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JPS6249838B2 - - Google Patents
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JPS6249838B2 - - Google Patents

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JPS6249838B2
JPS6249838B2 JP55135350A JP13535080A JPS6249838B2 JP S6249838 B2 JPS6249838 B2 JP S6249838B2 JP 55135350 A JP55135350 A JP 55135350A JP 13535080 A JP13535080 A JP 13535080A JP S6249838 B2 JPS6249838 B2 JP S6249838B2
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Baaru Furunketsuto Aran
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    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
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    • H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は交流機械駆動システムに係るものであ
り、更に詳細にはインバータの出力電流に基い
て、スイツチング動作に伴なう調波電流のピーク
値を最小にし且つ機械に最大のトルクを与えるよ
うに調整されるトランジスタ化交流機械駆動シス
テムに係るものである。
速度とトルクの調整が望まれるような交流機械
の用途においては、インバータによる機械駆動シ
ステムが採用される。典型的には、インバータに
よる機械駆動システムは、通常は位相制御式整流
器からなる直流電源からインバータを介して交流
電流を供給される同期型かあるいは誘導型の交流
機械を含んでいる。そのようなインバータは、一
般に複数対のスイツチング装置から構成され、そ
れら各対のスイツチング装置を直列同極性様式に
て接続すると共にこのように直列接続されたスイ
ツチング装置の各対を直流電源の両端間に接続し
且つこの直列接続されたスイツチング装置間の接
続部を機械のそれぞれの相に接続した構成とされ
る。各対のスイツチング装置が交互に逐次導通状
態とされると、このインバータによつて機械に交
流電流が供給される。インバータによつて供給さ
れる交流を条件づけること、すなわちインバータ
のスイツチング装置の導通周波数と導通接続時間
とに変化させることにより、それぞれ機械の速度
およびトルクを制御することができる。
従来、インバータのスイツチング装置の各対の
スイツチング装置は、各々サイリスタで構成する
のが普通であつた。今日のトランジスタは過大な
ピーク電流に対して極めてセンシテイブであるか
ら、大電流トランジスタを交流機械駆動システム
のインバータに使用することは制限されていたの
である。代表的なトランジスタ化インバータ式交
流機械駆動システムによると、インバータのトラ
ンジスタにはインバータの直流入力電流すなわち
付勢（給電）電流の２倍を越える大きさのピーク
電流が流れる。不幸にも、インバータのトランジ
スタはそのようなピーク電流に対してはヒユーズ
によつて保護することができず、よつてインバー
タのトランジスタを保護するためにはそのインバ
ータの直流入力電流を制限することが必要とな
り、それによつてインバータの作動領域を制限す
ることになるものである。
本発明は、インバータの相電流に基いて、イン
バータのピーク電流を制限すると共に機械のトル
クを最大とし、それによつて満足すべき性能を与
えるように調整されるトランジスタ化インバータ
