JPS6321366B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 従来の誤差を除去した積分アナログ・デジタル
変換器では、誤差の除去のためにデジタル的又は
アナログ的な特別な複雑な回路構成を必要としか
つ高精度な変換器を実現することが困難であつ
た。

又デジタル的に誤差を除去した従来の積分形ア
ナログ・デジタル変換器では誤差の除去を純デジ
タル的に行うのではなく未知入力電圧の積分時間
を誤差の大きさによつて制御するというアナログ
的な操作を行う。又未知入力電圧に了め参照電圧
を重畳させて、周知の２重積分形変換器の零点の
不連続性を除去しているが、この方式の最大の欠
点は積分器の帰還コンデンサーの誘電体吸収及び
絶縁抵抗の影響を受け、変換器の零点は連続であ
るが正確な零点を持ち得ず必ず誤差が存在し、又
変換器の変換動作電圧が正負の未知入力電圧に対
して、時間軸に対し非対称なので、絶対値の等し
い符号の異る正負の未知入力電圧の変換値に必ず
誤差が付随し、即ち転極誤差が存在し、同時に直
線性が悪い。又誤差を除去するための特別な操作
時間を必要とするため変換の速度が遅いことであ
る。

本発明の変換器は従来の積分形アナログ・デジ
タル変換器に付随する全ての誤差を純デジタル的
に、しかもデジタル的な演算を必要とせずに誤差
を除去した上記従来形の欠点を持たない著るしく
優れた性能を有する変換器である。本発明の変換
器の積分器の動作電圧は、正負の未知入力電圧に
対して、本質的に時間軸に対して対称なので転極
誤差を持たないという画期的な優れた特徴を有
し、かつ著るしく直線性に優れ、変換器の零点は
極めて正確でかつ安定である。

本発明の変換器は純デジタル的に誤差を消去し
ているにも拘わらず、誤差の消去のために何らの
付加的な時間をも必要としないという画期的に優
れた特徴を有しており、この結果変換時間に損失
がないので高速な変換器が実現出来る。又積分器
の出力電圧振巾が半減しているので積分用コンデ
ンサーの性能の影響を受け難い利点を持つ。更に
又未知入力電圧の積分時間が一定なのでノイズに
強い利点を持つ。

本発明の純デジタル的な誤差の消去方法は、デ
ジタル的な誤差の消去を可能にする手段を与える
のみならず数々の著るしく優れた性能の変換器を
実現可能にするものである。

本発明の変換器は特別な複雑な回路構成を必要
とせず、変換の誤差を含んだ入力信号そのものの
変換値と反転増巾器で反転した極性の入力信号の
変換の誤差を含んだ変換値をパルスで計数加算
（又は減算）することによつて正しい変換値を得
ることが出来、付加的な回路構成は著るしく簡単
であり、高精度の変換器を容易に実現出来る著る
しい優れた特徴を有する。零付近の入力電圧の変
換は連続であり、変換器の零点は極めて正確で安
定であり調整を必要とせず、変換に必要な参照電
圧は正のみであり、正及び負の入力電圧に対して
変換の動作電圧は動作時間軸に対称なので本質的
に転極誤差を持たず、比較器のヒステリシス誤差
及び動作時間遅れによる誤差を持たず、変換器を
構成する反転増巾器及び抵抗等の各素子は精度を
要しないのでLSI化に極めて適しており、直接微
小電圧を変換することが出来、又変換値は入力電
圧に正確に比例したパルス列の形で得られるので
リニアライザーを付加することが容易である等の
数々の著るしい利点を有する。

