JPS6336777B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6336777B2 JPS6336777B2 JP55141031A JP14103180A JPS6336777B2 JP S6336777 B2 JPS6336777 B2 JP S6336777B2 JP 55141031 A JP55141031 A JP 55141031A JP 14103180 A JP14103180 A JP 14103180A JP S6336777 B2 JPS6336777 B2 JP S6336777B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reflected wave
- signal
- variable
- signal processing
- logarithmic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Closed-Circuit Television Systems (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は人体などの被検体に超音波パルスを発
射し、その反射波を受信し、最終的に必要に応じ
てＢモードエコグラム像等の形式にて表示し、な
どする超音波診断装置における該反射波受信方式
に関するものである。
射し、その反射波を受信し、最終的に必要に応じ
てＢモードエコグラム像等の形式にて表示し、な
どする超音波診断装置における該反射波受信方式
に関するものである。
前記被検体、すなわち人体などの生体組織にお
いては超音波の減衰が比較的大でありこれを無視
し得ない。パルス・エコー方式による超音波検査
を行うに当つては反射波は至近距離からの、往復
行程における減衰も少いものが最初に受信され、
逐次遠方からの、より減衰を被つたものが受信さ
れる。それ故にこのような反射波を受信するに際
しては送波パルスの送り出し時刻から起算して最
初は受信機のゲインを絞り、時間が経過するに従
つてゲインを上昇させて受信を行う、という受信
方式（これを一般にTGCと呼ぶ）が一般的に採
用されている。
いては超音波の減衰が比較的大でありこれを無視
し得ない。パルス・エコー方式による超音波検査
を行うに当つては反射波は至近距離からの、往復
行程における減衰も少いものが最初に受信され、
逐次遠方からの、より減衰を被つたものが受信さ
れる。それ故にこのような反射波を受信するに際
しては送波パルスの送り出し時刻から起算して最
初は受信機のゲインを絞り、時間が経過するに従
つてゲインを上昇させて受信を行う、という受信
方式（これを一般にTGCと呼ぶ）が一般的に採
用されている。
しかしながら、このような従来のTGCによる
受信方式では媒質の分散性までは補償し得ないと
いう難点があつた。すなわち、遠方の、もしくは
低レベルの反射波いわゆる弱い反射波は、単に増
幅度を上げただけではある程度までしか受信でき
ない。反射源の反射特性からしても、また媒質の
分散性（高域ほど損失が大きいという性質）から
しても、探触子から見て弱い反射源はより低い周
波数で観察するのが適切である。
受信方式では媒質の分散性までは補償し得ないと
いう難点があつた。すなわち、遠方の、もしくは
低レベルの反射波いわゆる弱い反射波は、単に増
幅度を上げただけではある程度までしか受信でき
ない。反射源の反射特性からしても、また媒質の
分散性（高域ほど損失が大きいという性質）から
しても、探触子から見て弱い反射源はより低い周
波数で観察するのが適切である。
その対策として、反射源の距離（もしくは時
間）が先に行くに従つて一方的に受信系のフイル
タの中心周波数foを下げてゆきつつ反射波を受信
する方式（例えば米国特許第4016750号）がある。
しかし、この方式は距離に対応して受信レベルが
単調に低くなつてゆく反射源で構成されている目
的領域においては有効であるけれども、実際問題
として色々な減衰特性、分散性ないし反射能力を
有する物体が混在する目的領域においては距離と
反射波レベルとが常に一定の、単調な対応関係に
ないので、常に有効な受信方式であるとは言い難
い。
間）が先に行くに従つて一方的に受信系のフイル
タの中心周波数foを下げてゆきつつ反射波を受信
する方式（例えば米国特許第4016750号）がある。
しかし、この方式は距離に対応して受信レベルが
単調に低くなつてゆく反射源で構成されている目
的領域においては有効であるけれども、実際問題
として色々な減衰特性、分散性ないし反射能力を
