JPS627796B2

JPS627796B2 -

Info

Publication number: JPS627796B2
Application number: JP53031610A
Authority: JP
Inventors: Daburyu Paakaa Ruisu; Uooren Hetsujisu Rei
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1977-10-06
Filing date: 1978-03-17
Publication date: 1987-02-19
Also published as: DE2824474C2; DE2824474A1; JPS5454222A

Description

【発明の詳細な説明】従来の誘導電動機はその負荷の如何に拘らず固
定子捲線にまたがる電圧の全正弦波を維持してい
る。負荷が広汎な制限内で変る場合、例えば電動
機が捲きあげ作業などに用いられるときその電動
機は殆んどの時間その規定負荷一杯を消費してい
ない。こうした場合は固定子内の鉄損は電動機が
規定の全負荷で動作している場合と同様、電動機
が規定の全負荷以下で動作しているときも実質的
には同じであり、かつそのような場合の低電力率
のために固定子電流は高く銅損は同様に多くな
る。

ある従来の誘導電動機がその規定の全負荷以下
で動作しているとき電圧の正弦波の一部はその電
動機に課せられる実際の負荷要件を満たすであろ
う。こうした正弦波電圧の一部を遮断することは
固定子内の鉄損及び鉄損とその発熱とを可成り低
減されることとなろう。その結果としてのより低
い動作温度は更にオーム抵抗の低下によつて電動
機内の銅損を減少させることになる。これらの要
素が結合して誘導電動機で消費されるエネルギー
は意義ある減少をきたし、その結果利用のできる
エネルギー源の保護と電動機の運転費用の低下と
が可能となる。

この発明は上述の要素を認識することに基礎を
おき、修正されない標準の交流誘導電動機の固定
子に供給される電気的エネルギー及び固定子の磁
束密度を、如何なる瞬間においてもその負荷の要
求の函数とならしめるよう動作する、簡単ではあ
るが信頼性のある装置を提供するものである。こ
の発明はある電源からの正弦波の電圧の大もしく
は小部分を電動機のスリツプの％の函数として固
定子に入力させることにより上記のことを達成す
るものである。換言すれば電動機の固定子に供給
される正弦波の電圧は現実の負荷条件に適するよ
うに修正される。これは鉄損及び銅損の減少にな
る。

この発明によると標準の交流誘導電動機は波動
修正器手段を経て正弦波電源から付勢される固定
子捲線をもつており、その修正器手段は電動機の
回転子に結合される負荷検出手段によつて与えら
れる制御信号の制御の下で固定子捲線に電源から
結合される上記正弦波の各サイクルの部分を変え
るように動作し、また同期速度の95％以上の速度
で電動機の負荷の変動につれて変化する制御信号
を発生する非直線閉ループ正帰還手段の一部とし
て動作するものである。

この負荷検出手段は電動機の負荷の変動に伴つ
て変化する周波数をもつ交流信号を発生するた
め、電動機回転子に結合される比較的小型の交流
発電機から構成することができる。そして前記周
波数変化は波動修正器手段を制御する直流制御信
号の振幅変化に変換される。周波数変化を戻すこ
と、及び周波数変化の直流制御信号変化への変換
は周波数弁別器回路で達成でき、この回路の出力
は信号バイアス直流増幅器（非線形回路）に結合
され、この増幅器は同期速度の95％以上の特別の
エネルギー効率のよい電動機速度で動作する。こ
の信号バイアス直流増幅器はその交流周波数が増
加するとき（電動機のスリツプが減少したことを
表わす）合成直流制御信号の大きさを減少させる
よう働き、またこれに反し発生器により供給され
る交流周波数が減少するとき（電動機スリツプの
増大を表わす）合成直流制御信号の大きさを増大
させるよう働くものである。

この波動修正器は正弦波エネルギー源から各サ
イクルの全期間又は一部の期間、一連のパルスを
発生する動作をするマルチバイブレータのような
平常は動作しないパルス発生器をできれば含んで
いるものである。このパルス発生器が出力パルス
を発生するように働いている期間は前述の直流制
御信号で制御され、したがつて電動機の負荷及び
速度に依存している。このパルス列は発生される
と正弦波電源と電動機固定子との間に配置される
トライアツクのような全波半導体電源スイツチの
閉路を制御し、したがつて電動機固定子に結合さ
れる各正弦波の部分、それゆえ固定子捲線の磁界
密度はともに電動機の負荷の変動とともに変化す
る。

第１図に示すように標準交流誘導電動機１０は
固定子捲線１１と負荷に結合されるようにされた
軸１２をもつ回転子とを備えている。交流電源１
３は固定子捲線を付勢するため、例えば波線１３
ａに示すように固定子捲線に平常は結合されてお
り、それによつて回転子の軸１２を回転させる。
この発明によればこの正常の付勢回路は切断さ
れ、固定子捲線に直接結合されないでその代り１
３ｂのところで半導体電源スイツチ１４の片側に
接続され、その他の側は例えば１４ａのところで
固定子捲線１１に接続される。スイツチ１４は例
えばトライアツク群かシリコン制御整流群から成
り、それは波動修正器１５によつて調整される。
その修正器の動作は周波数弁別器１７の出力側に
おいて線１６上に現われる直流制御電圧（制御信
号）により制御され、その制御電圧は電動機１０
の負荷の函数である。

特に小型交流発電機１８は誘導電動機１０の回
転軸１２上にそれとともに回転するよう１９のと
こに取付けられる。発電機１８はその周波数が回
転子軸１２の回転速度の変動とともに変化する高
周波交流信号（約1800ヘルツ）を発生する。この
周波数変化、即ち発電機出力側２０に現われる交
流信号の周波数の変化は電動機のスリツプの函数
であり、従つて電動機の負荷の函数である。この
交流信号は周波数弁別器１７の入力に印加され、
線２０上の交流信号の周波数変化を直流制御電
圧、即ち線１６上の制御信号に変換する。その大
きさは同期速度の95％以上の電動機速度で交流信
号の周波数の函数である。

線１６上に直流制御電圧（制御信号）は波動修
正器１５の動作を制御するのに用いられる。この
波動修正器に含まれる各種回路及びそれらの動作
は、第２図を参照してもつと十分に説明されよ
う。現在のところその線１６上の直流制御電圧が
波動修正器１５に結合されており、その修正器が
交流電源１３から各サイクルの時間の所定の期間
の間パルスを発生するように動作するゲートトリ
ガ発生器を含んでいることに注目すれば十分であ
る。上記ゲートトリガー発生器によつて発生され
る一連のパルスの持続時間は、線１６上の直流制
御信号の大きさの函数であり、従つて同期回転子
速度の近くで電動機１２の負荷の函数である。発
生される一連のパルスはそれらが発生すると半導
体電源スイツチ１４の制御端子に結合され、交流
電源１３からの各サイクルの相当する時間部分の
間だけ上記スイツチを閉とする。その結果電源１
３からの各サイクルの比較的大な部分または比較
的小部分が接続線１４ａを経て電動機１０の固定
子捲線１１に電動機の負荷の函数として結合され
る。それゆえ負荷が増大すると電動機の固定子の
磁界密度も同様に増大し、反対に電動機の負荷が
減少すると固定子の磁界密度は減少される。

