JPS6314589B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ １次巻線１４及び２次巻線１６を有するトラ
ンス１２と、前記１次巻線に供給されるバツテリ
電流を遮断して前記２次巻線に電流を流させるス
イツチ１８と、を備え、バツテリの開回路電圧の
関数としてその変化にほぼ正比例して変化し且つ
バツテリの内部抵抗の関数としてその変化にほぼ
反比例して変化するバツテリの負荷電圧を有す
る、バツテリ駆動形のDC−DCコンバータにおい
て、 前記バツテリに接続され、(i)前記１次巻線に供
給されるバツテリ電流が遮断されるときに前記バ
ツテリ開回路電圧を検知し、(ii)前記１次巻線にバ
ツテリ電流が流れるときに前記バツテリ負荷電圧
を検知する、電圧検知回路３０を備え、 前記電圧検知回路及び前記スイツチに接続さ
れ、前記バツテリ開回路電圧と前記バツテリ負荷
電圧を比較し、該バツテリ負荷電圧が前記バツテ
リ開回路電圧の予め定めた比率より小さいときに
前記スイツチによつて前記１次巻線に流れる電流
を遮断する制御回路３２を備え、 それによつて前記１次巻線に電流が流れるとき
に前記バツテリから引出されるエネルギが、前記
バツテリ開回路電圧に正比例して変化し、且つ前
記バツテリの内部抵抗に反比例して変化するよう
に構成したことを特徴とする前記DC−DCコンバ
ータ。

２ 前記２次巻線を流れる電流を検知するため
に、前記制御回路と前記２次巻線とに接続された
電流検知回路３８を備え、該電流検知回路は、(i)
前記２次巻線を流れる電流が予め定めたレベル以
上のときに第一の状態を有し、且つ(ii)前記２次巻
線を流れる電流が前記予め定めたレベル以下のと
きに第二の状態を有し、前記電流検知回路が前記
第二の状態にあるときに応答して、前記制御回路
によつて前記スイツチが前記１次巻線に電流を供
給するように構成したことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のDC−DCコンバータ。

３ 前記バツテリ負荷電圧が前記バツテリ開回路
電圧の約88パーセントであるときに、前記制御回
路によつて前記スイツチが前記１次巻線を流れる
電流を遮断するように構成したことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載のDC−DCコンバー
タ。

４ バツテリの開回路電圧の関数としてその変化
にほぼ正比例して変化し且つバツテリの内部抵抗
の関数としてその変化にほぼ反比例して変化す
る、バツテリの状態に応じて変化する負荷電圧を
生じるバツテリと、 １次巻線及び２次巻線を備えたトランスと、前
記１次巻線及び前記バツテリに直列に接続され、
前記１次巻線へのバツテリ電流を周期的に遮断し
て前記２次巻線に電流を流れさせるスイツチと、
を含むコンバータと、 を備えた電子ストロボ閃光装置において、 前記バツテリに接続され、(i)前記１次巻線への
バツテリ電流が遮断されるときに前記バツテリ開
回路電圧を検知し、(ii)前記１次巻線にバツテリ電
流が流れるときに前記バツテリ負荷電圧を検知す
る、電圧検知回路３０を備え、 前記電圧検知回路に接続された入力と前記スイ
ツチに接続された出力とを備え、また、(i)前記バ
ツテリ負荷電圧が前記バツテリ開回路電圧の予め
定めた比率より大きいときに第一の状態を有し且
つ(ii)前記バツテリ負荷電圧が前記バツテリ開回路
電圧の前記予め定めた比率より小さいときに第二
の状態を有する、制御回路３２であつて、該制御
回路が前記第二の状態にあるときに、前記１次巻
線を流れる電流を遮断するように前記スイツチの
動作を制御する手段を含す前記制御回路を備え、 それによつて前記１次巻線に電流が流れるとき
に前記バツテリから引出されるエネルギが、前記
バツテリの状態に応じて、前記バツテリ開回路電
圧に正比例して変化し、且つ前記バツテリの内部
抵抗に反比例して変化するように構成したことを
特徴とする電子ストロボ閃光装置。

発明の背景 発明の分野 本発明は、エネルギ蓄積用コンデンサを充電す
るためのバツテリで給電されるDC／DCコンバー
タに関する。

従来技術の説明 負荷に対してバツテリが給電する電気エネルギ
は、この給電時間とバツテリ電力（バツテリの電
圧×バツテリの電流）を乗じたものと等しい。バ
ツテリはあるエネルギ供給容量を有する。この容
量は一定ではなく、バツテリのローデイングおよ
び温度の如き他の要因の関数である。例えば、も
しバツテリ電圧が半分、バツテリ電流が２倍とす
れば、仮にバツテリ電力が同じてあつても、バツ
テリの全エネルギ供給容量は変化し得る。過度の
負荷を与えられたバツテリ、即ちその電流が特定
のレベルを越えて増えた状態のバツテリは、その
全エネルギ供給容量が大巾に減少すると言う状態
を蒙ることになる。例えば、経年変化、又は環境
条件の変化のためバツテリの状態が変化するた
め、このバツテリが過大な負荷を与えられること
なく供給し得るピーク電流は変化する。

バツテリ駆動される電子ストロボ閃光装置にお
いては、ストロボが発光できるように閃光コンデ
ンサが約300ボルトの電圧迄充電される。低電圧
のバツテリを用いてこのレベル迄コンデンサを充
電するため、ストロボ装置はDC／DCコンバータ
を含む。６ボルトのバツテリの場合は、電子スト
ロボ閃光装置用の従来のDC／DCコンバータは、
１秒の数分の一の時間に対しては１アンペアより
大きなピーク電流を、又10秒以上の時間に対して
は約750ミリアンペアの平均電流を必要とし得る。

電子ストロボ閃光装置用のDC／DCコンバータ
の構造および作用を支配する２つの稍々競合する
要件がある。その第１は、このコンバータは閃光
用コンデンサを迅速に充電するよう作用すること
が必要なことである。これにより、カメラのオペ
レータは素早い一連の閃光露出を行うことができ
る。しかし、もしこのコンデンサがバツテリが過
負荷となり得るおそれのある程早く充電されるな
らば、これによりこのコンデンサの全ネルギ供給
容量は低下することになる。