第１図に本発明の回路図を第２図に積分器の出
力波形図を示す。積分器の抵抗R₁及びR₂の入力
電圧の波形を第３図に第４図にスイツチのシーケ
ンス図を示す。変換動作は入力電圧そのものを第
１区間積分して変換値を求める第１，1′及び２区
間から成る第１変換過程と、入力電圧の極性を反
転した電圧を第３区間積分して変換値を求める第
３，3′及び４区間から成る第２過程から成る。
1′及び3′区間は後述で説明するように零入力附近
の変換を安定に連続にするために必要な区間であ
る。入力電圧が正の時入力電圧そのものを積分し
た波形は第２図の１で示す上昇する直線となる。
1′区間では反転した極性の参照電圧を積分するの
で上昇する直線となる。第２区間は参照電圧を積
分するので下降する直線となる。次に第３区間で
は反転した極性の入力電圧を積分するので１区間
とは逆に下降する直線となる。第3′区間及び４区
間は同様に参照電圧及び逆極性の参照電圧を積分
する区間である。第４区間の終了で変換の１周期
を終了する。第１，1′及び２区間の積分量の和及
び第３，3′及び４区間の積分量の和は零であるの
でこの条件を用いて計算すれば次式を得る。

−E_x／E_r＝〔（T_x1＋T_x2）−2t₀〕／2T₀上式でE_x
は入力電圧、E_rは参照電圧、T_x1及びT_x2は第２
及び４区間時間、t₀は1′及び3′区間時間およびT₀
は第１，３区間時間である。

次に上式の計算経過を説明する。第１′図に示
す様に増巾器B₁及びB₂の入力と出力の間の関係
式は一般にe₀＝K₁（e_i−e₁）及びe₀＝−K₂（e_i−e₂）
で表現される。こゝでe₀は出力電圧、K₁及びe₂は
それぞれの入力換算オフセツト電圧である。ｅを
積分器のオフセツト電圧、R₁，R₂及びC₀を積分
器の帰還用抵抗及びコンデンサーとすれば (1) E_x≦Ｏ、又はＯ≦E_x／E_r＜2t₀／2T₀の時。

第４図のスイツチ開閉状態を参照して、第１，
1′、及び２区間の積分量の和を零と置いて次式を
得る。

−K₁（E_x−e₁）−ｅ／R₁CoT₀−K₁（−e₁）−ｅ／R₁C₀
t₀−K₁（E_r−e_r）−ｅ／R₁C₀T_x1 −−K₂（−e₂）−ｅ／R₂C₀T₀−−K₂（E_r−e₂）−ｅ／
R₂C₀t₀−−K₂（−e₂）−ｅ／R₂C₀T_x1＝０……(1) 上式を変形すれば −E_x−（e₁＋ｅ／K₁）／（R₁／K₁）C₀T₀＋e₁＋ｅ／K₁
／（R₁／K₁）C₀t₀−E_r−（e₁＋ｅ／K₁）／（R₁／K₁）C₀
T_x1 −e₂−ｅ／K₂／（R₂／K₂）C₀T₀＋E_r−（e₂−ｅ／K₂）
／（R₂／K₂）C₀to−e₂−ｅ／K₂／（R₂／K₂）C₀T_x1＝０
……(2) e₁′＝e₁＋ｅ／K₁，e₂′＝e₂−ｅ／K₂，R₁′＝
R₁／K₁，R₂′＝R₂／K₂とおいて次式を得る。

−E_x−e₁′／R₁′C₀T₀＋e₁′／R₁′C₀t₀−E_r−e₁′／
R₁′C₀T_x1−e₂′／R₂′C₀T₀ ＋E_r−e₂′／R₂′C₀t₀−e₂′／R₂′C₀T_x1＝０……(3) ξ＝R₁′／R₂′と置いて上式を変形すれば −（E_x−e₁′）＋ξe₂′／R₁′C₀T₀＋e₁′＋ξ（E_r−
e₂′）／R₁′C₀t₀ −（E_r−e₁′）＋ξe₂′／R₁′C₀T_x1＝０ ……(3)′ e′＝e₁′−ξe₂′と置けば次式を得る。