上述のような工合に動作する好ましい回路を第
２図に示す。次の記述のために交流誘導電動機１
０は単相誘導電動機であると仮定し、第２図の回
路は固定子のフラツクス密度がその単一位相の電
動機負荷の函数として如何に制御しうるかを示し
ている。多相電動機はそのいくつかの位相に対し
それぞれ第２図に示す型の２つまたはそれ以上の
回路を用いて同様に動作させられることができ
る。

第１図の発電機１８は誘導電動機１０の軸上１
９のところに取付けられる歯付車からなり、固定
子１８ｂと協力して動作する。その固定子捲線１
８ｃは直流電源３１の正側３１ａから抵抗器３０
を経て付勢される。歯付車１８ａとその関連固定
子とは小型交流発電機を構成し、その発電機の出
力周波数はその回転速度と車１８ａの歯数とによ
つて決定される。その発電機の出力周波数は誘導
電動機１０の回転速度の整数倍であり、例えば電
動機の毎秒回転数（RPS）の60倍であつてもよ
い。後の説明のためにその誘導電動機は毎秒30回
転の速度で回転し、それに接続された小型発電機
の交流出力は、従つて1800ヘルツであり、なおこ
れらのパラメータは今後例示の目的で言及される
であろう。しかし第２図に示す構成より外の構成
が希望する交流出力信号を発生するのに用いるこ
とができ、その信号の周波数はここに規定するも
のより外のものであつてもよいことが理解される
であろう。

交流発電機１８ａ―１８ｃからの出力信号は
LC回路３２の両端間に発生される。その回路３
２はもつと正弦波に近い波形出力を得るために発
電機の周波数において幅ひろく共振している。そ
の結果の交流信号は蓄電器３３を経てトランジス
タ３４のベースに印加される。そのトランジスタ
３４のコレクタは直流電源３１の正側から抵抗器
３５を経て付勢される。交流発電機１８ａ―１８
ｃからの信号の振幅変動はどんなものでも、ダイ
オード３６のクランプ動作とトランジスタ３４の
ベースエミツタ間接合の制限動作（リミツタ動
作）とによつて除去される。

正および負のクランプ動作によつてトランジス
タ３４のベースとコレクタとにおける波形は頭部
が平らな波となる。これら頭部の平なパルスは高
いＱをもつ共振回路３７に供給され励振する。そ
の共振回路は発電機１８ａ―１８ｃの周波数より
高くほぼ1850ヘルツに同調される。上記交流発電
機の出力周波数は回路３７の共振曲線の傾斜部分
で動作するので、上記回路３７は実際には周波数
弁別器として動作する。即ち回路３７の両端間に
現われる電圧はトランジスタ３４からそれに供給
される信号の周波数に応じて振幅が変る。

共振回路３７の両端間に現われる信号は可変抵
抗器３８と蓄電器３９を経てトランジスタ４０よ
りなる信号バイアス直流増幅器（非線形回路）に
供給される。バイアス電圧により導出される信号
がその遮断しきい値の上に上昇すると、トランジ
スタ４０のコレクタ電流の急速な非直線的導通と
なる。可変抵抗器３８は電動機の同期速度の約95
％以上の特別のエネルギー効率のよい速度で前記
非直線の導通が始まるように選定される。その後
トランジスタ４０の導通は前記信号電圧の大きさ
により直線的応答に徐々になる。トランジスタ４
０は蓄電器３９に蓄積される負の電荷でバイアス
される。このバイアスはほぼ一定のバイアス電圧
であつて交流電流が蓄電器３９を通過し、トラン
ジスタ４０によつて引続いて整流されることによ
りつくられる。このバイアスのためにトランジス
タ４０により共振回路３７に課せられる負荷は最
小となる。ダイオード４２と大地間に接続される
ツエナーダイオード４１は、その導通しきい値
（ツエナー）電圧を越す負の信号交番ピークの間
蓄電器３９に対して低抵抗放電径路を提供するこ
とになる。ダイオード４２は正の信号交番（ピー
ク）がツエナーダイオード４１を経て大地に導通
させられるのを防いでいる。

共振回路３７の両端間の交流電圧の振幅はそれ
に供給される変化する周波数にもとづいて変るの
で、トランジスタ４０にかかるバイアスもまた変
化し、トランジスタ４０を導通させるに効果のあ
る正弦波の部分も同様に変化する。トランジスタ
４０の前記非直線導通しきい値の上では共振回路
３７の両端間の交流電圧の振幅の増加により抵抗
器４３を流れる電流が増大し、順次抵抗器４３の
両端間の電圧降下が大きくなり、トランジスタ４
０のコレクタにおける電圧を減少させる。そして
その逆もまた同様である。その結果この回路のこ
の特別の部分は逆（反転）信号発生器として動作
する。即ち振幅変動の反転がトランジスタ４０の
ベースとコレクタとの間において発生する。トラ
ンジスタ４０のコレクタは蓄電器４４の一方の側
に接続され、その他の側は接地される。蓄電器４
４は抵抗器４３を経てある時間、即ちトランジス
タ４０が非導通であるとき充電され、トランジス
タ４０が導通されるときトランジスタ４０と抵抗
器４５を経て放電される。RC回路４３，４４の
時定数は1800ヘルツ（即ち交流発電機１８ａ―１
８ｃ正規出力周波数）にくらべて長く、従つて蓄
電器４４の両端間のリツプル電圧の振幅は小さ
い。その結果蓄電器４４の両端間電圧は可成り一
定の直流電位であり、その振幅は同期速度の95％
以上の電動機速度で共振回路３７の両端間の電圧
の大きさの変動に逆比例して変化する。

蓄電器４４の両端間の電圧は第１図の線１６上
に示す直流制御電圧を構成する。それはダイオー
ド４６と抵抗器４７を経て、さらに付け加えた蓄
電器４８に供給されて第１図に関して以前に議論
した波動修正器１５の入力を構成する。ダイオー
ド４６は蓄電器４４がその波動修正器回路からど
んな電荷をも受けとらないように防ぐものであ
る。

変圧器５０（その第一次捲線は例えば交流電源
１３上のタツプに結合されてもよい）はある低電
位（例えば12.6Vac）60サイクルの電圧を、その
第二次捲線に接続された全波整流器５１に供給す
る。整流器５１はそれらの出力が負方向（例えば
５１ａに示すように）にあるよう組立てられてい
る。そしてこれらの負方向パルスは一つの零交叉
リセツトスイツチの一部を構成するトランジスタ
５２のベースに印加される。即ちこのようにして
トランジスタ５２に供給される負方向パルスは60
サイクル波の零交叉の間のみ変えられる条件でト
ランジスタ５２を各サイクルの大部分の間非導通
に維持する。