第２に、通常、バツテリから閃光コンデンサに
対して電力を効率的に伝送することが必要であ
る。このため、バツテリが放電し侭す前に非常に
多数回の閃光が可能になる。しかし、もしこのコ
ンバータが専ら高い伝送効率において作動される
ならば、バツテリからコンデンサへの電力の伝送
速度は遅くなり得、その結果コンデンサを充電す
るのに必要な時間は長すぎることになり得る。

1978年１月24日発行のH.M.Einbinsterの米国
特許第4070699号は、コンデンサの充電時間を最
小にすると共にバツテリ電力伝送効率を最大にす
るためのコンバータについて記載する。このコン
バータは、バツテリの電流が流れる時と遮断され
る時の両方の場合にトランスの磁界の変化をごく
僅かにすることができる制御回路を含む。このよ
うな構成によれば、バツテリ電流が流れる時常に
略々一定の状態に維持され、このため電力伝送効
率を改善する。

前記米国特許第4070699号に記載されたタイプ
のコンバータは動的に作動せず、即ち、このコン
バータはバツテリ条件の変化を補償する状態では
作動しない。その結果として、このコンバータは
「正常な」バツテリ条件においてのみ比較的高い
エネルギ供給能力を有する。更に、前記米国特許
第4070699号のコンバータはバツテリ電流が一定
に近づくように高い効率で作動しなければならな
い。その結果、トランスの鉄心における遷移損失
の如き周波数に依存する要因が電力の伝送効率を
低下させることになる。

発明の概要 本発明の目的は、低い周波数で作動することが
でき、かつバツテリの条件が変動する場合でさえ
バツテリの性能とコンバータの性能間に最適の妥
協点を維持するDC／DCコンバータの提供にあ
る。

要約すれば、本発明は、その開回路電圧の関数
として比例的に、又その内部抵抗の関数として反
比例的に変化する負荷電圧を有するバツテリによ
り付勢されるDC／DCコンバータを包含するもの
である。このコンバータは、１次と２次の巻線を
有するトランスと、この１次巻線に対するバツテ
リ電流を遮断して２次巻線に電流を流れさせるた
めのスイツチとを含み、このコンバータは、(1)１
次巻線に対するバツテリ電流が遮断される時バツ
テリの開回路電圧を検知し、(2)バツテリ電流が１
次巻線に流れる時バツテリの負荷電圧を検知する
ため電圧検知装置がバツテリと接続されること、
又バツテリの開回路電圧をバツテリ負荷電圧と比
較するため、又バツテリ負荷電圧がバツテリ開回
路電圧の予め定めた比率以下である時１次巻線の
電流をスイツチに遮断させることにより、１次巻
線に電流が流れる時バツテリから引出されるエネ
ルギが前記開回路電圧に正比例するように、又バ
ツテリの内部抵抗に反比例するように変化させる
ための、制御装置が前記電圧検知装置とスイツチ
に接続されることを特徴とする。本発明の望まし
い実施態様によれば、前記スイツチは、バツテリ
負荷電圧がバツテリ開回路の電圧の約88％迄低下
する時、１次巻線における電流を遮断する。

本発明およびその長所については、以下に示す
望ましい実施態様の詳細な説明において更に明瞭
になるであろう。

【図面の簡単な説明】

本発明は添付図面に関して以下に記述するが、
図面において、 第１図は本発明によるバツテリ駆動のDC／DC
コンバータのブロツク図であり、 第２図はそのブロツク図の各点および第５図の
回路図の各点において存在する信号波形を示し、 第３図および第４図は付勢用バツテリにコンバ
ータが課す負荷の関数としての第１図のDC／DC
コンバータの性能を示し、 第５図は第１図のDC／DCコンバータの回路図
である。

望ましい実施態様の説明 バツテリ駆動DC／DCコンバータは公知である
ため、本項の説明は特に本発明による装置の一部
を形成しかつこれと直接協働する諸素子について
行う。特に示しあるいは説明されない素子は
DC／DCコンバータの技術に習熟するものにとつ
て周知の種々の形態をとり得ることを理解すべき
である。

本文において用いる用語「バツテリの開回路電
圧」とはコンバータに対するバツテリ電流が遮断
される時のバツテリの端子電圧を意味し、本文に
おいて用いる用語「バツテリの負荷電圧」とはバ
ツテリ電流がコンバータに供給される時のバツテ
リの端子電圧を意味する。このバツテリ負荷電圧
は、バツテリ開回路電圧からバツテリ内部の電圧
降下を差引いたものに等しい。この内部電圧降下
は、バツテリの内部抵抗とコンバータに与えられ
たバツテリ電流とを乗じたものに等しい。

第１図には、リンギング・チヨーク・コンバー
タ即ちフライバツク・コンバータとして当該技術
において公知のタイプのDC／DCコンバータ１０
が示される。このコンバータ１０は、それぞれ反
対方向に巻かれた１次巻線１４と２次巻線１６を
有するトランス１２を含む。スイツチング・トラ
ンジスタ１８が１次巻線１４、スイツチS₁および
低電圧のバツテリ２０に対し直列に接続される。
図示の如く、バツテリ２０は、番号２２で示され
る開回路電圧と、番号２４で示される有効内部抵
抗とを有するものとして示される。ダイオード２
６は、高電圧の容量性負荷２７を充電するため整
流された充電電流を伝える２次巻線１６と直列に
接続される。

フライバツク・コンバータ１０は、約６ボルト
のバツテリ開回路の最大電圧源２２を有する低電
圧バツテリ２０から約330ボルトの最高電圧迄コ
ンデンサ２７を充電するように構成されている。

フライバツク・コンバータ１０は、スイツチン
グ・トランジスタ１８が導通されるとトランス１
２にエネルギを蓄積し、又このコンバータはトラ
ンジスタが導通しない場合はトランスからコンバ
ータ２７へ蓄積されたエネルギを転送する。「エ
ネルギ蓄積サイクル」および「エネルギ移送サイ
クル」に関してフライバツク・コンバータ１０の
構成および作用を説明することが有益である。本
文に使用する用語「エネルギ蓄積サイクル」と
は、トランジスタ１８が導通しこれにより電流が
バツテリ２０からトランス１２の１次巻線１４を
経て流れる時間間隔を意味する。本文に用いる用
語「エネルギ移送サイクル」とは、スイツチS₁が
閉路されるがトランジスタ１８は導通状態になら
ず、これにより１次巻線１４に対する電流が遮断
される時間間隔を意味する。このエネルギ移送サ
イクルにおいては、電流は２次巻線１６とダイオ
ード２６を流れ、この電流がコンデンサ２７を充
電する。エネルギ移送サイクルは前のエネルギ蓄
積サイクルの直ぐ後に続く。コンバータ１０の１
つの作動期間は、１エネルギ蓄積サイクル、プラ
ス直後のエネルギ移送サイクルの持続期間であ
る。コンバータ１０は、その期間の逆数である瞬
時周波数で作動する。