有する物体が混在する目的領域においては距離と
反射波レベルとが常に一定の、単調な対応関係に
ないので、常に有効な受信方式であるとは言い難
い。
本発明の目的は、このような点に鑑み、反射源
の性質に応じて、反射源からの反射波の中で最も
情報量の多い周波数領域を選択的に受信し、被検
体のより精密な断層像が得られるような超音波診
断装置の反射波受信方式を提供しようとするもの
である。
の性質に応じて、反射源からの反射波の中で最も
情報量の多い周波数領域を選択的に受信し、被検
体のより精密な断層像が得られるような超音波診
断装置の反射波受信方式を提供しようとするもの
である。
本発明の他の目的は、低レベルの反射波を発す
る反射源から高レベルの反射波を発する反射源ま
でともによく捕捉し、診断上有益なＢモードエコ
グラムとして表示することのできる超音波診断装
置の反射波受信方式を提供しようとするものであ
る。
る反射源から高レベルの反射波を発する反射源ま
でともによく捕捉し、診断上有益なＢモードエコ
グラムとして表示することのできる超音波診断装
置の反射波受信方式を提供しようとするものであ
る。
以上図面を用いて本発明を詳細に説明する。第
１図は本発明に係る超音波診断装置の反射波受信
方式を説明するための信号処理手段の要部構成図
である。
１図は本発明に係る超音波診断装置の反射波受信
方式を説明するための信号処理手段の要部構成図
である。
第１図において、A1〜A4は対数増幅器、LM1
〜LM3はリミツタ、BPF1〜BPF4は中心周波数
及び通過帯域のバンドパス特性がそれぞれに異な
るバンド・パス・フイルタ、DET1〜DET4は検
波器、DL1〜DL3はデイレイ・ライン、Asは加算
増幅器である。初段の対数増幅器A1には探触子
（図示せず）で受信された反射波信号が入力され、
ここで適宜の増幅率で対数増幅する。その出力は
第１のバンド・パス・フイルタBPF1に導かれる
と共にリミツタLM1を介して次段の対数増幅器
A2に導かれている。この対数増幅器A2の出力は
第２のバンド・パス・フイルタBPF2に導かれる
と共にリミツタLM2を介して次段の対数増幅器
A3に導かれている。また、この対数増幅器A3の
出力も増幅器A1，A2の出力がそうであつたよう
に第３のバンド・パス・フイルタBPF3に導かれ
ると共にリミツタLM3を介して最終段の対数増
幅器A4に導かれている。最終段の対数増幅器A4
の出力は第４のバンド・パス・フイルタBPF4に
与えられている。これらの対数増幅器A2〜A4は
リミツタLM1〜LM3とそれぞれに結合して逐次
飽和型の対数増幅回路として受信系の主要部を構
成し、最強レベル領域の反射波（最高レベルの反
射波）を初段の対数増幅器A1部分が担当し、最
も弱いレベル領域を最終段の対数増幅器A4部分
が担当するようになつている。バンド・パス・フ
イルタBPF1〜BPF4の中心周波数f1，f2，f3，f4
はf1＞f2＞f3＞f4に選定してあり、またそれぞれ
の帯域幅も適宜に選定してある。バンド・パス・
フイルタBPF1〜BPF4を通過した交流的な信号は
それぞれ検波器DET1〜DET4に与えられ検波さ
れる。検波器の出力は加算増幅器Asで加算され
ビデオ信号として出力されるが、初段ないし第３
段目までの検波器DET1〜DET3の出力は、各段
で得られる出力信号の遅れを最終段を基準として
補正するための時間遅れを得るデイレー・ライン
DL1〜DL3を介して加算増幅器Asに導かれてい
る。デイレーラインDL1〜DL3は前段のものほど
遅れ時間が長くなつており、それぞれの遅れ時間
はそれぞれのバンド・パス・フイルタの帯域幅に
由来する時間遅れも含めて定められていて、最終
加算時に４つの信号のタイミングが揃うようにな
つている。
〜LM3はリミツタ、BPF1〜BPF4は中心周波数
及び通過帯域のバンドパス特性がそれぞれに異な
るバンド・パス・フイルタ、DET1〜DET4は検
波器、DL1〜DL3はデイレイ・ライン、Asは加算
増幅器である。初段の対数増幅器A1には探触子
（図示せず）で受信された反射波信号が入力され、
ここで適宜の増幅率で対数増幅する。その出力は
第１のバンド・パス・フイルタBPF1に導かれる
と共にリミツタLM1を介して次段の対数増幅器
A2に導かれている。この対数増幅器A2の出力は
第２のバンド・パス・フイルタBPF2に導かれる
と共にリミツタLM2を介して次段の対数増幅器
A3に導かれている。また、この対数増幅器A3の
出力も増幅器A1，A2の出力がそうであつたよう
に第３のバンド・パス・フイルタBPF3に導かれ
ると共にリミツタLM3を介して最終段の対数増