特にトランジスタ５２のベースには整流器５１
から負方向交番が供給されるのに加えて、直流電
源３１の正側に接続される抵抗器５３を経て、順
方向のバイアス電流が供給される。この順方向バ
イアス電流によつて零交叉の間中、トランジスタ
５２のコレクタエミツタ間の飽和が起り、またこ
の期間中抵抗器４７，５４及び蓄電器４８の接合
点（即ちトランジスタ５２のコレクタ）は略
0.1Vdcの大地に近い電位にクランプされる。交
流電源電圧が零を横切つた後整流器５１により供
給される電圧は略々―12Vdcの負値の方に低下し
はじめる。トランジスタ５２のベースにかかるそ
の結果の電圧は略々＋0.7Vdc以下に低下した
時、コレクタエミツタ間のカツトオフが発生す
る。トランジスタ５２はそのベースの電圧が抵抗
器５３により供給される順方向バイアスと、その
次の零交叉の到来によつて＋0.7Vdcにまで上昇
しないうちはカツトオフのままにとどまつてい
る。かくしてトランジスタ５２は各交流電源電圧
交番の間殆どの時間カツトオフされ、これらの交
番の零交叉の以前僅かその間その以後僅かの間の
み導通する。トランジスタ５２の導通の時間は略
１ミリ秒である。

トランジスタ５２が導通すると蓄電器４８は放
電し、カツトオフになると上述のように蓄電器４
８は抵抗器４７を経て蓄電器４４によつて供給さ
れる直流制御電圧のレベルの方に充電を始める。
この結果の信号は抵抗器５４を経てトランジスタ
５５のベースに供給され、トランジスタ５５を導
通させる。しかしトランジスタ５５の導通は蓄電
器４８の正側にその時存在する電圧に応じて遅延
される。特にトランジスタ５５は抵抗器５４を経
てトランジスタ５５のベースに結合される蓄電器
４８両端間電圧が略＋0.7Vdcに達しないうちは
非導通のままであり、その後にトランジスタ５５
（トリガ遅延スイツチを構成している）はコレク
タエミツタ電流を導き始める。このようにダイオ
ード４６、抵抗器４７，５３，５４、コンデンサ
４８、トランス５０、ダイオード５１、トランジ
スタ５２，５５は直流制御電圧の大きさを電源電
圧の零交叉時より経過する時間に変換する機能を
もつている。

トランジスタ５５はトランジスタ５６のエミツ
タに接続され、トランジスタ５６はさらに追加さ
れたトランジスタ５７及び複数の関連の蓄電器、
抵抗器とともに衆知の回路である無安定（自走）
マルチバイブレータを提供するが、そこには一つ
の例外がある。その例外とはトランジスタ５７の
エミツタが直接接地されるのに反し、上記マルチ
バイブレータのトランジスタ５６のエミツタは接
地されないで、その代りにトランジスタ５５を経
て大地に接続される。その結果トランジスタ５
６，５７の代表的マルチバイブレータ動作はトラ
ンジスタ５５が、トランジスタ５６のエミツタに
対し大地への導通径路を提供するよう導通しない
うちは妨げられる。トランジスタ５５が飽和導通
状態にもちこまれると（５６のエミツタは接地さ
れるので）すぐ代表的無安定マルチバイブレータ
動作がおこる。多いゲートトリガ発生器５６，５
７のスタートはその発生器の出力側からのスター
トパルスをトランジスタスイツチ５５に供給する
蓄電器５８により加速される。

マルチバイブレータ（または多ゲートトリガ発
生器）５６，５７の構成部品の値は、マルチバイ
ブレータ動作が略20キロヘルツで発生するように
選ばれる。その多ゲートトリガ発生器が動作状態
にされるとき発生される出力信号は第２図の２５
ａに示す形をとる。即ち一連のトリガパルスであ
つて、その各パルスは25マイクロ秒のオーダの幅
をもち、交流電源１３の交番あたり７ミリ秒の最
大時間周期以上発生するか、トランジスタ５５が
上記多ゲートトリガ発生器を動作させるため導通
状態にされる時間によつて決まる、上記交流電源
サイクルの比較的少ない部分の間発生する。蓄電
器４８から結合される順方向バイアスと、トリガ
発生器２５の出力側から蓄電器５８を経てトラン
ジスタ５５のベースに結合される正方向、換言す
れば順方向バイアスとの混合作用でトランジスタ
５５が飽和状態にされた後、トランジスタ５５は
その電源電圧交番の残りの部分に対し、上記の混
合された順方向バイアスによつてこの状態に維持
される。上記多ゲートトリガ発生器の出力側に現
われる正の電圧パルス２５ａは抵抗器５９を経て
トランジスタ６０、関連トランス６１及び故障保
護用ダイオード６１ａからなるゲートトリガ増幅
器により高電力電流パルスに変換するため結合さ
れる。そのパルスは順次交流電源１３と誘導電動
機１０の固定子捲線１１との間に接続されるトラ
イアツク群（アセンブリ）６３のゲート電極、即
ち制御端子６２に供給される。保護ダイオード６
１ａは正のゲート電流が流れるのを防ぎ、ダイオ
ードクランピングによつて逆ゲート電圧を略2V
に制限する。

トライアツク群６３はゲートトリガ増幅器６０
から、そのゲート電極に結合される一連のパルス
の中の最初のパルスの到来によつて点火される。
その後トライアツク群６３のゲート電極に供給さ
れる定常的パルス流により、電動機１０の可変の
誘導負荷によつて発生されるかも知れぬ電圧過渡
成分の如何に拘らず、トライアツク群６３の導通
は完全に平衡を保たれる。そうでなければ上記過
渡成分により交流電源１３から導かれる電流零交
叉より他の時刻における自己整流作用によつて交
番の不均衡が発生するかも知れない。

単相誘導電動機１０の固定子１１が図示のよう
にトライアツク群６３に接続され、交流電源１３
からの電力が上記トライアツク群に印加されると
き、最初は電動機１０がまだ回転するように起動
が掛けられていないという事実により発電機１８
ａ―１８ｃからの1800ヘルツ出力は存在していな
い。このため最大の正の直流制御電圧が線１６上
に現われることになる（第１図）。この高い直流
出力のためトランジスタ５５は各の零交叉後遅延
なく導通し、多ゲートトリガ発生器５６，５７は
直ちに動作を開始し、それにより順次トライアツ
ク群６３は遅延なく導通を始めることになる。こ
の動作は連続的であるからトライアツク群は両方
向に電流を通過させ、電動機１０の固定子捲線１
１は60サイクルの全波を受け、このためその回転
子１２は回転を始める。