（−E_x＋e′）T₀＋（ξE_r＋e′）t₀＋（−E_r＋e′）T
_x1＝０……(4) 次に第３，3′及び４区間の積分量の和を零と置
いて次式を得る。

−K₁（−e₁）−ｅ／R₁C₀T₀−K₁（E_r−e₁）−ｅ／R₁C₀
t₀−K₁（−e₁）−ｅ／R₁C₀T_x2 −−K₂（E_x−e₂）−ｅ／R₂C₀T₀−−K₂（−e₂）−ｅ／
R₂C₀t₀−−K₂（E_r−e₂）−ｅ／R₂C₀T_x2＝０……(5) 上式を同様に変形して次式を得る。

（ξE_x＋e′）T₀＋（−E_r＋e′）t₀＋（ξE_r＋e′）T
_x2＝０……(6) (4)式と(6)式からT_x1及びT_x2を求めれば T_x1＝ξE_r＋e′／E_r−e′t₀−E_x−e′／E_r−e′T₀…
…(7) T_x2＝E_r−e′／ξE_r＋e′t₀−ξE_x＋e′／ξE_r＋e′T
₀……(8) t₁＝〔T_x1〕_Ex=0 ＝ξE_r＋e′／E_r−e′t₀＋e′／E_r−e′T₀ ……(9) t₂＝〔T_x2〕_Ex=0 ＝E_r−e′／ξE_r＋e′t₀−e′／ξE_r−e′T₀……(1
0) (9)及び(10)式を(7)及び(8)式へ代入すれば T_x1＝−E_x／E_r−e′T₀＋t₁ ……(11) T_x2＝−ξE_x／ξE_r＋e′T₀＋t₂ ……(12) ｄ＝e′／E_rと置いて(11)及び(12)式の和を取り T_x1＋T_x2＝−（１／１−α＋ξ／ξ＋α）E_x／E_rT₀ ＋t₁＋t₂ ……（13） ξ＝１＋δと置きα≪１，δ≪１とすれば １／１−α＋ξ／ξ＋α＝１／１−α＋１＋δ／１＋
δ＋α ＝（１＋α−α²／２＋……＋１＋δ−（δ＋α）
＋（δ＋α）²／２＋……）≒２……（14） (9)及び(10)式から t₁＋t₂＝（ξ−α／１−α＋１−α／ξ＋α）t₀＋（
α／１−α−α／ξ＋α）T₀ ＝（１＋δ＋α＋α−α²／２＋……＋１−α−（δ＋
α）＋（δ＋α）²／２＋……）t₀ ＋α（１＋α−α²／２＋……−１＋（δ＋α）−（δ
＋α）²／２＋……）T₀≒2t₀……（15） （14）及び（15）式を（13）式へ代入して次式
を得る。