幅器A4に導かれている。最終段の対数増幅器A4
の出力は第４のバンド・パス・フイルタBPF4に
与えられている。これらの対数増幅器A2〜A4は
リミツタLM1〜LM3とそれぞれに結合して逐次
飽和型の対数増幅回路として受信系の主要部を構
成し、最強レベル領域の反射波（最高レベルの反
射波）を初段の対数増幅器A1部分が担当し、最
も弱いレベル領域を最終段の対数増幅器A4部分
が担当するようになつている。バンド・パス・フ
イルタBPF1〜BPF4の中心周波数f1，f2，f3，f4
はf1＞f2＞f3＞f4に選定してあり、またそれぞれ
の帯域幅も適宜に選定してある。バンド・パス・
フイルタBPF1〜BPF4を通過した交流的な信号は
それぞれ検波器DET1〜DET4に与えられ検波さ
れる。検波器の出力は加算増幅器Asで加算され
ビデオ信号として出力されるが、初段ないし第３
段目までの検波器DET1〜DET3の出力は、各段
で得られる出力信号の遅れを最終段を基準として
補正するための時間遅れを得るデイレー・ライン
DL1〜DL3を介して加算増幅器Asに導かれてい
る。デイレーラインDL1〜DL3は前段のものほど
遅れ時間が長くなつており、それぞれの遅れ時間
はそれぞれのバンド・パス・フイルタの帯域幅に
由来する時間遅れも含めて定められていて、最終
加算時に４つの信号のタイミングが揃うようにな
つている。
なお、各種の反射源より広範囲にわたつて分布
する各周波数の反射波を得るために、探触子の駆
動波形はステツプ波形（三角波の立上りで代用す
ることができる）として、できる限りインパルス
状の超音波を送波させるのが望ましい。また反射
波の受信回路も広帯域であるのが望ましく、少な
くとも初段の対数増幅器A1は広帯域にしておく
のが適切である。なお、対数増幅器A1に前置増
幅器を設けてもよいが、その場合には前置増幅器
も十分広帯域にする必要がある。
する各周波数の反射波を得るために、探触子の駆
動波形はステツプ波形（三角波の立上りで代用す
ることができる）として、できる限りインパルス
状の超音波を送波させるのが望ましい。また反射
波の受信回路も広帯域であるのが望ましく、少な
くとも初段の対数増幅器A1は広帯域にしておく
のが適切である。なお、対数増幅器A1に前置増
幅器を設けてもよいが、その場合には前置増幅器
も十分広帯域にする必要がある。
このような構成において反射波を受信する場合
の動作を次に説明する。探触子を第２図のイに示
すようなステツプ状の駆動信号で駆動し、第２図
のロに示すような超音波を被検体に発射する。こ
のようなインパルス状の超音波は被検体内の媒質
の境界面で一部反射され、その反射波を探触子で
受信する。受信された反射波の一例を第２図ハに
示す。この受信波は、強い反射源又は探触子に近
い部位にある反射源からの高レベルの反射波Ａ
（比較的広い周波数スペクトラムを占有している）
と、弱い反射源又は探触子から遠く離れた部位に
ある反射源からの低レベルの反射波Ｂ（主として
低域の周波数スペクトラムを有している）との２
つの反射波よりなる。この信号は逐次飽和型の対
数増幅回路で逐次増幅される。この時、反射波Ａ
は主としてより高い周波数成分でできているの
で、この周波数を含む帯域を有する前段のバン
ド・パス・フイルタを通過する。一方それより後
段の単位対数増幅器に対してはすべて反射波Ａを
増幅した際にリミツタにひつかかり制限された、
いわゆる飽和信号が入力されるため、それらの段
の実質的な周波数特性のいかんにかかわらず実際
上各段とも予定された値の飽和値を出力する。ま
た、反射波Ｂは、より低い周波数で構成されてい
るので、この周波数を含む帯域を有する後段のバ
ンド・パス・フイルタをも無事に通過し、より前
段の出力を受けるバンド・パス・フイルタでは通
過帯域が異なるためカツト・オフされるか、ある
いは通過帯域内の周波信号があつても信号のレベ
ルが低いので検波出力には寄与しない。したがつ
て、バンド・パス・フイルタを通過して得られる
信号は、第２図のニに示すように前記反射波Ａか
らはａのような高周波信号が得られ、また反射波
Ｂからはｂのような低周波信号が得られる。これ
らの信号ａ，ｂは、各々該当する検波器で検波さ
れ、デイレーラインを有する増幅段の信号はその
デイレーラインでそれぞれ時間遅延された後加算
増幅器Asで加算され、対数圧縮されたビデオ信
号として合成され、出力される。
の動作を次に説明する。探触子を第２図のイに示
すようなステツプ状の駆動信号で駆動し、第２図
のロに示すような超音波を被検体に発射する。こ
のようなインパルス状の超音波は被検体内の媒質
の境界面で一部反射され、その反射波を探触子で