式機械駆動システムに関するものである。インバ
ータによる機械駆動システムをインバータの相電
流に基いて調整することによつて機械のパラメー
タの変動に対してセンシデイブでない機械駆動シ
ステムが得られる。
簡単に言えば、本発明の好ましい実施例による
と、調波電流のピーク値を最小にして最大のトル
クを供給可能な交流機械駆動システムは、直流に
より付勢されるインバータから交流電流の供給を
受ける多相交流機械を備え、上記インバータの出
力電流の各相成分の周波数と振幅とを、制御回路
によつて上記インバータに供給される上記多相機
械の相数に対応する個数のインバータスイツチン
グ信号のうちの１個の信号に基いて変化させる構
成としてある。上記制御回路は、周波数と振幅と
がそれぞれ指定された機械の位相角の大きさおよ
び指定された電流振幅とに基いて変化する通常は
正弦波の多相基準信号を発生する基準信号発生器
を備えている。こゝで機械位相角とは多相交流機
械の固定子電流ベクトルと磁束ベクトルとの間の
角度をである。上記多相機械と上記基準信号発生
器とには、多相機械の相数と対応する個数の電流
調整器が接続されている。各電流調整器は、イン
バータの実際の電流の夫々の相成分と多数基準信
号の夫々の相成分との間の大きさの差に比例する
電流誤差信号を発生するとともに、インバータの
実際の電流の相成分からの電流誤差信号の大きさ
の偏差に基いてインバータに複数個のインバータ
スイツチング信号のうちのそれぞれの信号を供給
する。
故に本発明の目的は、インバータの電流に基い
て機械に最大のトルクを与えるように調整される
交流機械駆動システムを提供することである。
本発明の他の目的は、インバータの電流に基い
て調波電流のピーク値を最小とするように調整さ
れる交流機械駆動システムを提供することであ
る。
以下には本発明を、添付図面に例示した実施例
を参照して詳細に説明する。
第１図は本発明による交流機械駆動システム１
０を例示するものである。機械駆動システム１０
は、通常は整流器である直流電源１６から、誘導
型あるいは同期型の機械である交流機械１４に交
流電流を供給するインバータ１２を備えている。
第１図の好ましい実施例においては、交流機械１
４は三相機械として構成されており、よつてイン
バータ１２は、各対毎に直列同極性に接続された
トランジスタ１８ａと１８ｂ、１８ｃと１８ｄお
よび１８ｅと１８ｆとして図示されている３対の
スイツチング装置を備えている。それら各トラン
ジスタ対１８ａと１８ｂ、１８ｃと１８ｄおよび
１８ｅと１８ｆは直流電源１６の両端間に結合さ
れている。それぞれトランジスタ１８ａと１８
ｂ、１８ｃと１８ｄおよび１８ｅと１８ｆとの間
の接続点には、それぞれ機械１４の３相のうちの
１相が接続されている。各トランジスタ１８ａ乃
至１８ｆは、典型的には大電流用NPNトランジ
スタより成るものである。各トランジスタ１８ａ
乃至１８ｆのコレクタ・エミツタ間にはそれぞれ
１個のダイオード２２ａ乃至２２ｆが逆方向に並
列接続されている。各ダイオード２２ａ乃至２２
ｆは、それぞれ関連するトランジスタ１８ａ乃至
１８ｆを通る無効電流および機械負荷電流用の導
電路を構成するものであるから機械１４の各相に
は限定された電圧があらわれるものである。トラ
ンジスタ対１８ａと１８ｂ、１８ｃと１８ｄおよ
び１８ｅと１８ｆにはそれぞれ直流電源１６によ
つて供給される電圧を更に濾過する波コンデン
サ２４が並列に接続されている。
トランジスタ対１８ａと１８ｂ、１８ｃと１８
ｄおよび１８ｅと１８ｆの各トランジスタは、そ
れぞれ制御回路（図示していない）によつてトラ
ンジスタ点弧論理手段２６に供給されるデジタル
スイツチング信号により上記トランジスタ点弧論
理手段２６によつて導通状態とされる。トランジ
スタ点弧論理手段２６は、それぞれトランジスタ
ベース駆動回路対３０ａと３０ｂ、３０ｃと３０
ｄおよび３０ｅと３０ｆに接続された同一の構成
のロツクアウト回路２８ａ，２８ｂおよび２８ｃ
を備えている。ロツクアウト回路（例えばロツク
アウト回路２８ａ）は、関連するベース駆動回路
対（例えばトランジスタベース駆動回路対３０ａ