要約すれば、フライバツク・コンバータ１０は
下記の如く作用する。スイツチS₁は閉じられ、ト
ランジスタ１８は導通状態にあるものと仮定す
る。従つて、電流I_Pはバツテリ２０から１次巻線
１４と、迅速に飽和状態に駆動されるトランジス
タ１８に流れる。この状態が生じると、１次巻線
の抵抗およびトランジスタ１８の飽和電圧を無視
すれば、電流I_Pは時間と共に指数的にバツテリ短
絡電流に向つて増加するが、これはバツテリ内部
抵抗２４で除算したバツテリの開回路電圧２２と
等しい。電流I_Pは、これと比例するトランス１２
の鉄心に磁界を誘導する。鉄心が磁気的に飽和さ
れない限り、電流I_Pおよび磁界は、バツテリの内
部抵抗２４を含む１次巻線回路の抵抗により除し
た１次巻線１４のインダクタンスと等しい時定数
と共に指数的に増加する。この時定数に対して短
い時間間隔に対しては、電流I_Pが第２ｂ図に示す
如く略々直線的に増加するものと仮定できる。

バツテリ内部抵抗２４の故に、バツテリの負荷
電圧は第２ａ図に示す如くI_Pに比例して減少す
る。電圧検知回路３０は、バツテリ開回路電圧２
２の予め定めた比率に減少する時を検知して、こ
れに応答して第１図および第２ｄ図に示した電圧
パルスV_SWを生じる。パルスV_SWは双安定制御回
路３２をしてトランジスタ１８をOFFに切換え
させ、これにより電流I_Pを遮断してエネルギ蓄積
サイクルを終了する。

トランスの巻線が反対方向であるため、１次巻
線１４の両端の電圧の極性は２次巻線１６の両端
の電圧の極性と反対である。バツテリ電流が１次
巻線１４に流れるため電圧が１次巻線１４の両端
に生じる時、２次巻線１６の両端の電圧の極性は
ダイオード２６が逆方向にバイアスされる如きも
のである。従つて、電流I_Pが流れる時、第２ｃ図
に示す如く、２次巻線１６に電流I_Sが流れない。

電流I_Pは１次巻線１４に流れる時、トランス１
２の鉄心における磁束がこの電流と比例して形成
される。電圧検知回路３０が双安定制御回路３２
をしてスイツチング・トランジスタ１８をOFF
に切換えさせる時、電流I_Pは突然遮断される。電
流I_Pの遮断に応答してトランスの磁界が消滅し、
トランスの巻線の両端の電圧は逆の極性となる。
２次巻線１６の両端の電圧がダイオード２６が順
方向にバイアスされるあるレベルに達すると、電
流I_Sが流れ始めてコンデンサ２７を充電する。電
流I_Sは時間と共に減少する。トランスの磁界は、
磁界が形成する時および磁界が消滅する時共に巻
線の電流に比例する。従つて、電流I_Sが流れる時
この磁界は減少する。このように、トランジスタ
１８がONである時トランス１２に蓄積されたエ
ネルギは、トランジスタ１８がOFFになる時負
荷コンデンサ２７に送られる。

電流I_Sは流れ始める時、トランス１２における
磁界と比例する最大値を有する。従つて、電流I_S
の最大値は、トランジスタ１８がOFFに切換る
時I_Pの値に比例する。電流I_Pは時間と共に指数的
に減少する。短い時間間隔においては、I_Sは第２
ｃ図に示す如く時間と共に略々直線的に減少す
る。

電流I_Sがその最大値の予め定めた比率迄減少す
る時、電流検知回路３８は第１図および第２ｅ図
に示された電圧パルスI_SWを生じる。制御回路３
２はパルスI_SWを受取り、これに応答してトラン
ジスタ１８を再びそのON状態に切換え、これに
よりエネルギ移送サイクルを終え、次のエネルギ
蓄積サイクルを開始する。コンバータ１０の動作
はこのように反復される。

電流I_Sが部分的にのみ減少することを許容され
るため、トランスの磁界の部分的な減少が生じ
る。従つて、次のエネルギ蓄積サイクルが開始す
る時、１次巻線電流I_Pは零ではない。この最初の
零でない１次電流は、第１のサイクルの後の全エ
ネルギ蓄積サイクルについて第２ｂ図において知
ることができる。

エネルギ蓄積サイクルおよびエネルギ移送サイ
クルは順次進行する。各エネルギ蓄積サイクルに
おいては、エネルギはバツテリ２０から取出され
トランス１２に蓄積される。各エネルギ移送サイ
クルにおいては、エネルギはトランス１２から電
圧の形態でエネルギが蓄積されるコンデンサ２７
へ送られる。従つて、コンデンサ２７の両端の電
圧は、コンバータの各期間に対し段階状に増加す
る。コンデンサの電圧が予め定めたレベルに達す
る時、コンデンサ２７とトランジスタ１８間に接
続された電圧モニター回路（図示せず）はコンバ
ータをOFF状態にする。

本発明を構成する装置は、バツテリの条件の関
数として動的にコンバータ１０を制御する。この
構成は、バツテリ２０の性能とコンバータ１０の
性能間の最善の妥協を提供するものである。

本発明を構成する装置がいかにしてこのような
最善の妥協点をもたらすかを理解するには、基本
的な電子工学原理を理解しなければならない。こ
の電子工学原理とは、バツテリの内部インピーダ
ンスがバツテリ負荷のインピーダンスと等しい時
即ちこれを整合する時、バツテリからその負荷へ
の電力移送が最大となることである。この条件が
存在する時、負荷に与えられた電力はバツテリの
内部インピーダンスに散逸された電力と等しい。

第１図の装置に対する最大電力移送の原理に関
して、コンバータ１０に与えられた電力は、コン
バータの両端の電圧がバツテリの内部抵抗による
電圧低下と等しい時、バツテリの内部抵抗２４に
散逸される電力と等しい。バツテリの負荷電圧、
即ちコンバータ１０の両端の電圧は、バツテリの
開回路電圧２２からその内部抵抗２４のためのバ
ツテリ２０の電圧降下を差引いたものに等しく、
バツテリ負荷電圧がバツテリの開回路電圧２２の
半分と等しい時、最大電力はコンバータ１０へ送
られる。