受信する。受信された反射波の一例を第２図ハに
示す。この受信波は、強い反射源又は探触子に近
い部位にある反射源からの高レベルの反射波Ａ
（比較的広い周波数スペクトラムを占有している）
と、弱い反射源又は探触子から遠く離れた部位に
ある反射源からの低レベルの反射波Ｂ（主として
低域の周波数スペクトラムを有している）との２
つの反射波よりなる。この信号は逐次飽和型の対
数増幅回路で逐次増幅される。この時、反射波Ａ
は主としてより高い周波数成分でできているの
で、この周波数を含む帯域を有する前段のバン
ド・パス・フイルタを通過する。一方それより後
段の単位対数増幅器に対してはすべて反射波Ａを
増幅した際にリミツタにひつかかり制限された、
いわゆる飽和信号が入力されるため、それらの段
の実質的な周波数特性のいかんにかかわらず実際
上各段とも予定された値の飽和値を出力する。ま
た、反射波Ｂは、より低い周波数で構成されてい
るので、この周波数を含む帯域を有する後段のバ
ンド・パス・フイルタをも無事に通過し、より前
段の出力を受けるバンド・パス・フイルタでは通
過帯域が異なるためカツト・オフされるか、ある
いは通過帯域内の周波信号があつても信号のレベ
ルが低いので検波出力には寄与しない。したがつ
て、バンド・パス・フイルタを通過して得られる
信号は、第２図のニに示すように前記反射波Ａか
らはａのような高周波信号が得られ、また反射波
Ｂからはｂのような低周波信号が得られる。これ
らの信号ａ，ｂは、各々該当する検波器で検波さ
れ、デイレーラインを有する増幅段の信号はその
デイレーラインでそれぞれ時間遅延された後加算
増幅器Asで加算され、対数圧縮されたビデオ信
号として合成され、出力される。
このようにして、より低レベルの反射波に関し
てはより低い周波数において限定された帯域幅に
おいて受信し、逆に高レベルの反射を与える反射
源からの強い反射波は、その占有する周波数帯域
幅中で反射源の微細構造をよく表わし得る所のよ
り高い周波数を含む帯域において受信することが
できる。
てはより低い周波数において限定された帯域幅に
おいて受信し、逆に高レベルの反射を与える反射
源からの強い反射波は、その占有する周波数帯域
幅中で反射源の微細構造をよく表わし得る所のよ
り高い周波数を含む帯域において受信することが
できる。
なお、実施例構成図においては４段の増幅回路
系で構成した場合を示したが、段数はこれに限つ
たことはなく適宜増減することができる。また該
実施例の如く精致に遅延時間を合せて加算を行わ
なくとも、ただ単純に各検波器の出力を加算する
ことによつても、目的によつては十分実用的であ
り得る。第３図は本発明を実施するための他の構
成例で、後段にゆくほど帯域幅を狭めた点が第１
図に示す方式とは異なる。すなわち、対数増幅器
A1〜A4にそれぞれ特性の異なるバンド・パス・
フイルタBPF31〜BPF34を前置すると共に、各対
数増幅器の出力が直接検波器（DET1〜DET4）
で検波される構成となつている。
系で構成した場合を示したが、段数はこれに限つ
たことはなく適宜増減することができる。また該
実施例の如く精致に遅延時間を合せて加算を行わ
なくとも、ただ単純に各検波器の出力を加算する
ことによつても、目的によつては十分実用的であ
り得る。第３図は本発明を実施するための他の構
成例で、後段にゆくほど帯域幅を狭めた点が第１
図に示す方式とは異なる。すなわち、対数増幅器
A1〜A4にそれぞれ特性の異なるバンド・パス・
フイルタBPF31〜BPF34を前置すると共に、各対
数増幅器の出力が直接検波器（DET1〜DET4）
で検波される構成となつている。
バンド・パス・フイルタBPF31〜BPF34の各周
波数帯域幅F1，F2，F3，F4は初段のものほど広
く、後段にゆくに連れて狭くなつて、各段のフイ
ルタの選択特性が前段までのそれの合計の中に含
まれるように選定されている。これにより、初段
の増幅回路の出力にはフイルタBPF31の特性が適
用され、２段目以降の回路の出力にはその前段ま
での各フイルタの特性と当該フイルタの特性を乗
じた特性が課され、したがつて、最終段の回路の
出力には総べてのフイルタBPF31〜BPF34の特性
を乗じた特性が作用するようになつている。
波数帯域幅F1，F2，F3，F4は初段のものほど広
く、後段にゆくに連れて狭くなつて、各段のフイ
ルタの選択特性が前段までのそれの合計の中に含
まれるように選定されている。これにより、初段
の増幅回路の出力にはフイルタBPF31の特性が適
用され、２段目以降の回路の出力にはその前段ま
での各フイルタの特性と当該フイルタの特性を乗
じた特性が課され、したがつて、最終段の回路の