と３０ｂ）の内の一方のベース駆動回路を、当該
ロツクアウト回路に供給される。デジタルスイツ
チング信号により作動状態とするものである。ロ
ツクアウト回路によつて作動状態とされるとベー
ス駆動回路は、それぞれ関連する１つのインバー
タトランジスタ１８ａ乃至１８ｆに順方向ベース
駆動電流を供給して該トランジスタを導通状態と
する。各ロツクアウト回路２８ａ，２８ｂおよび
２８ｃは、それぞれ、各トランジスタベース駆動
回路対３０ａと３０ｂ、３０ｃと３０ｄおよび３
０ｅと３０ｆのうちの一方のベース駆動回路を作
動状態にするとき、他方のベース駆動回路が作動
状態とならないようにして、関連するインバータ
トランジスタをその時作動状態のベース駆動回路
が不作動状態となつた瞬間に続くある時間、たと
えば25マイクロ秒の間導通状態にならないように
する。このようにして各インバータトランジスタ
対１８ａと１８ｂ、１８ｃと１８ｄおよび１８ｅ
と１８ｆの両方のトランジスタが同時に導通状態
となるのが防止されるのである。
種々のロツクアウト回路が存在するが、適切な
ロツクアウト回路の選択は設計上の特性に基いて
決められる。故にロツクアウト回路２８ａ，２８
ｂおよび２８ｃの詳細については図示してない。
そのようなロツクアウト回路の詳細については、
米国特許第3919620号を参照されたい。
インバータ１２の作動中、機械１４はトランジ
スタ対１８ａと１８ｂ、１８ｃと１８ｄおよび１
８ｅと１８ｆのトランジスタがトランジスタ点弧
論理手段２６によつて交互に順次導通状態となる
際に、相互に３相関係を持つ交流電流の供給を受
ける。各トランジスタの導通時間を制御すること
によりインバータの出力電圧、よつて交流機械の
トルクを調整することができる。またトランジス
タの導通周波数を制御することによりインバータ
出力周波数、よつて交流機械の速度を調整するこ
とができる。それぞれインバータスイツチング装
置の導通時間および導通周波数を調整することに
よるインバータの出力電圧および出力周波数の制
御は一般に「パルス幅変調」と呼ばれているもの
である。インバータによる機械駆動システムのパ
ルス幅変調動作についての詳細については、9th
Annual IEEE／IAS Meeting1974の議事録第IA
−11巻６号（1975年11月／12月）に採録されてい
るA.Abbondanti等による「変調の改善によるパ
ルス幅変調式モータ駆動装置」と称する論文を参
照するとよい。
例えば上記した論文中に詳述されている三角波
交差（triangle interception）技術のような今日
におけるパルス幅変調インバータ式機械駆動装置
の運転を行なう方法は、いくつかの欠点がある。
パルス幅変調インバータ式駆動システムの運転を
行なうための今日におけるそのような方法の１つ
の欠点は、そのような今日における方法がインバ
ータの出力電圧の変動に極端にセンシテイブであ
ることである。Δｖをインバータ出力電圧の変動
とし、Δｉをインバータ出力電流の変動とし、か
つｒSを機械の固定子抵抗とした場合、関係式Δ
ｖ／ｒS＝Δｉより、通常はｒSが小さいためにイ
ンバータ出力電圧の変動が小さくてもその結果生
ずるインバータ出力電流の変動が大きいものとな
つてしまうことが判るであろう。
パルス幅変調インバータの運転を行なうための
今日における方法に伴なう上記の欠点を避けるた
めに、第１図のインバータ１２は、第２図にブロ
ツクで示した制御装置３２によつてインバータ電
流に従つてパルス幅変調されるようになつてい
る。制御装置３２は、それぞれインバータの相電
流成分ｉas，ｉbsおよびｉcsとオペレータの指令
によつて正弦波発生器３５から供給される３つの
正弦波基準信号との間の大きさの差に基いてそれ
ぞれインバータスイツチング信号S1，S2およびS3
をインバータ１２に供給する同一構成とされた３
つの電流調整器３４ａ，３４ｂおよび３４ｃを備
えている。
各電流調整器３４ａ，３４ｂおよび３４ｃは同
一の構成要素から成るとともに同じ様に作動する
から、ここでは電流調整器３４ａについてだけ説
明することとする。電流調整器３４ａは、正弦波