電動機１０が全回転速度に近づくに従つて交流
発電機１８ａ―１８ｃの出力周波数は同調回路３
７の共振周波数の方に増加する。同期速度の約95
％以上でトランジスタ４０は、蓄電器４４の両端
間につくられる直流制御電圧を減少させるよう動
作し、その結果蓄電器４８はそれがトランジスタ
５２により周期的に放電されない前に飽和電荷を
受けるに十分な時間がない。従つて蓄電器４８の
両端間電圧は充電の始まりにおいては、直ちにト
ランジスタ５５の導通しきい値に達する程また多
ゲートトリガ発生器５６，５７の動作を開始させ
る程十分高くはない。この結果トライアツク群６
３は交流電源１３からの電圧サイクルの始まりで
は導通をはじめないが、後になつて即ち電源１３
からの正弦波電圧サイクルの開始のあとの時刻に
導通を始める。実際にトライアツク群６３によつ
て電動機固定子に供給されるエネルギーは、従つ
て交流電源１３からの正弦波の一部分のみに相当
するものである。トライアツク群６３はそれを通
る電流が逆になると遮断する。これは電流波形を
遅らしている固定子捲線１１のインダクタンスの
ため電圧波がゼロを通過して僅かで生じる。

電動機の負荷が増すにつれ電動機１０のスリツ
プは増し、その速度は低下する。そしてこのため
交流発電機１８ａ―１８ｃの周波数は減少し、順
次その結果蓄電器４８を充電する直流制御電位は
増大し、トランジスタ５５はより早くその導通し
きい値に達し、またトライアツク群６３の動作は
電力サイクルの始まりにより近いところで開始
し、より多くの電力が電動機１０の固定子に到達
する。実際の動作では４極60Hz１馬力の電動機に
関して、全正弦波は約1750RPM以下のすべての
電動機速度で固定子に供給される。これに反し電
動機の負荷が減少すると電動機のスリツプは減少
し、その速度は増加する。そしてこのため交流発
電機１８ａ―１８ｃの出力周波数は増加し、上述
の動作の結果交流波の動作角は減少し、電動機固
定子に供給される電力は減少する。

非常に大容量の電動機の場合はトライアツクの
電力制約のため電力スイツチとしてトライアツク
群の代りに一対のシリコン制御整流器（SCRs）
を用いる方が好ましい。第３図は図式的にこの変
形を具体化する好ましい回路を例示したものであ
る。

第３図は第２図に示したトランス６１の前段側
のすべてのものを含んでいると仮定している。し
かしこの変形回路においてトライアツク群６３は
一対のシリコン制御整流器６３ａ，６３ｂにおき
替えられている。そしてそのゲート電極６２，６
２ａは夫々個々に図示のように接続された一対の
ゲートトリガ増幅器６０，６０ａから付勢され
る。トライアツク群が用いられるとき印加される
制御パルスはそのとき現われている電源の極性に
従つてその一つまたは他の半分を経てトライアツ
ク群の導通を開始させるものであるから、トライ
アツク群に印加されている電源の瞬時極性に関係
なく、いつでもトライアツク群のゲート電極に印
加してもよいという事実のためこの変更が必要と
なる。しかしシリコン制御整流器が半導体電力ス
イツチとして用いられるとき、かかる制御パルス
がもしシリコン制御整流器の陽極に印加される電
力波が負の極性であるとき、即ち電流がシリコン
制御整流器で阻止されているときに、そのゲート
電極に印加されるならばシリコン制御整流器を破
壊するであろう。従つてシリコン制御整流器が電
流を通すであろうときだけそれに制御パルスを送
るように準備がされなければならぬ。このことは
第３図に示すように電力波の各半分に対し夫々別
のトランジスタ６０，６０ａによつて増幅される
２つのシリコン制御整流器のための制御パルスを
用意すること、およびその各シリコン制御整流器
６３ａ，６３ｂが電動機の固定子捲線に電流を通
すのを阻止している間、交互にこれら２つのトラ
ンジスタの動作をとめることによつて行われる。

第３図においてこの動作は下記のように行われ
る。多ゲートトリガ発生器５６，５７からのパル
ス出力は第２図におけるように抵抗器５９を経て
結合され、それから一対の分離用抵抗器６４と６
５とに印加される。その分離用抵抗器は夫々２つ
のゲートトリガ増幅用トランジスタ６０と６０ａ
とへの入力としての働きをする。更に追加された
一対の抵抗器６６と６７とが夫々トランス５０の
二次側の点Ｘ，Ｙに接続され（第２図参照）トラ
ンス５０の二次側からの交流電圧は上記抵抗器６
６と６７を経て、一対のトランジスタ６８と６９
とのベースに夫々結合され、ゲートトリガ増幅用
トランジスタ６０，６０ａの動作を交互に抑制す
る。更にトランジスタ６８の導通によりトランジ
スタ６０のベースは接地され、その際トリガパル
スが負の交流電源交番の間シリコン制御整流器６
３ａのゲート電極６２に現われるのを防いでい
る。同様にトランジスタ６９の導通によりトラン
ジスタ６０ａのベースは接地され、トリガパルス
が正の交流電源交番の間シリコン制御整流器６３
ｂのゲート電極６２ａに現われるのを防ぐ。この
ようにしてシリコン制御整流器６３ａと６３ｂと
は故障の怖れが少なくなる。何となればそれらの
陽極が陰極に対し正のときゲートトリガパルスを
受信するだけであるからである。

このようにこの発明の好ましい実施態様につい
て述べたが、多くの変形が技術に精通したものに
は明かであろう。例えば直流増幅器の外に、種々
の手段が電動機負荷検出手段により供給される電
圧を増加するために使用できる。その場合トラン
ジスタ４０の代りに整流器が使用されることがで
きる。それ故前述の説明はこの発明の例示のため
にのみ意図されたものであり、この発明を何ら制
約するためのものではなく、述べた原理に従うよ
うなすべての変形と修正形のものは特許請求事項
の範囲内に含まれるつもりである。

種々の大きさの負荷における最も効率的な速度第４図は力計（ダイナモメーター）で制御され
たモータの負荷を使用して代表的な誘導電動機の
固定子電圧を必要とされる電圧より低くなるよう
に、又は負荷要求の電圧に等しく、又は必要とさ
れる電圧より大きくなるように調節した場合の入
力電力対平均速度の関係を示したものであり、
（）内に対応する固定子電圧の実効値（RMS）も
示してある。要求以下の電圧はモータ速度を低減
し、要求以上の電圧はモータ速度を上昇させる。
そしてこのいずれかの状態はグラフに示した入力
電力により示されるようにモータ効率を低下させ
る。つまりそれぞれの負荷におけるＶ字形特性の
くぼみが最も交率的な速度を与える。

RMS固定子電圧は、第４図を得るために変え
られた唯一のパラメータである。これはバリアツ
ク（VARIAC）又はこの発明のモデルを使用し
てなされる。

なお第４図は代表的な１馬力、単相、120VAC
誘導電導機を用いて試験した場合である。

傾いたＶ形の電力消費カーブの性質は負荷レベ
ルによつて変る。ゼロ負荷では非常に広くまた全
負荷では極めてはつきりしている。点“ａ”と点
“ｂ”は電動機がその最も交率的速度より低い速
度で動作させられたとき、より高い速度で動作さ
せられたときと同じワツト数を消費することを示
している。

全負荷でのRMS固定子電圧は、最大効率速度
が得られるＶ字形特性のくぼみにおける電圧
115Vと比較して、点“ａ”ではより低く109V、
また点“ｂ”ではより大きく120Vである。同じ
関係が全ての負荷レベルに適用される。過小電圧
は低い平均速度（RPM）となり、過大電圧は高
い平均速度となる。