出力には総べてのフイルタBPF31〜BPF34の特性
を乗じた特性が作用するようになつている。
６このように逐次カスケード化される方式により
有効に矛盾なく本発明の反射波受信方式を実現す
ることができる。
有効に矛盾なく本発明の反射波受信方式を実現す
ることができる。
なお、第３図に示すフイルタBPF31〜BPF34は
必ずしもバンド・パス・フイルタである必要はな
く、一部又は全部をローパス（又はハイパス）フ
イルタで構成してもよい。またこの場合において
も、デイレーラインDL1〜3は必要不可欠なもので
はなく、目的によつては省略して支障ない。
必ずしもバンド・パス・フイルタである必要はな
く、一部又は全部をローパス（又はハイパス）フ
イルタで構成してもよい。またこの場合において
も、デイレーラインDL1〜3は必要不可欠なもので
はなく、目的によつては省略して支障ない。
第４図は本発明の反射波受信方式を実施するた
めの更に他の構成例で、反射波のレベルを判別
し、それに応じて受信系のインパルス応答を変更
して反射波を受信することができるように構成し
たものである。第４図において、EXCは探触子
TDの駆動回路、A41，A42は対数増幅器、VFは
可変特性回路、DET41は検波器、CMPは比較器、
LPFは平滑化手段で、通常ローパス・フイルタ
が使用される。駆動回路EXCにより探触子TDを
駆動して超音波を発射し、その反射波を探触子
TDを介して受信し、その電気信号を初段の対数
増幅器A41で適宜に増幅する。続いて、可変特性
回路を経由させた後、対数増幅器A42と検波器
DET41を通して増幅検波し直流成分を含んだビ
デオ信号を得る。このビデオ信号を比較器CMP
で基準値すなわち半固定の基準電圧Vrefと比較
し、その結果をロー・パス・フイルタLPFを介
して高周波成分を除去して適度の丸め込みを行な
つて可変特性回路VFに与え、フイードバツク制
御を行なつている。可変特性回路VFはロー・パ
ス・フイルタLPFより与えられる制御電圧に応
じて信号処理の周波数帯域が変化するように構成
されたもので、第５図にその一実施を示す。これ
は、タツプ付デイレー・ラインDL51と、このタ
ツプにそれぞれ接続される可変係数結合器K51〜
K5oと、これらの可変係数結合器K51〜K5oの出力
を加算する加算増幅器As51より構成され、いわ
ゆるトランスバーサル信号処理回路と呼ばれるも
のである。タツプ付デイレーラインDL51は複数
個のタツプを有し、一端が負荷抵抗R51に接続さ
れていて、これらのタツプとコモンライン間にそ
れぞれ挿入接続され外部から与えられる制御電圧
に応じて静電容量の変わる可変容量CV51〜CV5o
より構成されている。これらの可変容量の静電容
量を変えることによりこのデイレーラインの信号
伝播速度を変化させ、これにより信号処理の行な
われる時間軸上の単位サンプリングレートを変化
させ、従つて全体の構造の与える周波数特性ない
しインパルスレスポンスのスケールフアクタを変
化させることができるようになつている。
めの更に他の構成例で、反射波のレベルを判別
し、それに応じて受信系のインパルス応答を変更
して反射波を受信することができるように構成し
たものである。第４図において、EXCは探触子
TDの駆動回路、A41，A42は対数増幅器、VFは
可変特性回路、DET41は検波器、CMPは比較器、
LPFは平滑化手段で、通常ローパス・フイルタ
が使用される。駆動回路EXCにより探触子TDを
駆動して超音波を発射し、その反射波を探触子
TDを介して受信し、その電気信号を初段の対数
増幅器A41で適宜に増幅する。続いて、可変特性
回路を経由させた後、対数増幅器A42と検波器
DET41を通して増幅検波し直流成分を含んだビ
デオ信号を得る。このビデオ信号を比較器CMP
で基準値すなわち半固定の基準電圧Vrefと比較
し、その結果をロー・パス・フイルタLPFを介
して高周波成分を除去して適度の丸め込みを行な
つて可変特性回路VFに与え、フイードバツク制
御を行なつている。可変特性回路VFはロー・パ
ス・フイルタLPFより与えられる制御電圧に応
じて信号処理の周波数帯域が変化するように構成
されたもので、第５図にその一実施を示す。これ
は、タツプ付デイレー・ラインDL51と、このタ
ツプにそれぞれ接続される可変係数結合器K51〜
K5oと、これらの可変係数結合器K51〜K5oの出力
を加算する加算増幅器As51より構成され、いわ
ゆるトランスバーサル信号処理回路と呼ばれるも
のである。タツプ付デイレーラインDL51は複数
個のタツプを有し、一端が負荷抵抗R51に接続さ
れていて、これらのタツプとコモンライン間にそ