発生器３５から、それぞれ所望のインバータ出力
電流の相成分を表わす３つの正弦波基準信号のう
ちの１つの正弦波基準信号の供給を受ける振幅制
限器３６を備えている。正弦波発生器３５の詳細
については後に説明することとする。振幅制限器
３６は、その入力に正弦波信号の供給を受ける
と、その出力から加算増幅器４０の非反転入力に
振幅制限された正弦波基準信号を供給する。加算
増幅器４０は、その反転入力に、それぞれインバ
ータ１２および機械１４の各相に直列接続された
電流感知装置４２ａ，４２ｂおよび４２ｃのうち
の関連するものの出力信号の供給を受ける。上記
各電流感知装置は、それぞれインバータ相電流成
分ｉas，ｉbsおよびｉcsのうちの関連するものに
従つて変化する出力信号を与えるものである。加
算増幅器４０はその出力から低域波器４４の入
力に、加算増幅器４０の反転入力と非反転入力と
に供給される入力信号の間の大きさの差に比例す
る信号を供給する。
低域波器４４の出力は比較器４６の反転入力
に接続されている。比較器４６の非反転入力は第
一の抵抗５０を介して回路のアースに接続される
と共に、直流電源１６の出力電圧の大きさをＶと
したとき大きさが−Ｖの電圧源（図示していな
い）に第二の抵抗４８を介して接続されている。
比較器４６はその出力電圧の一部をその非反転入
力に供給するように、その出力がその非反転入力
に第三の抵抗５２を介して接続されている。比較
器４６の出力電圧の一部をその非反転入力に供給
することにより、その出力電圧すなわちスイツチ
ング信号S1はヒステリシスが制限されることにな
る。実際問題として抵抗４８，５０および５２の
オーム値は、インバータ１２に供給される比較器
電圧についてのヒステリシス帯域が所望のインバ
ータ出力電流についての50アンペア帯域に対応
し、それによつてトランジスタの最大スイツチン
グ周波数を越える周波数におけるインバータトラ
ンジスタのスイツチングを防止するような値に選
定される。比較器４６の出力にはダイオード５４
の陰極が接続されている。ダイオードは陽極が回
路のアースに接続されて、比較器４６の出力電圧
をクランプする。
各電流調整器３４ａ，３４ｂおよび３４ｃに相
互に三相関係をなす３つの正弦波信号の内の１つ
を夫々供給する正弦波発生器３５は、
1974IEEE／IAS Annual Meetingの議事録
（74CHO 833−41A）の1015乃至1020ページに発
表されているゼネラル・エレクトリツク・カンパ
ニーのJ.WaldenとF.Turabullとによる「電圧お
よび周波数の調整可能な多相正弦波発生器」とい
う題の論文中に記載されている正弦波発生器と同
様の構成とされている。正弦波発生器３５によつ
て発生される３つの正弦波基準信号の各々の振幅
および周波数は、それぞれ正弦波発生器の振幅入
力と周波数入力とに供給される振幅指令信号Ａ*
と周波数指令信号Ｆ*とに従つて変化する。実際
問題として振幅指令信号Ａ*は、オペレータによ
つて指令されるインバータ電流の振幅に従つて変
化する。インバータ電流に基いてインバータスイ
ツチング装置の状態を調整する結果低周波数にお
いてインバータが不安定になるのを避けるため
に、インバータ周波数指令信号Ｆ*は、オペレー
タの指令による機械の位相角と機械の実際の位相
角との間の大きさの差に従つて変えられる。加算
増幅器５６はその非反転入力に、オペレータ指令
による機械位相角の大きさに比例する信号sinΘ
*の供給を受ける。この加算増幅器５６の反転入
力は、インバータ１２に接続されるとともに各電
流感知装置４２ａ，４２ｂおよび４２ｃに接続さ
れた角度計算回路６０から、インバータ出力電圧
および電流に基いて変化しかつ実際の機械の位相
角に比例する信号sinΘの供給を受ける。それに
加えて、角度計算回路６０は、それぞれ機械の実
際のトルクと実際の空隙磁束の大きさとに比例す
る１対の出力信号ＴおよびFLをもインバータ出
力電流と出力電圧とに基いて発生するものであ
る。これらの信号の有益性については後に明らか
にすることとする。
典型的には、角度計算回路６０は、ゼネラル・
