様にすることにより、常に動作の安定
したバラツキ、温度変化の小さい特性が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来用いられてきた垂直偏向回路の回
路図、第２図は第１図の回路の特性図、第３図は
本発明の一実施例におけるＢ級OTL回路の回路
図、第４図、第５図はおのおの本発明回路の他の
実施例を示す回路図、第６図、第７図はおのおの
本発明回路の要部の他の実施例を示す回路図であ
る。 １…垂直同期・発振回路、２…鋸歯状波電圧発
生回路、３…電源電圧安定化回路、Q₁，Q₂…差
動増巾器構成の出力段バイアス安定化回路、
Q₂₁，Q₂₂…ドライブトランジスタ、Q₁₀，Q₁₁…
出力トランジスタ、Ｌ…負荷、Q₅，Q₆，Q₇，
Q₁₂，Q₁₃，Q₁₄，Q₁₅，Q₁₆，Q₁₇，Q₁₈，Q₁₉，Q₂₀
…トランジスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 差動増巾回路で構成した出力段バイアス安定
   化回路とドライブ段とＢ級OTL型の出力段を直
   結し、ドライブ段の負荷に定電流負荷回路を用い
   た回路において、前記差動増巾回路の一方の入力
   に鋸歯状波電圧信号を、多方の入力に電源電圧の
   変動に応じて変動する基準バイアス電圧をおのお
   の加え、前記差動増巾回路の出力電流をカレント
   ミラー回路構成のドライブ段に加える様にし、定
   電圧電源部内で得た定電流を第１のカレントミラ
   ー回路で前記差動増巾回路の定電流源電流として
   供給するとともに、第１のカレントミラー回路と
   同一回路構成の第２のカレントミラー回路および
   第１、第２のカレントミラー回路と極性の異なる
   第３のカレントミラー回路を介して第４のカレン
   トミラー回路を構成する前記定電流負荷回路に定
   電流を供給する様にし、前記第１のカレントミラ
   ー回路と前記ドライブ段のカレントミラー回路の
   電流ミラーの倍率の積が第２、第３、第４のカレ
   ントミラー回路の電流ミラーの倍率の積の２倍に
   なる様にしたことを特徴とするＢ級OTL回路。