れぞれ挿入接続され外部から与えられる制御電圧
に応じて静電容量の変わる可変容量CV51〜CV5o
より構成されている。これらの可変容量の静電容
量を変えることによりこのデイレーラインの信号
伝播速度を変化させ、これにより信号処理の行な
われる時間軸上の単位サンプリングレートを変化
させ、従つて全体の構造の与える周波数特性ない
しインパルスレスポンスのスケールフアクタを変
化させることができるようになつている。
なお、可変容量CV51〜CV5oとしては、例えば
それぞれが第６図に示すように、逆直列接続した
可変容量ダイオードCVna，CVnbと、その共通
接続点に一端が接続された比較的高い抵抗値を示
す抵抗R61より構成されたものとすることが好ま
しく、抵抗61の他端より制御電圧を印加すること
により可変容量ダイオードに流れる信号電流の側
路を必要とすることなくその静電容量を変えるこ
とができる。このような逆直列構成は特に高速な
制御を行わんとする場合、被処理信号と制御電圧
の干渉防止の点でより有利である。
それぞれが第６図に示すように、逆直列接続した
可変容量ダイオードCVna，CVnbと、その共通
接続点に一端が接続された比較的高い抵抗値を示
す抵抗R61より構成されたものとすることが好ま
しく、抵抗61の他端より制御電圧を印加すること
により可変容量ダイオードに流れる信号電流の側
路を必要とすることなくその静電容量を変えるこ
とができる。このような逆直列構成は特に高速な
制御を行わんとする場合、被処理信号と制御電圧
の干渉防止の点でより有利である。
いずれにせよこのようなトランスバーサル信号
処理を行うに際しては、可変デイレーライン
DL51のすべてのタツプを使う必要はなく、係数
がゼロに近似できる箇所は適当に無視して支障な
い。またこのような具体的なトランスバーサル構
造に限らず、時間軸上のサンプル値列に対する信
号処理は一般のデイジタルフイルタなどにより実
施され得る。その場合、サンプリング周波数を変
化させることによりインパルスレスポンスないし
周波数特性のスケールフアクタは自在に調節され
得る。
処理を行うに際しては、可変デイレーライン
DL51のすべてのタツプを使う必要はなく、係数
がゼロに近似できる箇所は適当に無視して支障な
い。またこのような具体的なトランスバーサル構
造に限らず、時間軸上のサンプル値列に対する信
号処理は一般のデイジタルフイルタなどにより実
施され得る。その場合、サンプリング周波数を変
化させることによりインパルスレスポンスないし
周波数特性のスケールフアクタは自在に調節され
得る。
いずれの構成においても、比較器CMPは公称
無限大のゲインを有するいわゆる比較器であつて
もよいが、また有限適度のゲインを有する通常の
差動増幅器であつてもよい。
無限大のゲインを有するいわゆる比較器であつて
もよいが、また有限適度のゲインを有する通常の
差動増幅器であつてもよい。
また、ロー・パス・フイルタLPFは積分器を
適用することもできる。しかし、このフイードバ
ツク系の応答時間は反射波の波形の一振動よりは
十分遅くなくてはならないが、当該超音波パルス
エコーシステムの送受信系全体の時間軸上の、す
なわち音線（Ｚ軸）上の分解能の単位よりあまり
遅いことは画質の思わぬ変化の原因となり好まし
くない。大体分解能の単位と同じくらいの遅れ時
間に選定するのがよい。
適用することもできる。しかし、このフイードバ
ツク系の応答時間は反射波の波形の一振動よりは
十分遅くなくてはならないが、当該超音波パルス
エコーシステムの送受信系全体の時間軸上の、す
なわち音線（Ｚ軸）上の分解能の単位よりあまり
遅いことは画質の思わぬ変化の原因となり好まし
くない。大体分解能の単位と同じくらいの遅れ時
間に選定するのがよい。
すなわち第５図に示すような構成によつても、
第１図に示す回路と同様に本発明の技術思想を実
現することができる。すなわち、強いレベルの反
射を与える反射源もしくは探触子に近い部位の反
射源からのレベルの高い反射波は高域の周波数信
号成分のみを抽出して処理している。超音波診断
装置では信号の周波数が高いほど分解能を高くす
ることができ、媒質の微細構造がよく見えるよう
にすることができる。一方、低いレベルの反射を
与える反射源もしくは探触子より遠方の反射源か
らのレベルの低い反射波は、その占有スペクトラ
ムに合致した低域を強調してＳ／Ｎ比を向上させ
つつ受信するように処理している。
第１図に示す回路と同様に本発明の技術思想を実
現することができる。すなわち、強いレベルの反
射を与える反射源もしくは探触子に近い部位の反
射源からのレベルの高い反射波は高域の周波数信