固定子電圧が電動機を最大効率で動作させるよ
うに調整される時には、固定子電流は最小の値を
とる（入力電力が最小になるように）。最も効率
的な速度で実現される固定子電流のくぼみ（最小
値）（図示せず）をモニタすることは簡単であ
る。ゼロ負荷の近くではそのくぼみはより大きい
負荷におけるときより小さいけれども、入力電力
変化のようにブロードではない。従つてゼロ負荷
であつても、クリツプオン形（Clip―on type）
電流計で固定子電流をモニタする方法は、電気技
術者／据付者がこの発明の手段を最も効率よいモ
ータ速度に調整するのに適した手段を提供してく
れる。

この発明と従来技術との相違点この発明は電動機固定子へのAC入力電力を誘
導電動機を特徴づけるところの自然な負荷／スリ
ツプ／トルク特性から発展された制御信号に応答
して、主電源電圧と固定子捲線との間に配された
半導体ACスイツチの導電時間（即ち“オン”時
間）を変えることによつて、その回転子の機械的
負荷要求に整合させることを教えてくれる。

例えば前記トルク／スリツプ特性は、特別の回
電子負荷の大きさに対する機械的トルクを最も効
率よく発生するように要求されるところの特別の
固定子電圧と、結果として生ずる平均速度とを指
令する。換言すれば、負荷レンジに亘つて最高の
効率を達成するために誘導電動機の自然の性質が
要求するものは、ゼロと最大定格との間の各相異
なる回転子負荷の大きさに対する相異なる回転子
速度（“スリツプ”）を生ずるための相異なる固定
子電圧である。

固定子入力電圧、機械的負荷の瞬時値及び回転
子速度間の効率についての関係は第４図にグラフ
的に説明されている。この５―区間の合成のグラ
フから次のことが言える。即ち電動機がいずれか
の負荷で最小の入力電力となるように一度手動調
整されている場合に、もし電動機の固定子電圧が
その後、負荷によりもたらされた回転子速度（ス
リツプ）の変化に比例するように調整されたとす
れば、モータは最高の効率で動作を継続する。こ
の発明は上述の前提を満たすものである。

そしてこの発明の装置は従来技術の定速度制御
手段と単に異なるだけでなく、丁度反対である。
簡単に比較してみると、従来の技術は、回路設計
又は操作者の好みに応じて、電動機動作効率を考
慮しないで全ての（異なる）負荷での一定の回転
子速度を保持するように固定子電圧を制御する
AC電力制御手段を教えるものである。

これに対してこの発明は、最高の動作効率を保
持するように自然に要求される異なる回転子速度
を得るように、モータ効率に関する性質により制
御される（即ちモータ自身により“制御され
る”）AC電力制御手段を教えるものである。換言
すれば、従来技術の定速度制御システムは、設計
によつて最高の動作効率のために本来要求される
負荷／トルクに対応したロータ速度変化を阻止す
る。一方この発明は効率に関する電力制御コマン
ド（命令）として、前記自然な、負荷によりもた
らされるロータ速度変化を（阻止するのではな
く）使用するのである。

誘導電動機のロータスリツプ／トルクの性質は
良く知られている。ところでゼロから全負荷に亘
る“平均”速度変化は同期速度の小さなパーセン
トであるために、誘導電動機は、“定速度”モー
タとしばしば呼ばれる。しかしながら第４図はゼ
ロから最大負荷までの間で比較的僅かなロータ速
度変化が電力消費（即ち“省エネルギー”）の観
点から肝要な事柄であることを説明してくれる。

ゼロ負荷でかつ最低固定子電圧であるとき、最
小の入力電力における最大速度が生ずる。最大ト
ルク（全負荷）でかつ最高固定子電圧であるとき
最低速度が生ずる。第４図を参照して特に注意す
べきは、この発明においては、固体スイツチの
“オン”期間の増加（速度低下のとき生ずる）は
モータ速度を“増加”させることに寄与しない。
代りに速度低下（即ち負荷により誘起されたスリ
ツプの増加）をもたらした増加した負荷により要
求される増加したトルクを能率的に（有効に）発
生するように固定子電圧（及び電流）を増加させ
ることである。

従来の定速度システムは負荷が変化しても定ス
リツプ（速度）を保持するのに必要な固定子電圧
の増加又は減少を要求する。そして“選ばれた”
又は外部からモータに与えられた（即ち自然なモ
ータの性質により誘起されたのではない）選択さ
れた速度標準と比較することを要求する。

一方この発明は負荷により誘起される回転子の
自然な動作、特に回転子のスリツプとトルクの振
動（脈動）に依存してFM信号を発生する。その
FM信号は外部の標準と比較されずに、負荷が増
加する時固定子電圧を増加するよう制御する。逆
もまた真である。この発明に係る装置は一定速度
を保持するのではなく、各相違した負荷の大きさ
に応じた異なつた“負荷により指令された“速度
を結果としてとる。

初めに述べたように、定速度制御手段ではこの
発明の“省エネルギー”の動作を行うことはでき
ない。第４図を参照すれば明らかであるが、電動
機に1754RPM（50％負荷時最大効率となる速
度）の定速度を保持させることは最大又は最小の
負荷においてその電動機を極めて効率の悪い状態
にするであろう。一方この発明は一定速度を保持
することは不可能である。この発明は“外部の”
速度標準を使用せず回転子速度の瞬時値は負荷に
より生じたスリツプの瞬時値により指令されるか
らである。

明らかにこの発明の概念と実施例は従来技術の
速度制御手段とは別個の異なるものである。

種々の大きさの負荷における実施例の機械的、電
気的性能代表的な１馬力、単相、120VAC誘導電動機に
この発明を適用した場合の性能、つまり実施例の
性能を、この発明を適用しなかつた場合、つまり
誘導電動機の固定子を直接電源端子に接続した場
合と比較して示した図が第５図〜第９図である。

負荷が最大定格負荷（全負荷）の０，25，50，
75，100％である場合の実施例の回転子速度は第
５図に示すように、第４図のＶ字形特性のくぼみ
における速度、つまり最も効率的な速度にほゞ等
しいことが分る。

実施例の各負荷における電力節減率（誘導電動
機を直接AC電源に接続した場合を基準とする）
は第６図に示すように、負荷が小さいほど電力節
減率が大きい。

実施例の各負荷における電動機効率を求めてプ
ロツトすれば第７図が得られる。各負荷に対して
プロツトした点は第５図の最も効率的な速度とそ
れぞれ対応するものであるから、各負荷における
電動機効率はいずれも最大値である。25〜100％
の負荷においては最大電動機効率はほゞ70％で一
定となる。

実施例の各負荷における入力電力又は固定子電
流実効値をプロツトすればそれぞれ第８図又は第
９図が得られる。

この発明のユニークな電力制御の概念 (a) 前書きこの発明は電動機のトルクが瞬時の回転子の負
荷と効率により調整されるところの珍しいAC電
力制御概念を導入する。更に極論すればそれは回
転子負荷がゼロと最大定格の間で変化する時、自
然な電動機の性質により最高の電動機効率に動的
に帰するところの電動機により発生された信号に
より制御される、条件付で動作する固定子電力制
御システムを提供する方法である。