−E_x／E_r＝（T_x1＋T_x2）−2t₀／2T₀……（16） (2) E_x≧０、又は−2t₀／2T₀＜E_x／E_r≦０の時。

(1)の場合と同様に第４図を参照して(4)及び(6)式
に対応する式として次の（17）及び（18）式を求
めることが出来る。

−（E_x＋e′）T₀＋（−E_r＋e′）t₀ ＋（ξE_r＋e′）T_x1＝０ ……（17） （ξE_x−e′）T₀＋（ξE_r＋e′）t₀ ＋（−E_r＋e′）T_x2＝０ ……（18） 同様の計算で E_x／E_r＝（T_x1＋T_x2）−2t₀／2T₀ ……（19） 従つて（T_x1＋T_x2）−2t₀をクロツクパルスで計数
すれば全ての誤差は消去され利得変動及び零点変
動の要因は存在しないので変換値は著るしく正確
で安定である。即ち積分器のオフセツト電圧ｅ、
抵抗R₁及びR₂等の影響を受けない。又増巾器B₁，
B₂のオフセツト電圧、増巾度及びステツプ応答
の影響を受けない。さて（T_x1＋T_x2）−2t₀の計数
の方法について説明する。第１図に於て計数容量
2noの計数器C₁が、第２図に示す第２区間の始め
から計数を開始すればC₁は2t₀時間後にフリツ
プ・フロツプＦを反転し、ゲートG₁を開いて計
数器C₂がクロツクパルスの計数を開始する。コ
ンパレータcpが比較パルスを発生した時ゲート
G₁へ送られるクロツクパルスは停止する。次に
第４区間の始めからクロツクパルスの計数を再開
し、第４区間の終了と共に計数を停止すれば
（T_x1＋T_x2）−2t₀の計数が行われたことになる。
次にE_xが零附近の動作を説明する。第５図ｂ〜
ｅにE_xが零附近の積分器の出力波形を示す。ａ
図のＡ，Ｂ，Ｃの波形は等価的に正又は負の参照
電圧を積分することによつて発生させ、比較器の
比較レベルe_rを横切る時クロツク発振器CLが発
振を開始する。ｃについて説明すればE_xが微小
な時T₀時間経過後の積分器の出力の極性は各種
オフセツト電圧の存在のためにE_xの極性によつ
ては定まらないがこの極性を検出し時間軸から遠
ざかる極性の等価参照電圧を積分する。次に第
3′区間の開始は必ず第1′区間の参照電圧の極性と
逆の極性の参照電圧を積分する。ｃに示すδt₁と
δt₂の和（δt₁＋δt₂）が負の時は計数器C₁はオーバ
ーフローしない。この時入力電圧E_xは負数を意
味する。この負数は計数器C₁が2noの補数表現と
して記憶する。パルス列変換器PTはこの補数値
を真数値に対応する個数のパルス列に変換して計
数器C₂に送る。このパルス列の変換時間は短い
ので全体の変換時間に比べて無視出来る。

上述の説明で明かな様に変換器は零の附近で連
続的に動作することが理解される。入力電圧に参
照電圧を重畳して変換値を求める入力電圧の正負
に対して連続な極性の検出を必要としない別の変
換器も構成し得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は実施例回路系統図。 Ｓ１〜Ｓ６はスイツチ、B₁，B₂は増巾器、CP
は比較器、CTLは制御器、CLは発振器、PTは
パルス列変換器、C₁〜C₄は計数器、G₁，G₂はゲ
ート、Ｆはフリツプ・フロツプ。 第２図は積分器の出力波形線図、第３図は抵抗
R₁，R₂の入力電圧波形線図、第４図はスイツチ
の開閉状態図。第５図は入力電圧E_xの零附近の
動作を含む積分器の出力波形線図、第１′図に第
１図に示す増巾器B₁及びB₂の具体的な回路図を
示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ パルス発生手段、パルス計数器、反転増巾
   器、積分器及び比較器を有するアナログ・デジタ
   ル変換器に於て、上記パルス発生手段からのパル
   ス列を上記パルス計数器に印加して作る第１時間
   中に、入力信号を上記積分器に印加して一定信号
   レベルから積分し、再び上記一定信号レベルへ戻
   る極性の参照電圧を上記積分器に印加して上記積
   分器に接続した上記比較器が一定信号レベルを検
   出する第２時間まで積分し、第２時間は入力信号
   と誤差信号との複合信号の関数であり、入力信号
   を上記反転増巾器に印加し、この出力信号を上記
   第１時間と同一時間の第３時間中積分し、再び一
   定信号レベルへ戻る極性の参照電圧を上記一定信
   号レベルまで第４時間中積分し、第４時間は逆極
   性の入力信号と誤差信号との複合信号の関数であ
   り、上記第２時間と第４時間の間上記パルス計数
   器で上記パルス発生手段からのパルスを計数する
   ことによつて誤差信号成分を除去して入力信号に
   比例したデジタル値を得ることを特徴とする積分
   形アナログ・デジタル変換器。