最大電力移送のためにコンバータ１０を作動さ
せるためには、各エネルギ蓄積サイクル毎に電流
I_Pが一定であると共にバツテリ短絡回路電流の半
分と等しくなることを必要とする。しかし、電流
I_Pが流れる時常に比較的一定となるようにコンバ
ータ１０を作動させるためには、同様に、トラン
ス１２の磁界が比較的一定であることを必要とす
る。比較的一定の磁界においては、エネルギ蓄積
サイクルとエネルギ移送サイクルの両方が非常に
短い期間でなければならず、その結果磁界の強さ
の増減がそれぞれ少なくなる。しかし、コンバー
タ１０の作動瀕度が増加する時、トランスの鉄心
の遷移損失およびスイツチング・トランジスタ１
８の内部キヤパシタンスの如き瀕度に依存する要
因はコンバータ１０の性能の低下の原因となり得
る。

第３図および第４図は、コンバータ１０を最大
電力移送の場合以外で作動させる時のコンバータ
の性能を示している。換言すれば、コンバータ１
０は、電流I_Pがバツテリの短絡回路電流の半分に
等しい定数でないように作動させられるのであ
る。

第３図は同図に示す如く電流I_Pが略々梯形を呈
する時のコンバータの性能を示し、第４図は同図
に示す如くI_Pが略々三角形を呈する時のコンバー
タの性能を示している。第３図の場合は、I_Pの最
大値がI_Pの最小値の２倍である。

第３図および第４図の両図において、コンバー
タの性能は共に、コンバータ１０がバツテリ２０
に課す負荷の関数として電力移送効率と相対電力
係数に関して示される。コンバータ１０がバツテ
リ２０に課す負荷は、バツテリ短絡回路電流I_SC
に対する最大I_P値（I_PMAX）の比、およびバツ
テリ開回路電圧V_OCに対する最小バツテリ負荷電
圧（V_LMIN）の比に関して示される。これ等の
２つの比は等しい。

本文における用語「電力移送効率」とは、(1)コ
ンバータ１０に対してバツテリ２０により送られ
る電力の、(2)バツテリの内部抵抗２４で散逸され
た電力プラス・コンバータに与えられた電力であ
るバツテリにより供給される全電力に対する比を
意味する。例えば、電力が最大電力移送条件下で
バツテリ２０からコンバータ１０へ送られるなら
ば、これは50％の効率で送られることになる。

本文に用いられる用語「相対電力係数」とは、
(1)バツテリ２０によりコンバータ１０に送られる
電力の、(2)コンバータ１０が最大電力移送条件下
で作動させられるならばバツテリ２０によりコン
バータに送られる電力に対する比を意味する。

第３図によれば、電流I_Pが図示の如く梯形を呈
する場合、この電流I_Pの最大値がバツテリ短絡回
路電流の約62％である時にピーク電力が移送され
る。換言すれば、バツテリの負荷電圧がバツテリ
開回路電圧２２の約38％迄減少する時にピーク電
力移送が生じる。このような条件においては、電
力移送効率は約51％であり、移送された電力は最
大電力移送即ち整合された負荷条件下で移送され
る電力の約97％である。

次に第４図においては電流I_Pは三角形を呈し、
ピーク電力移送の場合、バツテリ負荷電圧はバツ
テリの開回路電圧２２の約27％迄減少しなければ
ならない。この条件においては、電力移送効率は
約46％となり、コンバータ１０へ移送される電力
は、最大電力移送即ち整合された負荷条件下で移
送される電力の約81％となる。

電流I_Pが第４図の状態よりも第３図に示される
如くになる場合、バツテリからコンバータ１０に
対して更に大きな電力が移送される。この状態
は、電流I_Pが第３図に示す如く略々梯形を呈する
時第４図に示す電流よりも最大電力移送のため必
要な一定電流に更に近似する故に予期される。

電流I_Pのある最大レベルに対しては、第４図に
示される電流I_Pの方が第３図に示される如き電流
よりも電力移送効率が若干大きい。しかし、電流
I_Pが第３図に示す如き場合よりも第４図に示す如
き場合に、コンバータ１０に対し比較的小さな総
電力が送られる。

エネルギ蓄積コンデンサ２７を充電する時間
は、第３図および第４図に示される相対電力係数
に反比例する。従つて、バツテリの短絡回路電圧
に対する最小バツテリ負荷電圧（即ち、バツテリ
短絡回路電流に対するピーク・バツテリ電流）の
ある比に対しては、第４図に示す電流I_Pの場合よ
り第３図に示す如き電流I_Pの場合の方がコンバー
タ２７が更に短い期間内にあるレベルに充電され
得る。

トランス１２の磁界を各エネルギ移送サイクル
毎にごく一部だけ減少させることにより、電流I_P
は第２ｂ図および第３図に示す如く、各エネルギ
蓄積サイクルの開始時に零でない。もしこの磁界
が各エネルギ移送サイクルの間完全に減少させら
れたならば、電流I_Pの初期値は第４図に示す如く
零となる。換言すれば、磁界を一部だけ減少させ
ることにより、コンデンサ２７はもし磁界が完全
に減少させられる場合よりも短かい間隔で充電す
ることができる。

前述の如く、バツテリの全エネルギ供給容量は
その負荷の関数である。バツテリ電力が一定であ
つても、例えば、バツテリ電圧を半分にしバツテ
リ電流を２倍にする時、バツテリが比較的小さな
電流を供給するならば、バツテリの全エネルギ供
給容量は増加させ得る。しかし、コンバータ１０
が比較的小さな電流を引出す時は、コンデンサ２
７を充電するに要する時間は増加し得る。このこ
とは、第３図又は第４図のいずれを照合しても明
らかである。コンバータ１０が比較的小さな最大
電流を引出す時、バツテリ開回路電圧２２に対す
る最小バツテリ負荷電圧の比は増加する。例え
ば、特に第３図によれば、もしコンバータ１０が
ピーク電力移送のため必要な最大電流より少ない
最大電流I_Pを引出すならば、相対電力係数は減少
し、これによりコンデンサ２７を充電するに要す
る時間は長くなる。