エレクトリツク・カンパニーに譲渡された1979年
９月28日付の米国特許願第79693号「軽負荷ある
いは零負荷時におけるインバータ同期機駆動シス
テムの同期の維持」の中に記載されている角度計
算回路と同様な構成とされる。角度計算回路６０
のこれ以上の理解のためには、上記特許願を参照
されたい。
加算増幅器５６は、その出力から増幅器６２の
入力に、加算増幅器５６の反転入力と非反転入力
とに供給される入力信号間の大きさの差に比例す
る信号を供給する。増幅器６２は正弦波発生器３
５に、加算増幅器５６の出力信号の大きさに従つ
て周波数指令信号Ｆ*を供給する。
上記した制御装置３２は、機械のトルクに従つ
て機械位相角指令信号sinΘ*を正弦波発生器３
５に与えるように作動する第一の制御ループ７５
と機械の空隙磁束に従つて電流振幅信号Ａ*を供
給するように作動する第二の制御ループとを付加
することにより、より速い応答性と機械のトルク
の調整の改良とを与える。制御ループ７５は、非
反転入力にオペレータ指令による機械のトルクの
大きさに比例するトルク指令信号Ｔ*の供給を受
ける加算増幅器８２を備えている。加算増幅器８
２の反転入力は角度計算回路６０に接続されてお
り、該回路６０から機械の実際のトルク振幅に比
例する信号Ｔの供給を受ける。加算増幅器８２
は、その反転入力部と非反転入力とに供給される
信号間の大きさの差に比例する出力信号を増幅器
８４の入力に与える。増幅器８４は、加算増幅器
８２の出力信号に比例する出力信号を振幅制限器
８６の入力に与える。振幅制限器８６は、増幅器
８４の出力信号の振幅に基いて加算増幅器５６の
非反転入力に機械位相角指令信号sinΘ*を供給
する。
制御ループ８０は、非反転入力においてオペレ
ータ指令による空隙磁束の大きさに従つて変化す
る磁束指令信号FL*の供給を受ける加算増幅器
８８を備えている。加算増幅器８８の反転入力は
角度計算回路６０に接続されており、機械の実際
の空隙磁束の大きさに比例する信号FLを該角度
計算回路６０から受ける。加算増幅器８８は、そ
の反転入力と非反転入力とに供給される入力信号
間の大きさの差に比例する出力信号を増幅器９０
の入力に供給する。この増幅器９０は、加算増幅
器８８の出力信号の大きさに従つて正弦波発生器
３５に電流振幅指令信号Ａ*を供給する。
制御装置３２に関してこれまで制御ループ７５
および８０の説明をしてきたが、制御ループ７５
および８０は、それぞれ前出の三角波交差技術に
基いて制御される普通のパルス幅変調インバータ
式駆動システムに対し、機械のトルクに従つて機
械位相角指令信号sinΘ*を供給すると共に機械
の空隙磁束に従つて電流振幅信号Ａ*を供給する
ために等しく用いることができることに注意され
たい。
第１図のインバータ１２のスイツチング信号
S1，S2およびS3を供給する制御装置３２の動作に
ついて次に第３ａ図および第３ｂ図を参照して説
明する。電流調整器３４ｂおよび３４ｃがインバ
ータ１２にそれぞれスイツチング信号S2およびS3
を供給する動作の仕方は電流調整器３４ａの動作
の仕方と同一であるから、電流調整器３４ａの動
作の詳細についてだけ説明することとする。
まず最初に、第２図の比較器４６の出力電圧の
大きさ、すなわちインバータスイツチング信号S1
が、第３ａ図に例示されているS1の波形によつて
示されているように論理“１”のレベルにあるも
のと仮定する。スイツチング信号S1が論理“１”
レベルの時、第１図のトランジスタ１８ａは導通
状態とされ、インバータの相電流ｉasは第３ｂ図
の波形９２によつて表わされているｉasの波形か
ら明らかなように線状に増加する。ｉasに従つて
変化する電流感知装置４２ａの出力信号の大きさ
が、t1の時点において、振幅制限器３６の出力信
号（出力信号の波形を第３ｂ図の波形９４で示
す）の大きさより大きくなり、かつその電流感知
装置４２ａの出力信号の大きさと振幅制限器３６
の出力信号の大きさとの間の差が、（波形９４上
方に断続線によつて示した）比較器４６のヒステ
リシスの上限を越えたとき、比較器４６の出力信
号の大きさ、すなわちスイツチング信号S1は論理