この発明装置の電力制御概念は新奇で従来と違
つたものであるが故に、有用なパーフオーマンス
の推一のメジヤー（測度、標準）としての“電動
機効率”の概念は以前排除された条件を含むよう
に拡張されねばならない。“効率”の標準の形式
は、同期速度の近くで回転している誘導電動機の
最高の“ゼロ負荷パーフオーマンス”を決定する
のに使用することはできない。しかしながら電動
機の“ゼロ負荷パーフオーマンス”はこの発明装
置に関する肝要な考察である。そこで議論の目的
のためにこゝで用いられる“最大効率”の言葉は
以下のいずれかのように定義される。

(1) “無負荷”のモータが特別な効率に関連した
速度の回転を維持するように要求される最小の
入力電力（最高のゼロ負荷パーフオーマンス） (2) 同期速度の近くで電気エネルギーを機械エネ
ルギーに最も効率よく変換するように有負荷の
モータにより要求される最小の入力電力従来の誘導電動機制御システム技術において見
い出されていないこの発明装置のAC電力制御の
ユニークな概念は次のように要約されよう。

(1) 平均電動機速度と回転子の瞬時の機械的負荷
の両方に調和するFM制御信号の形の発生及び
負荷に正の帰還を使用すること。

(2) 一回の据付調整により最高の電動機効率に関
係づけられる特別の電動機速度標準と上記制御
信号との相互作用を使用すること（これにより
この発明装置は固定子入力電力を続いて起る瞬
時の負荷に整合させる。） (3) 前記据付調整により確立される前記特別の速
度標準をゼロ負荷を含む各定格負荷における最
高の効率の速度に一致するように動的にシフト
するために、誘導電動機に固有の負荷に応じた
回転子のスリツプ特性に依存すること。

前述の概念は新しいものであるから、以下にそ
れらの概念を説明しよう。

(b) FM制御信号（b₁）その１誘導電動機回転子の負荷に応じた動作は一般
によく知られているけれども、それに結合され
る小さなAC発電機の出力信号のなかに自然に
作られる周波数変調の特別な使用は新しくまた
珍しい。効率に関係したこの発明のAC電力制
御がより明瞭に理解されるために、前記発電機
の出力信号のなかに電気―機械的に生成される
周波数変調の負荷に応答する性質がより完全に
記述されよう。

前記発電機のAC信号出力は、前記回転子の
負荷に応答する動作により生ずる周波数変調
（FM）の二つの異なつた形式より成る。第１
のFMの形式は回転子の機械的負荷の変化を伴
つた誘導電動機に先天的に帰着する平均モータ
スリツプの変化に比例する周波数シフトであ
る。更に特記すれば前記AC信号の平均周波数
は、平均の負荷に関連したrpmの変化に直接比
例するように回転子のrpmの変化により生ず
る。

単相電動機の回転子の動作が瞬時の回転子負
荷に比例する周波数変調の他の形式をもたらす
ことはあまり明らかではない。各サイクルで２
度ゼロ値を通る固定子電流に起因する自然なト
ルク変化が存在し、電源周波数の２倍で小さな
速度変動をもたらす。このようにして単相電動
機は60HzのAC電源で、前記付加された発電機
が同様に応答する毎秒120の負荷に比例した小
さな速度変動を体験する。

上記の負荷に応答する動作のために前記付加
された発電機の出力信号は“周波数変調”信
号、即ち一つの周波数ではなく“複数の周波
数”の如き技術で知られているものとなる。更
に特別には前記信号出力は前記発電機の平均速
度に比例する平均周波数（搬送波として供給さ
れる）と電源周波数の２倍で生ずる前記の小さ
な速度変動に比例する前記平均周波数の上又は
下の制波数シフトとを持つ。前記小さな周波数
シフトの大きさは瞬時の負荷における固定子磁
束密度に比例して変化する。このようにして前
記発電機の“搬送波信号”（平均周波数）は平
均のモータ負荷に対応し、また前記搬送波の
“FMコンポーネント”（複数の周波数）は瞬時
の回転子の機械的負荷に対応する。

第１図の発電機１８と波形修正器１５の間に
配置されて示されている周波数弁別器１７のラ
イン１６上のDC制御電圧出力は、“搬送波”の
平均周波数と負荷に比例するFMコンポーネン
トとの両方に制御されて応答する。従つて搬送
波の平均周波数と前記FMとの両方の負荷によ
り発生された変化は共同でまた相加わるよう
に、それぞれの動作状態の下で前記周波数弁別
器の前記DC制御電圧出力の特定の大きさを決
定する。この点について前記発電機の出力の
“平均周波数シフト”と“複数の周波数”の両
方が互に独立で、しかし一緒に用いられ、また
FM変調の形式と呼ばれるところの負荷に対応
する信号とされる。

このようにして60Hz電源で前記発電機の出力
信号はモータ負荷の変動に比例する次の二つの
異なるFMの形を含むと言うことができよう。

(1) （“搬送波”として供する）電動機平均速
度の変化により生じる“平均”周波数の“周
波数シフト”。

(2) 自然の固定子磁束変動によりひきおこされ
る小さな速度変動により生じる120Hz変調信
号の“FM指数”（又は大きさ）の変化。

なお第１図を参照して小形交流発電機１８、
つまり電気的―機械的FM信号発生機は回転子
シヤフト上に設けられた60個の歯を持つ小さな
金属の車輪と電動機ハウジングに付加された小
さな磁気的コイルとから成る。４極、60サイク
ル、単相電動機に結合されたときには、発電機
１８は電動機が30RPSであるとき、1800Hzの出
力信号を発生する。換言すればライン２０上の
平均出力周波数はこの場合は電動機のRPM
（30RPS×60）に実際に等しい。この周波数は
上述したように“搬送波”信号として供され、
また上述したように平均電動機負荷に対応する
前記平均周波数シフトをもたらす。小さなロー
タ速度変動は電動機の瞬時の負荷に対応して
120Hzのレートで（約）1800Hzの搬送波を周波
数変調する。AC電源１３と電動機の固定子捲
線１１との間に配された固体電力スイツチ１４
の各サイクルの導電時間を結局制御するところ
のライン１６上のDC制御電圧を生じるように
FM信号を発生したこの回転子の動作の負荷に
応答する二つの概念が共に用いられる。

（b₂）その２単相電動機技術では固定子電流がゼロのとき
トルクはゼロであり、電流が最大のとき最大に
なることはよく知られている。従つて各固定子
電流の繰返しの間トルクがゼロへ向えば電動機
は減速し、トルクが最大値へ向えば加速する。
これらの“トルクの脈動”は主電源の周波数の
２倍の小さなロータスピード変化を生ずる。そ
して平均回転速度は“平均”トルクに比例す
る。