しかし、コンデンサ充電間隔の増加は、バツテ
リにおける負荷の減少の結果どれだけ余分なバツ
テリ・エネルギ供給容量が得られるかに従つて多
くも少くも相殺することができる。換言すれば、
充電間隔における増加は、特にバツテリの作動状
態が多くなれば許容し得る。

バツテリ２０が６ボルトのアルカリ電池であり
コンバータ１０を電子式ストロボ閃光装置の閃光
のためのエネルギ蓄積コンデンサの充電のため使
用する時、バツテリの性能とコンバータの性能と
の間の最適な妥協は、(1)バツテリの負荷電圧をバ
ツテリ開回路電圧２２の僅かに約82％迄減少させ
ることにより、又(2)電流I_Pをその最大値の約1/3
乃至1/2しか減少させないことによつて達成され
る。例えば、コンバータ１０をこのように操作す
ることにより、６ボルトのバツテリおよびコンバ
ータは、各々が30秒を越えない間隔で少くとも８
回コンデンサ２７を300ボルトに十分充電するよ
う作動することができる。一方、バツテリ負荷電
圧の最小値がバツテリの開回路電圧の65％迄減少
させる（電流I_Sの作用は同じ状態を維持する）よ
うにコンバータ１０が作動されるならば、コンデ
ンサ２７は充電間隔が30秒を越える前に19回だけ
充電することができる。バツテリの負荷電圧にお
ける減少が前述の82％の点に接近するようにすれ
ば、バツテリ２０とコンバータ１０の性能の低下
はそれ程酷くない。

コンバータの負荷電圧がバツテリの開回路電圧
の僅かに88％迄しか減少させられないようにコン
バータを制御することにより、コンバータ１０
は、最大電力移送が整合された負荷条件下で生じ
る点か、あるいは電流I_Pが梯形を呈する場合にピ
ーク電力移送が生じる点から異る点において作動
させられる。しかし、この際、バツテリ２０の負
荷は減少される。このため、バツテリがコンデン
サ２７を妥当な持続期間の充電間隔内で更に多く
の回数充電できるようにバツテリの作動寿命が長
くなる。前述の最適な性能上の妥協の達成はこの
ような条件の組合せ内にある。

バツテリ負荷電圧がバツテリ開回路電圧２２に
対し予め定められた関係を保有する各エネルギ蓄
積サイクルを決定することにより、コンバータ１
０はバツテリ条件の関数として動的に制御され
る。経年変化又は環境条件による等のバツテリ条
件が変化する時、バツテリの内部抵抗２４は与え
られたバツテリの開回路電圧２２に対して増加し
得るか、あるいはバツテリの開回路電圧２２は与
えられたバツテリの内部抵抗２４に対して減少し
得る。いずれの条件の変化においても、バツテリ
負荷電圧がバツテリ開回路電圧２２の予め定めた
比率と等しい電流I_Pが減少する。従つて、バツテ
リの内部抵抗２４が増加するかバツテリの開回路
の電圧２２が減少すると、本発明のコンバータ装
置はバツテリ２０に対し比較的小さな負荷を課
し、各エネルギ蓄積サイクルの間バツテリから比
較的小さなエネルギが引出される。

内部抵抗を増加させる効果は、バツテリの内部
抵抗２４が時間間隔T₀乃至T₁における第１の値
と時間間隔T₂乃至T₃における第２の値とを有す
る時、それぞれバツテリの端末電圧と電流I_Pを示
す第２ａ図および第２ｂ図に見ることができる。
時間間隔T₂乃至T₃におけるバツテリの内部抵抗
２４の値が比較的大きいため、バツテリの負荷電
圧は比較的早い速度で減少する。従つて、電流I_P
の比較的小さな値は、バツテリの負荷電圧を、時
間間隔T₀乃至T₁におけるよりもバツテリ開回路
電圧２２の予め定めた比率迄傾減少させる。

バツテリの内部抵抗２４が減少する時、１次巻
線回路のＬ／Ｒ時定数が減少し、これにより電流
I_Pを更に早い速度で立上らせる。この効果は、電
流I_Pが比較的少い程度に増加してトランジスタ１
８をOFFにさせねばならないと言う事実と組合
せされて、エネルギ蓄積サイクルの持続期間を減
少させる。従つて、コンバータ１０の作動瀕度
は、抵抗２４の増加と共に増加させられる。この
瀕度の変化は、瀕度に依存する損失が性能を大き
く低下させ始めるように瀕度がそれ程増大しない
限り受入れられる。例えば、発明者は、６ボルト
のアルカリ電池を用いて、最小バツテリ負荷電圧
がバツテリの開回路電圧の僅かに約91％迄減少さ
せられる時、コンデンサ２７を充電する間隔が著
しく増加すること、又バツテリが放電し侭す前に
コンデンサが充電できる回数が減少することを発
見した。

開回路の電圧を減少させる効果は第２ａ図およ
び第２ｂ図に見ることができるが、同図は、時間
間隔T₂からT₃においてバツテリの開回路電圧２
２が値E₁を有し、かつ時間間隔T₄からT₅におい
ては比較的小さな値E₂を有する時それぞれバツ
テリ端子電圧および電流I_Pを示す。時間間隔T₄か
らT₅におけるバツテリの開回路電圧２２の値が
小さいため、比較的小さな電流I_Pの値は間隔T₂か
らT₃において必要とされるよりもバツテリの開
回路電圧２２の固定比率迄バツテリの負荷を減少
させる。

電流I_Sのピーク値は電流I_Pのピーク値と正比例
する。電流I_Sはそのピーク値の予め定めた比率迄
減少する時遮断されるため、与えられたバツテリ
の開回路電圧２２に対しては、電流I_Sの最小値は
バツテリの内部抵抗２４が増加するにつれて小さ
くなる。同様に、与えられたバツテリの内部抵抗
２４に対しては、電流I_Sの最小値は、バツテリの
開回路電圧２２が減少するに伴い小さくなる。

このような効果は、それぞれ電流I_PおよびI_Sを
示す第２ｂ図および第２ｃ図に見出すことができ
る。抵抗２４は時間間隔T₀からT₁におけるより
も間隔T₂からT₃において更に大きいため、電流
I_Sは前の間隔における更に小さな値迄減少する。
同様に、開回路電圧２２は間隔T₂からT₃におけ
るよりも間隔T₄からT₅において小さい故に、電
流I_Sの最小値は間隔T₂からT₃におけるよりも間
隔T₄からT₅において更に小さい。