“１”レベルから論理“−１”レベルに偏移す
る。その結果第１図のトランジスタ１８ａが非導
通状態となる。スイツチング信号S1のこの偏移か
ら始まつて25マイクロ秒の時間の後、第１図のト
ランジスタ１８ｂが導通状態となる。トランジス
タ１８ｂが導通状態となると、ｉasは、電流感知
装置４２ａと振幅制限器３６とによつて与えられ
る出力信号の間の大きさの差が（波形９４下方の
断続線によつて表わされた）比較器４６のヒステ
リシスの下限を越え、比較器４６の出力信号の大
きさ、すなわち信号S1が論理“−１”レベルから
論理“１”レベルに変化する時点t2まで減少す
る。スイツチング信号S1のこの変化に続く25マイ
クロ秒の時間の後、第１図のトランジスタ１８ａ
は、t3の時点まで再度導通状態となり、上述の動
作が繰り返えされる。
上述の如く動作することにより、制御回路３２
は、正弦波発生器３５によつて発生されたそれぞ
れの正弦波基準信号によつて表わされるような所
望のインバータ相電流についてのヒステリシスの
上限および下限に従つてトランジスタの導通を調
整することによつてインバータのピーク電流を最
小とするものである。それぞれ空隙磁束の帰還信
号とトルクの帰還信号とに従つて正弦波発生器３
５の３つの正弦波出力信号の各々の振幅と周波数
とを制御することにより、インバータの出力電流
の望ましくない飛跳（ジヤンプ）が実質的に排除
され、それによつて機械の円滑な作動が保証され
る。例えば、通常の三角波交差技術を用いたイン
バータのパルス幅変調作動では、特に正弦波基準
信号の振幅を増加したとき、インバータのスイツ
チング装置を転流するのに必要な時間よりも幅の
狭いパルスが生じることがあり、この望ましくな
い幅の狭いパルスは通常除去されるようにされる
が、これに起因してインバータの出力が急激に増
加し、電動機電流（インバータ出力電流）のジヤ
ンプを生じさせ、従つてトルク（および磁束）の
ジヤンプが生じる。このようなインバータ出力電
流（従つてトルクおよび磁束）のジヤンプは、そ
の発生を制御ループ７５および８０によつて感知
して正弦波基準信号の周波数および振幅を変えて
幅の狭いパルスが生じないようにすることにより
防止される。勿論、電流調整器３４を用いること
によりこのようなインバータ出力電流のジヤンプ
の発生を防止し得るが、制御ループ７５，８０は
この電流調整器の作用を補うように働く。加え
て、各正弦波基準信号の周波数を、トルク帰還信
号に従つて変化するオペレータ指令による機械の
位相角と実際の機械の位相角の大きさとの差に基
いて制御することにより、機械の安定性が確保さ
れる。
また、ボルツ／ヘルツ比を一定に保つように電
動機の速度上昇に伴なつてインバータ出力電圧を
増加する場合、インバータ出力電圧（従つて電動
機磁束）が最大値に達したとき、振幅の制御ルー
プ８０が飽和して、振幅の制御を行えない場合が
あり、この場合でも周波数の制御ループ７５は制
御作用を維持して、トルクの調整を行うことがで
きる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるインバータ式交流機械駆
動システムの概略回路図、第２図は第１図の機械
駆動システムに使用するための本発明の制御回路
の１部をブロツク図とした回路図、第３ａ図は第
２図の制御装置によつて発生される１つのスイツ
チング信号を時間に対して示す図、第３ｂ図は電
流誤差信号、および第１図の機械駆動システムが
第２図の制御回路によつて制御される場合に発生
される実際のインバータ電流を時間に対して示す
図である。 １０……交流機械駆動システム；１２……イン
バータ；１８ａ〜１８ｆ……スイツチング装置
（トランジスタ）；３２……制御装置；３４ａ…
…電流調整器；３６……振幅制限器；４０……加
算増幅器；４６……比較器；５６……加算増幅
器；６２……増幅器；７５……第一制御ループ；
８０……第二制御ループ；８２……加算増幅器；
８４……増幅器；８６……振幅制限器；８８……
加算増幅器；９０……増幅器；６０……角度計算
回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 多相交流機械と、該多相交流機械に接続され