負荷要求にマツチしたトルクを発生するよう
に（何かの手段で）固定子電圧が調整されたと
き、電動機は最大の効率で回転する。最大効率
においては電動機トルクの“脈動”はゼロ負荷
で“最小”で、全負荷で“最大”である。この
状態の下で小さな回転子速度変化特性（トルク
“脈動”に比例する）は自然に負荷に比例す
る。従つてこの発明のAC発電機の“瞬時周波
数”は各瞬時におけるトルクの大きさの函数で
あり、その“平均周波数”は平均トルクに比例
し、またその“周波数の変化率”は各固定子電
流の繰返しにおけるピークトルクに比例する。

以前に記したように回転子に結合した小さな
AC発電機が全ての回転子の回転動作に応じて
このようにして周波数変調信号出力を発生す
る。

第１０図Ａ，Ｂはトルク脈動に応じたFM信
号の電気―機械的発生を説明している。簡単に
言えば、この発明のFM制御信号は次項を含む
複数の相互に関係した周波数として特性づけら
れよう。

(1) 平均電動機速度に対応する“平均周波数”
（第１０図ＢのＦ_A）。

(2) Ｆ_Aの上下に配置された“側帯波周波数”
（第１１図）。その瞬時周波数と振幅とは（ト
ルクの脈動特性により発生される）発電機周
波数の大きさと変化率に対応する。

第１１図は“複数の周波数”のスペクトル配
列を説明する周波数変調信号の周波数域表示で
ある。多数の側帯波が上記“複数の周波数”で
あり、それらの瞬時の周波数と振幅はトルク脈
動の大きさによつて変化する。

通信技術において、FM信号を定義し解析
し、記述するために使われる数学的表現がこの
発明の場合においても適用される。

この発明のFM周波数弁別手段においては、
AC―結合直流増幅器の導電時間がその出力に
生じるDC制御電圧の振幅を決定する。前記導
電時間は、周波数選別手段―通信技術で“スロ
ープ検波器（slopedetectcr）”として知られ、
またFM信号復調の目的のために広く使用され
る−で生じる信号入力の函数である。

第１２図はこの発明のスロープ検波器手段の
周波数選別特性を説明するものである。出力信
号振幅が周波数に依存することに注意された
い。即ちＦ_Hへの周波数増加（Ｆ_Aの上方の）は
信号振幅を増加させ、またＦ_Lへの周波数減少
（Ｆ_Aの下方の）は信号振幅を低下させる。従つ
て発電機出力におけるトルクにより発生された
周波数変化がこの発明のFM弁別手段のスロー
プ検波器出力の振幅変化に変換される。

第１２図によれば平均の出力信号振幅はＦ_A
の精密な周波数によつて変化するだけである。
FM弁別手段のDC制御電圧振幅出力は、ゼロ
負荷では、“平均”速度により決定され、ゼロ
負荷以上では平均速度とトルク脈動により生ず
る小さな“速度変動”との双方の函数になる。
ゼロ負荷においては電動機負荷はベアリングの
摩擦と内部フアンの抗力だけから成ることに注
意されたい。１馬力モーターではこれは５〜
10Wattsのオーダ（最大負荷の約0.01％）であ
る。従つてゼロ負荷でのトルクにより生ずる速
度変化は無いも同然である。

FM制御信号は以下のように要約される。小
さなAC発電機信号は電動機の“平均”速度に
対応してゼロ負荷時には一つの周波数より成
り、ゼロ以上の負荷では複数の負荷に比例した
周波数、即ちFM信号になる。ゼロ以上の負荷
では、“平均周波数”は“平均速度”に対応
し、またFM変調の大きさ（瞬時周波数）は負
荷に比例する“トルクの脈動”に対応する。

(c) モータ効率標準と効率標準シフト（c₁）モータ効率標準自然な誘導電動機の性質により特別のエネル
ギー的に効率のよい制御標準にされる付随的な
電動機速度の性質とその使用につきこゝで検討
しよう。てみじかに言えば、この発明において
は、有負荷の電動機が最高の動作効率を示すと
ころの標準として、最小の入力電力で同期速度
の近くで動作している時に得られる平均電動機
速度がとられる。

例えば電動機がある定格負荷で最高の効率で
動作している時、FM発電機は高い効率の状態
における平均速度に対応する特別な搬送波周波
数を発生する。誘導電動機のこの自然な負荷―
速度―効率の関係によつて、前記搬送波周波数
は負荷により調整される効率標準として採用さ
れ得る。実際上の実施においてこの発明装置は
ゼロ負荷における同期速度の近くで最高のパー
フオーマンスを達成するように調整される。前
記ゼロ負荷状態において小さな発電機からの
120HzFM変調出力は実質的に存在せず、また
前記平均周波数は特別な効率に関連する制御信
号とされる。次のロータ負荷に比例して発生さ
れる120HzFMがこの効率に関連した制御標準
と相互に作用して負荷変動で固定子電力を増加
又は減少させる。

従来技術の電力制御システムと異なり、この
発明による装置の電力入力制御標準は、独断的
な人為的な、即ち操作者又は設計技術者の好み
に従属するものでなく、制御される電動機の特
性により指令され、またその特性に特有なもの
であるところの特別の省エネルギー標準であ
る。

（c₂）効率標準シフト上述の電動機速度“効率標準”が、異なる電
動機負荷で最大の効率となる（異なる）電動機
速度に相当するようにされる方法につきこゝで
検討しよう。

同期速度の近くでゼロ負荷状態より始動し
て、前記（増加する）負荷により要求されるよ
り高いトルクを発生するために、誘導電動機の
平均速度は回転子の機械負荷の増加と共に減少
しなければならないことを見い出してほしい。
誘導電動機が電気エネルギーを機械エネルギー
に最も効率よく変換する速度は、負荷の増加に
比例して自然に減少する、特別な負荷に関連し
た速度であると言うことができよう。

この発明の装置は続いて起る電動機負荷に対
応して（最高のゼロ負荷パーフオーマンスに手
動調整された）速度と効率とに関連する標準周
波数を自動的に減少させる上記の電動機の性質
を利用するものである。換言すれば効率に関連
したシステム制御標準信号は“固定された”周
波数ではなく、負荷により可変の周波数であ
る。更に明確にはFM発電機の平均（キヤリ
ヤ）周波数は、平均の負荷変化により自然にシ
フトしていかなる負荷状態でも最高の電動機パ
ーフオーマンスの特別な速度に近ずく。

結果として（瞬時の負荷に比例する）FM成
分が電力制御標準と相互に作用することが可能
となる。その電力制御標準はゼロ負荷以上での
モータ効率とゼロ負荷での“最高のパーフオー
マンス”（最小の電力入力）とに連続的に関係
する。この自動の効率標準シフトは定格負荷で
の速度がゼロ負荷でのその自然のより高い速度
と等しくなるように電動機を過付勢することか
らそのシステムを防ぐことによつて、安定性と
省エネルギーとを改善するものである。

要するにこの発明の装置の動作の最もめずら
しい概念は“固定の”又は“勝手な”制御標準
と比較するのではなく、固定子入力電力の負荷
に応じた“自身による制御”によつて電動機が
最高の効率で動作できるようにする自然な電動
機の性質を使用することにある。