第２ｂ図および第２ｃ図は又、電流I_Pの最小値
はI_Sの最小値と正比例しかつI_Sの最大値はI_Pの最
大値と比例することを示す。

第１図の回路図は第５図に示される。第１図に
示された構成要素と回路と対応する第５図に示さ
れた構成要素と回路は、同じ照合番号により示さ
れる。

電圧検知回路３０は、バツテリ開回路電圧２２
と対応する基準電圧を生成する回路５０と、バツ
テリ電流I_Pがコンバータ１０に供給される時バツ
テリの負荷電圧の瞬時値を検知する回路５１とを
含む。

電圧検知回路３０は、直前のエネルギ移送サイ
クルに対して、バツテリ負荷電圧がバツテリ開回
路電圧２２の約88％迄減少する時エネルギ蓄積サ
イクルを終了するため出力パルスV_SWを生じるよ
うに構成される。

従つて、回路５０は、前のエネルギ移送サイク
ルに対するバツテリ開回路電圧２２と対応するエ
ネルギ蓄積サイクルにおいて基準電圧を提供する
ように構成される。この基準電圧を生じるため、
ダイオード５２は電圧蓄積コンデンサ５４と直列
に接続され、ダイオードとコンデンサはバツテリ
２０と並列である。直列に接続された抵抗５７と
５８からなる分圧器５６は端子６０とアース６２
間のコンデンサ５４と並列に接続される。

コンデンサ５４は、バツテリの開回路電圧２２
と対応する電圧迄充電する。分圧器５６とコンデ
ンサ５４はRC回路を形成する。このRC回路の時
定数は、バツテリの負荷電圧がバツテリの開回路
電圧２２よりも減少する時、１エネルギ記憶サイ
クルの間コンデンサ５４が分圧器５６を介して大
きく放電しないように選定されている。ダイオー
ド５２は、バツテリの負荷電圧がエネルギ蓄積サ
イクルにおいてコンデンサの両端の電圧よりも減
少する時、バツテリ２０および（又は）コンバー
タ１０へコンデンサ５４が放電することを阻止す
る。

分圧器５６は、バツテリの開回路電圧２２と対
応する端子６３に基準電圧を与える。

電圧検知回路３０も又、電圧コンパレータ回路
６４と分圧器６５を含んでいる。分圧器６５は、
端子６９とアース６２間に直列に、バツテリ１２
とは並列に接続された抵抗６６と６８からなる。
第５図に示す如く、分圧器６５の抵抗６６と６８
間の端子７０は電圧コンパレータ回路６４の反転
入力端子と接続され、分圧器５６の端子６３はコ
ンパレータ６４の非反転入力端子と接続される。

分圧器６５は、バツテリ負荷電圧の瞬時値と対
応する端子７０における電圧を提供する。バツテ
リ負荷電圧がバツテリ開回路電圧２２の88％より
も大きい時端子７０における電圧が端子６３にお
ける基準電圧よりも大きくなるように、又バツテ
リ負荷電圧がバツテリ開回路電圧の88％迄減少す
る時端子７０の電圧が端子６３の電圧と等しくな
るように、分圧器６５と５６は相互に構成されて
いる。

スイツチS₁が閉路される時、電圧コンパレータ
回路６４は、端子７０における電圧が端子６３の
電圧迄あるいはこれ以下に減少する時は電圧パル
スV_SWを生じ、又端子７０における電圧が端子６
３の電圧よりも大きい時パルスV_SWを除去するよ
うに構成される。

NPNトランジスタ７１のベース電極および双
安定回路３２の入力端子は図示の如く電圧コンパ
レータ回路６４の出力端子と接続される。電圧コ
ンパレータ回路６４がその出力電圧パルスV_SWを
生じる時、トランジスタ７１は導通状態となり、
これによりコンデンサ５４にバツテリ開回路電圧
２２と対応するその電圧をトランジスタを経てア
ースへ放電させる。

入力端子７２が信号V_SWを受取る時、インバー
タ７６は従来の２入力ANDゲート７８の１つの
入力端子で受取る論理値零の出力を生じる。

ANDゲート７８の他の入力端子はインバータ
８０の出力端子と接続される。従来のワンシヨツ
ト・マルチバイブレータ８２が第２ｆ図および第
５図でＡと表示された正のパルスを生じる時、イ
ンバータ８０は論理値零の出力信号は生成するよ
うに構成されている。

ANDゲート７８が論理値零の出力信号を生じ
る時、フリツプフロツプ８４がセツトされる。フ
ロツプ８４のセツテイングは出力端子から第２
ｇ図および第５図においてONで示される論理値
１の信号を除去し、OFFで示される信号をＱ出
力端子に生成する。

フロツプ８４の出力端子は、マルチバイブレ
ータ８２の入力端子と接続され、スイツチング・
トランジスタ１８のベース電極と接続される。

マルチバイブレータ８２は、フロツプ８４の
出力端子からのON信号の除去に応答してその出
力パルスＡを生成するよう構成される。前述の如
く、パルスＡはインバータ８０にその論理値零の
信号を生じさせ、これによりインバータ７６によ
り生じた論理値零の信号により最初に惹起された
フロツプ８４のセツテイングを強化する。

ON信号が出力端子から取出される時、トラ
ンジスタ１８はその導通状態から非導通状態に切
換えられる。電流I_Pは、トランジスタ１８がその
非導通状態に切換えられるのに応答して遮断さ
れ、これによりエネルギ蓄積サイクルを終了させ
てエネルギ移送サイクルを開始する。

電圧検知回路３８は、２次巻線１６と謂ゆる
「電流ミラー」回路１０４の入力端子間に直列に
接続されたNPNトランジスタ１０１と１０２か
らなる反転されたダーリントン回路１００を含
む。ダーリントン回路１００の出力段であるトラ
ンジスタ１０１は２次巻線１６と接続され、ダー
リントン回路の入力段であるトランジスタ１０２
は電流ミラー回路１０４の入力端子と接続され
る。

２次巻線の電流I_Sは数百ミリアンペア程度であ
るため、ダーリントン回路１００はトランジスタ
１０１と１０２の電流利得の積でI_Sを除算するよ
う構成され、その結果電流ミラー回路１０４の電
流取扱容量を越えることがない。