号成分のみを抽出して処理している。超音波診断
装置では信号の周波数が高いほど分解能を高くす
ることができ、媒質の微細構造がよく見えるよう
にすることができる。一方、低いレベルの反射を
与える反射源もしくは探触子より遠方の反射源か
らのレベルの低い反射波は、その占有スペクトラ
ムに合致した低域を強調してＳ／Ｎ比を向上させ
つつ受信するように処理している。
以上説明したように、本発明の反射波受信方式
は、受信する反射波のレベルの大きさによつて回
路の周波数特性を変えて受信信号を抽出処理する
ようにしたもので、高レベルの反射波は高域の周
波数帯で受信し、低レベルの反射波は低域の周波
数帯で受信するようにしている。
は、受信する反射波のレベルの大きさによつて回
路の周波数特性を変えて受信信号を抽出処理する
ようにしたもので、高レベルの反射波は高域の周
波数帯で受信し、低レベルの反射波は低域の周波
数帯で受信するようにしている。
本発明の方式によれば、従来のTGCのみによ
る方式すなわち反射源の距離（反射波の帰投時間
に対応する）に応じて単に受信系の増幅率のみを
制御する方式の受信手段と比較して、距離によら
ず均質でより精密なＢモード画像が得られる。
る方式すなわち反射源の距離（反射波の帰投時間
に対応する）に応じて単に受信系の増幅率のみを
制御する方式の受信手段と比較して、距離によら
ず均質でより精密なＢモード画像が得られる。
なお、本発明は前記TGC方式と組合せて構成
することを何ら妨げるものではないが、本発明の
受信方式のみによつて実用上十分精密なＢモード
画像が得られる。
することを何ら妨げるものではないが、本発明の
受信方式のみによつて実用上十分精密なＢモード
画像が得られる。
また、本発明によれば、従来のTGC方式では
たとえ対数圧縮などを施しても潰れてしまつて目
的物体の微細構造をよく知り得なかつたところの
反射波レベルの強い部分（主として微細構造を表
わす高い周波数成分の反射波により表現される部
分）を高域の周波数帯域で受信するように処理す
るので、全体として「明るい所から暗い所まで」
目的物体の微細構造に関する情報量の多いＢモー
ド画像を得ることができる。
たとえ対数圧縮などを施しても潰れてしまつて目
的物体の微細構造をよく知り得なかつたところの
反射波レベルの強い部分（主として微細構造を表
わす高い周波数成分の反射波により表現される部
分）を高域の周波数帯域で受信するように処理す
るので、全体として「明るい所から暗い所まで」
目的物体の微細構造に関する情報量の多いＢモー
ド画像を得ることができる。
また、透音性で減衰の少ない大きな体腔などを
介した先にある目的物体に対しては、前記米国特
許第4016750号にもとづく単純な方式では一方的
に修正された周波数特性を適用してしまうのでそ
のような体腔のある所とない所では先の方の目的
物体の見え方の様子が異なつてしまう。その対策
としては、実際に超音波の被る分散性に基づいて
信号処理すればよいことが理解できよう。この場
合、分散性は本発明が採用しているように被つた
減衰量すなわち目的物体から来る反射波の強さを
指標とした方がより良く把握される。したがつ
て、本発明は前述のように体腔などの有無に影響
されることなくより実体的な断層像を得ることが
できる。
介した先にある目的物体に対しては、前記米国特
許第4016750号にもとづく単純な方式では一方的
に修正された周波数特性を適用してしまうのでそ
のような体腔のある所とない所では先の方の目的
物体の見え方の様子が異なつてしまう。その対策
としては、実際に超音波の被る分散性に基づいて
信号処理すればよいことが理解できよう。この場
合、分散性は本発明が採用しているように被つた
減衰量すなわち目的物体から来る反射波の強さを
指標とした方がより良く把握される。したがつ
て、本発明は前述のように体腔などの有無に影響
されることなくより実体的な断層像を得ることが
できる。
第１図は本発明に係る超音波診断装置の反射波
受信方式を説明するための要部構成図、第２図は
反射波受信方式を説明するための動作波形図、第
３図及び第４図は本発明を実施するための他の構
成例を示す図、第５図は第４図に示す可変特性回
路VFの一実施例を示す構成図、第６図は可変容
量の一具体例を示す図である。 A1〜A4，A41，A42…対数増幅器、LM1〜LM3
…リミツタ、BPF1〜BPF4，BPF31〜BPF34…バ
ンド・パス・フイルタ、DET1〜DET4，DET41
…検波器、DL1〜DL3…デイレーライン、As，
As51…加算増幅器、VF…可変特性回路、CMP…
比較器、LPF…ロー・パス・フイルタ、DL51…