    ていて、各相成分の周波数と振幅が対応する相の
    インバータスイツチング信号に従つて変化する交
    流を上記多相交流機械に供給するインバータと、
    該インバータと上記多相交流機械とに接続され
    て、上記インバータに上記各相のインバータスイ
    ツチング信号を供給する制御手段とを備え、 上記制御手段は、電流振幅指令信号を発生する
    手段と、上記多相交流機械の固定子電流ベクトル
    と磁束ベクトルとの間の角度である機械位相角の
    指令された値を表わす機械位相角指令信号を発生
    する手段と、周波数と振幅とがそれぞれ上記機械
    位相角指令信号および電流振幅指令信号に従つて
    変化する多相基準信号を供給する基準信号発生手
    段と、それぞれ上記多相交流機械と上記基準信号
    発生手段とに接続された上記多相交流機械の相数
    と対応する個数の電流調整器手段とを備えて成
    り、上記各電流調整器手段は、実際のインバータ
    電流の対応する相成分と上記多相基準信号の対応
    する相成分との間の大きさの差に比例する電流誤
    差信号を発生し、上記インバータスイツチング信
    号を上記実際のインバータ電流の相成分からの上
    記電流誤差信号の大きさの偏差に基いて上記イン
    バータの対応する相に供給する構成として成る交
    流機械駆動システム。 ２ 上記多相機械が誘導機もしくは同期機より成
    る特許請求の範囲第１項に記載の駆動システム。 ３ 上記複数個の電流調整器の各々が、上記基準
    信号発生手段に接続されて、出力に振幅制限され
    た基準信号を供給する振幅制限器と、 上記実際のインバータ電流のそれぞれの相成分
    に比例する信号を受けとる第一の入力、及び上記
    振幅制限器の出力に接続されて上記振幅制限され
    た基準信号を受けとる第二の入力を有し、上記第
    一の入力と第二の入力とに供給される入力信号間
    の大きさの差に比例する出力信号を供給する加算
    増幅器と、 出力、上記加算増幅器に接続されて上記加算増
    幅器の出力信号を受けとる第一の入力、及び予め
    設定された大きさの電圧を受けるとともに当該比
    較器の出力電圧の一部を供給される第二の入力を
    有し、上記第一の入力と第二の入力とに供給され
    る電圧間の大きさの差に従つて上記出力に上記イ
    ンバータスイツチング信号のそれぞれのものを供
    給する比較器とを備えて成る特許請求の範囲第１
    項または第２項に記載の駆動システム。 ４ 更に上記加算増幅器と上記比較器との間に接
    続された低域波器を備えて成る特許請求の範囲
    第３項に記載の駆動システム。 ５ 上記位相角指令信号を発生する手段が、機械
    のトルクの大きさに従つて上記基準信号発生手段
    に上記機械位相角指令信号を供給する第一の制御
    ループで構成されている特許請求の範囲第１項に
    記載の駆動システム。 ６ 上記第一の制御ループが、 上記多相機械と上記インバータとに接続され、
    インバータ出力電圧とインバータ出力電流とに基
    いて実際の機械のトルクの大きさに比例するトル
    ク信号を供給する角度計算回路と、 該角度計算回路に接続されて上記トルク信号を
    受けとる第一の入力、及び振幅がオペレータ指令
    による機械のトルクに比例するトルク指令信号を
    受けとる第二の入力を有し、上記第一の入力と第
    二の入力に供給される入力信号間の大きさの差に
    従つて変化する出力信号を供給する加算増幅器
    と、 該加算増幅器に接続され、該加算増幅器の出力
    信号に従つて上記機械位相角指令信号を供給する
    増幅器と、 上記基準信号発生手段と上記増幅器との間に接
    続され、上記機械位相角指令信号を振幅制限する
    ための振幅制限器とを備えて成る特許請求の範囲