電流ミラー回路１０４は、I_Sと比例しI_Sの流れ
の方向と反対方向に流れるその出力端子１０４ａ
と１０４ｂにおいて等しい電流I₁とI₂をそれぞれ
与えるよう構成される。電流ミラー回路の基本的
な構造と作用と均衡のとれた電流負荷を与える使
途は当技術においては公知である。電流ミラー回
路およびその使途のこれ以上の詳細については、
1971年６月28日発行のG.R.Wilsonの米国特許第
3588672号、および1974年12月刊のIEEEソリツ
ド・ステート回路ジヤーナルSC9巻第６号の314
乃至332頁、J.E.Solomon著の論文「モノリシツ
クOPアンプ：指導的研究」を参照されたい。

第５図に示す如く、出力端子１０４ａはダイオ
ード１０６を介して電圧コンパレータ回路１０８
の反転入力端子に接続され、出力端子１０４ｂは
ダイオード１０９を介してコンパレータの非反転
入力端子に接続されている。抵抗１１０は一方の
端子をアース６２に接続させ、他方の端子は電流
ミラー回路１０４の出力ターミナル１０４ｂと接
続されている。抵抗１１２はアース６２と回路１
０４の出力端子との間に接続される。

抵抗１１０と１１２は、前者の抵抗値が後者の
抵抗値の予め定めた一部となるように選定されて
いる。望ましい一実施態様においては、この値の
大きさは、抵抗１１０の両端の電圧がエネルギ移
送サイクルの間抵抗１１２の両端の電圧の1/3を
越え得ないように1/3となる。

コンデンサ１１４は、アース６２と、電圧コン
パレータ回路１０８の非反転入力端子間に接続さ
れる。コンデンサ１１４は、各エネルギ移送サイ
クルの間I_Sの最大値の1/3を表わすコンパレータ
１０８の非反転入力端子において固定された基準
電圧を提供するように構成される。この基準電圧
を生じるため、１つのRC回路を形成するコンデ
ンサ１１４と抵抗１１０は、各エネルギ移送サイ
クルの間このコンデンサを迅速に充電させてI_Sが
流れるように選定される。

I_Sは各エネルギ移送サイクルの間連続的に減少
するため、このような各サイクルにおけるある時
点において抵抗１１０の両端の瞬時電圧はコンデ
ンサ１１４の両端の電圧よりも小さくなる。ダイ
オード１０９は、この状態が生じると、コンデン
サ１１４が抵抗１１０を介して放電することを阻
止するよう構成される。

ダイオード１０６および抵抗１１２は、I_Sの瞬
時値を表わす電圧コンパレータ回路１０８の反転
入力端子に時間と共に変化する電圧を提供する。
I_Sの瞬時値がI_Sの最大値の1/3より大きい時は、電
圧コンパレータ回路１０８の反転入力端子におけ
る電圧がコンパレータの非反転入力端子における
基準電圧よりも大きくなり、又I_Sの瞬時値がI_Sの
最大値の1/3迄減少する時は反転入力端子の電圧
が非反転入力端子の電圧と等しくなるように、ダ
イオード１０６と抵抗１１２は抵抗１１０、ダイ
オード１０９およびコンデンサ１１４に対して構
成されている。

電圧コンパレータ回路１０８は、反転入力端子
における電圧が非反転入力端子における電圧迄あ
るいはそれよりも低く減少する時は出力電圧パル
スI_SWを生じ、又反転入力端子の電圧が非反転入
力端子の電圧よりも大きい時はパルスI_SWを除去
するように構成される。

ワンシヨツト・マルチバイブレータ１１６と
NPNトランジスタ１１８のベース電極は、図示
の如くコンパレータ回路１０８の出力端子と接続
される。電圧コンパレータ回路１０８がその出力
電圧パルスI_SWを生じる時にトランジスタ１１８
は導通状態になり、これによりコンデンサ１１４
をトランジスタ１１８を介してアース６２に放電
させる。

マルチバイブレータ１１６は、電圧パルスI_SW
に応答して添付図面の第２ｂ図および第５図にＢ
で示された正の出力パルスを生じるように構成さ
れる。マルチバルブレータ１１６の出力端子は、
パルスＢを受取る制御回路３２の第２の入力端子
１２０と接続される。

入力端子１２０がパルスＢを受取る時はインバ
ータ１２２が論理値零の出力信号を生じ、この信
号は従来の２入力ANDゲート１２４の１つの入
力端子で受取られる。ANDゲート１２４の他の
入力端子はインバータ１２６の出力端子と接続さ
れる。

従来のワンシヨツト・マルチバイブレータ１２
８が第２ｉ図および第５図にＣで示される正のパ
ルスを生じる時、インバータ１２６は論理値零の
出力信号を生じるように構成される。

ANDゲート１２４が論理値零の出力信号を生
じる時、フロツプ８４がリセツトされる。フロツ
プ８４のリセツト状態は、フロツプのＱ出力端子
から第２ｊ図および第５図にOFFで示される論
理値１の信号を除去し、信号ONを出力端子に
復元する。

フロツプ８４のＱ出力端子はマルチバイブレー
タ１２８の入力端子と接続される。マルチバイブ
レータ１２８は、フロツプ８４のＱ出力端子から
のOFF信号の除去に応答してその出力パルスＣ
を生じるように構成される。前述の如く、パルス
Ｃはインバータ１２６にその論理値零の信号を生
じさせる。この信号は、インバータ１２２により
生成された論理値零の信号により最初惹起された
フロツプ８４のリセツト状態を強化する。

OFF信号がＱ出力端子から除去されON信号が
Ｑ出力端子に復元される時、トランジスタ１８は
その非導通状態から導通状態へ切換えられる。電
流I_Sは遮断され、これによりエネルギ移送サイク
ルを終了しエネルギ蓄積サイクルを開始する。

本発明の装置の構造について説明したが、次に
この装置の作用について説明する。バツテリ２０
を所定位置におきスイツチS₁を最初に開くものと
仮定する。この条件においては、DC／DCコンバ
ータ１０により電流I_Pは取出されずコンデンサ５
４はバツテリの開回路電圧２２に対応する電圧に
充電される。コンデンサ５４を開回路電圧２２に
充電する時、バツテリ電流はダイオード５２を介
して引出される。従つて、分圧器５６は、バツテ
リ開回路電圧２２を表わす端子６３における基準
電圧を生じる。

スイツチS₁を閉じてDC／DCコンバータ１０を
付勢する時、バツテリ負荷電圧は瞬間的に端子７
０に現われる。分圧回路６５と分圧回路５６間の
前記構成の故に、端子７０における初期電圧は端
子６３における電圧よりも高い。従つて、電圧コ
ンパレータ回路６４の出力端子は地電位にある。