（c₃）補足電動機効率標準周波数は電動機が最高の効率
で動作する“平均”速度により生ずる。第１３
図のFM弁別手段の周波数選別スロープの拡大
図を参照されたい。第１３図に関して、 (1) “効率標準”の議論の目的のためにゼロ負
荷以上で平均周波数Ｆ_Aの大きさを変化させ
るトルク脈動の効果は図には示していない。

(2) 平均周波数Ｆ_Aは平均速度に対応し、また
誘導電動機の自然の性質に従つてＦ_Aは負荷
の増加に対応して低下する。

(3) DC制御電圧が増加する時には固定子AC入
力電圧は増加する。逆もまた成り立つ。

の各点に留意されたい。

第１３図に示されているようにゼロ負荷で最
小の入力電力に調整された時には、平均周波数
（速度）が特別の出力信号振幅を発生し、また
負荷をかけられた時には、平均速度は低下しそ
れにより (1) 出力信号振幅を低下させ、それにより (2) DC制御電圧を増加させ、それにより (3) 増大するトルクを供給するために固定子電
圧を増加させる。

“スロープ角”が、負荷の増加時速度を減少
する誘導電動機の性質にマツチするように選ば
れた時には、DC制御電圧は電動機負荷の増加
に比例して上昇し、また新しいより低い速度で
効率的に動作を継続するのに丁度十分なより大
きなパワーを固定子は受取る。

従つて、“平均”速度（周波数）即ち自然な
効率標準が、それぞれの異なる負荷における最
高電動機“効率”のある特別の異なる速度に相
当するのである。

今度はトルク脈動により生ずる信号振幅変動
を考えよう。第１４図Ａ，Ｂ，Ｃを参照された
い。小さな速度（周波数）変化が主電源周波数
の２倍の制御信号振幅変動を発生することに注
意されたい。これは制御信号振幅をその“平
均”速度に対応する振幅より変化せしめ、DC
制御電圧出力レベルを変化させる。“平均速
度”（効率標準）が、例えば最大負荷における
値である場合には、負荷により発生された変動
はDC増幅器の電導しきい値以下に下り、DC制
御電圧を平均周波数だけによる場合より高いレ
ベルへ上昇させる（第１４図Ｂ）。ゼロ負荷の
近くでは（第１４図Ｃ）、DC増幅器の飽和によ
りトルク脈動はDC制御電圧を減少させる以上
に増加させるようになる。

換言すれば、自然のトルク脈動により生ずる
信号変動は効率標準の大きさに従つて行動し、
またDC制御電圧レベルを負荷の変化により敏
感に応答するようにさせる。即ち回転子と負荷
との機械的貫性により自然に遅らされる“平
均”速度変化だけによる場合を越えた突然の負
荷変化に応答してFM変調信号は“瞬時負荷”
状態に比例して、AC電力制御を増進させる。

電動機効率標準周波数は、それぞれの負荷に
おける最大効率の“平均”回転子速度に対応
し、負荷の増加に比例して回転子速度を低下さ
せる誘導電動機の自然の性質により決定され
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に従つて構成される可変磁界
誘導電動機のブロツク図、第２図は第１図のブロ
ツク形態で示した可変磁界誘導電動機の好ましい
回路図、第３図はこの発明の他の例の略図、第４
図は代表的な誘導電動機を用いて種々の大きさの
異なる負荷状態で固定子電圧の実効値（RMS）
を変化させて入力電力が最小となる点及びその附
近の入力電力―回転子の平均速度―固定子電圧実
効値の関係を示した図、第５図は実施例の種々の
大きさの負荷における回転子の（平均）速度を示
す図、第６図は実施例の種々の大きさの負荷にお
ける電力節減率を誘導電動機をAC電源に直接接
続した場合を基準にして示す図、第７図、第８図
及び第９図は実施例の種々の大きさの負荷におけ
るそれぞれ電動機効率、入力電力及び固定子電流
実効値を示す図、第１０図は固定子電流の交番期
間における実施例のトルクの脈動とFM発電機出
力の平均周波数と周波数シフトの説明に供するた
めの図、第１１図はこの発明の負荷検出手段の
FM制御信号の周波数成分を示す図、第１２図は
実施例のスロープ検波形FM弁別器の周波数弁別
特性とトルク脈動により生ずるFM制御信号の平
均周波数、周波数シフトと弁別器出力信号の振幅
変動との相互関係の説明に供するための図、第１
３図はFM弁別器の弁別特性のスロープの拡大
図、第１４図はゼロ、25％又は100％負荷時の
FM弁別器の出力信号の振幅変動を説明するため
の図である。１７…周波数弁別器、１５…波動修正器、１４
…半導体電源スイツチ。

Claims

【特許請求の範囲】

１固定子捲線及び負荷に結合されるようにされ
た回転子を持つ交流誘導電動機と、前記回転子の
回転を生じさせるため前記固定子捲線を付勢する
正弦波電源と、前記電動機の同期速度に近い所定
速度以上で、前記電源から前記固定子捲線への付
勢の形と大きさとを制御するように動作する非線
形閉ループ正帰還制御手段とを具備し、前記閉ル
ープ正帰還制御手段は、前記回転子に結合して前
記電動機の負荷と関係した周波数変調信号を供給
するように動作する電動機負荷検出手段と、その
負荷検出手段と結合して前記周波数変調信号を復
調して、前記所定速度以上で前記電動機の速度と
負荷の函数として変化する制御信号を生ずる非線
形回路と、その非線形回路の出力に結合し、前記
制御信号に応答する波形修正手段とよりなり、そ
の波形修正手段は前記制御信号を電源電圧の零交
叉時より経過する時間に変換し、その経過した時
点においてパルスを発生するトリガパルス発生器
を起動し、また前記波形修正手段は前記正弦電源
と前記固定子捲線との間に配されたスイツチ手段
を含み、上記トリガパルス発生器の出力によりこ
のスイツチ手段をターンオンさせ、そのスイツチ
手段の導通時間は前記制御信号の函数として前記
電源から各サイクルの間に制御でき、前記波形修
正手段は前記電動機の回転起動時及び速度上昇時
の間前記固定子捲線に前記電源からの電圧の全正
弦波を供給するように動作し、かつ前記電動機が
前記所定速度に達すると前記電動機の固有の電気
機械的性質とどのような与えられた瞬間にも回転
子負荷により前記電動機に荷せられたエネルギー
要求に従つて前記固定子捲線に実際に結合して前
記電源からの電圧の各正弦波の変化する一部を前
記固定子捲線に供給する前記電源の各サイクルの
電気角を変えるように動作し、そこで前記閉ルー
プ正帰還制御手段は前記電源から前記固定子捲線
に供給される平均電流を前記電動機の負荷が零と
最大定格負荷との間で変化するに従つて前記電動
機の前記固有の性質と負荷との函数として主とし
て供給されるようにすることによつて前記電動機
の鉄損及び銅損を質実的に減少するように作用す
る可変磁界誘導電動機。