    第５項に記載の駆動システム。 ７ 上記電流振幅指令信号を発生する手段が、 上記多相機械と上記インバータとに接続され、
    インバータ出力電流とインバータ出力電圧とに基
    いて実際の機械の空〓磁束の大きさに比例する磁
    束信号を供給するための角度計算回路と、 該角度計算回路に接続されて上記磁束信号を受
    けとる第一の入力、及びオペレータ指令による空
    〓磁束の大きさに従つて変化する磁束指令信号を
    受けとる第二の入力を有し、上記第一の入力と第
    二の入力に供給される入力信号間の大きさの差に
    比例する出力信号を供給する加算増幅器と、 該加算増幅器と上記基準信号発生手段との間に
    接続され、上記加算増幅器の出力信号に従つて上
    記基準信号発生手段に上記電流振幅指令信号を供
    給する増幅器とを備えて成る特許請求の範囲第５
    項に記載の駆動システム。 ８ 上記基準信号発生手段が、 上記インバータと上記多相機械とに接続され、
    インバータ出力電流とインバータ出力電圧とに基
    いて、実際の機械位相角関係の大きさに従つて変
    化する機械位相角信号を供給するための角度計算
    回路と、 上記機械位相角指令信号を受けとる第一の入
    力、及び上記角度計算回路に接続されて上記機械
    位相角信号を受けとる第二の入力を有し、上記第
    一の入力と第二の入力とに供給される入力信号間
    の大きさの差に比例する出力信号を供給する加算
    増幅器と、 該加算増幅器に接続され、該加算増幅器の出力
    信号に従つて周波数指令信号を供給する増幅器
    と、 該増幅器に接続された第一の入力、及び上記電
    流振幅指令信号を受けとる第二の入力を有し、各
    相成分の振幅と周波数がそれぞれ上記電流振幅指
    令信号および上記周波数指令信号に従つて変化す
    る多相正弦波基準信号を発生する基準波発生器と
    を備えて成る特許請求の範囲第１項に記載の駆動
    システム。 ９ 多相交流機械と複数対のスイツチング装置よ
    り成るインバータとを備え、各対の上記スイツチ
    ング装置を直列同極性様式で接続するとともにこ
    のように直列接続されたスイツチング装置の各対
    を直流電源の両端間に接続するようにした交流機
    械駆動システムで、上記インバータのスイツチン
    グ装置の導通制御するための方法において、 各相成分の周波数が機械位相角指令信号と実際
    の機械の位相角に比例する信号との間の大きさの
    差に応じて変化し且つ振幅がオペレータの振幅指
    令信号に応じて変化する多相基準信号を供給し、 それぞれ実際のインバータ電流の各相成分と上
    記多相基準信号の対応する相成分との間の大きさ
    の差に従つて変化する複数個の電流誤差信号を発
    生し、 各相がそれぞれ上記複数個の電流誤差信号のう
    ちの対応するものと上記実際のインバータ電流の
    対応する相成分との間の大きさの差に従つて変化
    する複数個のインバータスイツチング信号を上記
    インバータの各相に供給し、 上記インバータの各対のスイツチング装置を上
    記対応する相のインバータスイツチング信号に従
    つて交互に導通状態とすることからなる方法。 １０ 上記機械位相角指令信号が、オペレータに
    より変えられるトルク指令信号と実際の機械トル
    クに比例する信号との間の大きさの差に従つて変
    えられる特許請求の範囲第９項に記載の方法。 １１ 上記多相基準信号の上記各相成分の振幅
    が、オペレータにより変えられる機械の空〓磁束
    指令信号と機械の実際の空〓磁束に比例する信号
    との間の大きさの差に従つて変えられる特許請求
    の範囲第９項に記載の方法。
JP13535080A 1979-10-01 1980-09-30 Ac machine driving system Granted JPS5666194A (en)

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