更に、スイツチS₁が最初に閉じられると、トラ
ンス１２の鉄心にはエネルギは蓄積されない。従
つて、電流は２次巻線１６に流れ得ない。このた
め、電圧コンパレータ回路１０８の反転入力端子
における電圧は非反転入力端子における電圧より
も高くなり得ず、その結果スイツチS₁が最初に閉
路される時正のパルスI_SWが生じる。前述の如く、
パルスI_SWはワンシヨツト・マルチバイブレータ
１１６にパルスＢを生じさせ、これがフロツプ８
４のリセツト状態を生じさせる。従つて、これも
又前述の如く、フロツプ８４の出力端子に信号
ONが現われ、スイツチング・トランジスタ１８
を導通状態にさせる。

換言すれば、最初スイツチS₁を閉路すると、電
流I_Pは１次巻線１４およびスイツチング・トラン
ジスタ１８を流れ始め、これによりエネルギ蓄積
サイクルを開始する。電流I_Pは第２ｂ図に示す如
く時間と共に増加する。

トランジスタ１８は、バツテリ負荷電圧がバツ
テリ開回路電圧２２の88％迄減少させられる値に
電流I_Pが達する迄、導通する。この時、端子７０
の電圧は端子６３の電圧迄減少し、これにより電
圧コンパレータ回路６４にその出力パルスV_SWを
生じさせる。

パルスV_SWが存在する場合はトランジスタ７１
は単純にON状態になり、これによりコンデンサ
５４を一時的に放電させる。パルスV_SWが除去さ
れる時、コンデンサ５４は再びバツテリ開回路電
圧２２を表わす電圧迄充電する。このような構成
により、バツテリの開回路電圧２２における変化
は次のエネルギ蓄積サイクルの間コンデンサ５４
の両端の電圧に現われる。

パルスV_SWがインバータ７６に論理値零の出力
信号を生じさせ、その結果ANDゲート７８は論
理値零の出力信号を生じる。後者の信号が生じる
時、フロツプ８４はON信号を出力端子から除
去するようにセツトされる。このON信号の除去
に応答して、トランジスタ１８はその導通状態か
ら非導通状態へ切換り、これにより電流I_Pを遮断
する。

従つて、前述の如く、高電圧の正のパルスが直
ちにダイオード２６のアノードにおいて２次巻線
１６の両端に誘導される。２次巻線１６上の端子
がコンデンサ２７の上部極板に対して正である限
り、ダイオード２６は順方向に導通するようバイ
アスされる。この状態が生じると、第２ｃ図に示
した電流I_Sがダイオード２６を流れてコンデンサ
２７を充電する。

電流I_Sに応答して、電流ミラー回路１０４は、
その出力端子１０４ａと１０４ｂにおいてそれぞ
れI_Sと対応するその平衡状態の出力電流I₁とI₂を
生じる。最初にI_Sは最大となり、次に前の状態の
如く減少し、電圧コンパレータ１０８の非反転入
力端子における基準電圧はI_Sの最大値の1/3を表
わす。I_Sの瞬時値はコンパレータ１０８の反転入
力ターミナルにおける時間と共に変化する電圧に
より表わされる。

I_Sがその最大値の1/3に迄減少する時、コンパ
レータ１０８の反転入力端子における電圧が非反
転入力端子の電圧迄減少し、これにより電圧コン
パレータ回路１０８をしてその出力パルスI_SWを
生じさせる。

パルスI_SWが存在する場合はトランジスタ１１
８は単純にON状態に切換り、これによりコンデ
ンサ１１４を放電させる。次のエネルギ移送サイ
クルの開始時に、コンデンサ１１４は再びこの特
定のサイクルに対する電流I_Sのピーク値の1/3を
表わす電圧迄充電する。

パルスI_SWも又ワンシヨツト・マルチバイブレ
ータ１１６をしてパルスＢを生じさせる。インバ
ータ１２２はこのパルスＢを受取つて論理値零の
出力信号を生じる。後者の信号が生じると、
ANDゲート１２４は論理値零の信号を生じ、そ
の結果フロツプ８４はリセツトされる。フロツプ
８４のリセツト状態はON信号を出力端子に戻
す。このON信号に応答して、スイツチング・ト
ランジスタ１８はその非導通状態から導通状態へ
切換り、これによりエネルギ移送サイクルを終了
して次のエネルギ蓄積サイクルを開始する。

電圧コンパレータ６４の出力ターミナルがパル
スV_SWの生成の後地電位に戻る時、トランジスタ
７１はOFF状態になる。この状態が生じると、
コンデンサ５４は再びバツテリ開回路電圧２２と
対応する電圧迄充電する。

バツテリ２０が最初に使用される時、バツテリ
開回路電圧２２およびバツテリ内部抵抗２４は比
較的一定の状態を維持する筈である。しかし、バ
ツテリ２０の条件が例えば経年変化等により変化
すると、バツテリの開回路電圧２２および（又
は）バツテリの内部抵抗２４は変化し得る。

本発明を包含する本装置は、バツテリ条件に従
つてコンバータ１０を動的に作動させるものであ
る。コンバータ１０は、バツテリが特にその条件
が劣悪化する時過負荷とならないようにバツテリ
２０から引出されたエネルギ量を制御するよう操
作される。前述の如く、もしバツテリの開回路電
圧２２が減少するか、あるいはバツテリの内部抵
抗２４が増加するならば、（例えば、バツテリ２
０が経年変化するかバツテリの環境条件が変化す
る時、エネルギ蓄積サイクルの間引出されるバツ
テリ電流は減少することになる。もし従来技術に
おける如く、バツテリ負荷電流が専らその大きさ
に関連して遮断され、又もしバツテリの開回路電
圧２２が小さ過ぎるかあるいはバツテリの内部抵
抗２４が大き過ぎるならば、バツテリ２０は負荷
に電流を供給することができなくなり、この時電
流の遮断が生じる。この場合、DC／DCコンバー
タは非常に非効率的に作動することになる。

本発明については添付図面に関して詳細に記述
したが、本発明の主旨および範囲内にある変更が
可能であることは明らかであろう。例えば、当業
者にとつては、コンバータ１０はコンデンサの充
電に要する間隔を増減して若干異なる平均バツテ
リ電流を引出すように操作することができること
は容易に理解できるであろう。