タツプ付デイレーライン、Ｌ…インダクタンス、
CVna，CVnb…可変容量ダイオード、K51〜K5o
…可変係数結合器。
受信方式を説明するための要部構成図、第２図は
反射波受信方式を説明するための動作波形図、第
３図及び第４図は本発明を実施するための他の構
成例を示す図、第５図は第４図に示す可変特性回
路VFの一実施例を示す構成図、第６図は可変容
量の一具体例を示す図である。 A1〜A4，A41，A42…対数増幅器、LM1〜LM3
…リミツタ、BPF1〜BPF4，BPF31〜BPF34…バ
ンド・パス・フイルタ、DET1〜DET4，DET41
…検波器、DL1〜DL3…デイレーライン、As，
As51…加算増幅器、VF…可変特性回路、CMP…
比較器、LPF…ロー・パス・フイルタ、DL51…
タツプ付デイレーライン、Ｌ…インダクタンス、
CVna，CVnb…可変容量ダイオード、K51〜K5o
…可変係数結合器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 被検体に超音波を発射し、その反射波を信号
処理手段により受信処理し、処理された信号を基
にしてＢモード表示を行うように構成した超音波
診断装置において、 前記信号処理手段は、受信する反射波信号のレ
ベルが高いときは高域の周波数帯域において受信
し、反射波信号のレベルが低いときは低域の周波
数帯域において受信するようにしたことを特徴と
する超音波診断装置の反射波受信方式。 ２ 前記信号処理手段は、 反射波信号を対数増幅する対数増幅器と、 この対数増幅器経由の反射波信号を信号処理す
る際の周波数帯域が、外部からの制御電圧に応じ
て変化する可変特性回路と、 この可変特性回路経由の反射波信号を検波して
ビデオ信号を得る検波器と、 この検波器の出力と基準値とを比較する比較器
と、 この比較器の出力を平滑化し、前記可変特性回
路に帰還する制御電圧を得る平滑化手段と、 を具備し、受信する反射波信号のレベルに応じて
信号処理の周波数帯域が変化するようにしたこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の超音波
診断装置の反射波受信方式。 ３ 前記信号処理手段は、 入力信号の振幅を制限するリミツタを前置した
対数増幅器を複数個縦続接続してなる逐次飽和型
の対数増幅回路と、 前記対数増幅器の出力端にそれぞれ接続され別
個に異なつた特性を有する複数個のバンド・パ
ス・フイルタと、 これらのバンド・パス・フイルタの出力をそれ
ぞれに検波する複数個の検波器と、 これらの検波器の出力を最終的にすべて加算増
幅して対数圧縮されたビデオ信号を得る加算増幅
器と、 を具備し、前段の対数増幅器に接続されるバン
ド・パス・フイルタほど高域の周波数通過帯域と
なるようにして信号処理を行うようにしたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の超音波診
断装置の反射波受信方式。 ４ 前記信号処理手段を、 周波数帯域の異なるバンド・パス・フイルタを
それぞれ前置すると共に更に入力信号の振幅を制
限するリミツタをそれぞれ前置した対数増幅器を
複数個縦続接続してなる逐次飽和型の対数増幅回
路と、 前記対数増幅器の出力をそれぞれに検波する複
数個の検波器と、 これらの検波器の出力を最終的にすべて加算増
幅して対数圧縮されたビデオ信号を得る加算増幅
器と、 により構成し、前段の対数増幅器に接続されるバ
ンド・パス・フイルタほど高域の周波数帯域とな
るようにして信号処理を行うようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の超音波診断
装置の反射波受信方式。 ５ 前記可変特性回路を、外部制御電圧に応じ
て、入力される反射波信号のサンプリングレート
が変化するように構成したことを特徴とする特許
請求の範囲第２項記載の超音波診断装置の反射波
受信方式。 ６ 前記可変特性回路を、 多数の中間タツプを有するLCはしご型デイレ
ーラインを用い、それらの各タツプとコモンライ
ンとの間に可変容量ダイオードを接続し、この可
変容量ダイオードに前記外部制御電圧を供給する
ように構成した可変遅延時間デイレーラインと、 前記多数の中間タツプの各々あるいは選択され
た一部にそれぞれ接続される複数個の可変係数結
合器と、 この可変係数結合器の出力を加算する加算増幅
器と により構成したことを特徴とする特許請求の範囲
第２項記載の超音波診断装置の反射波受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55141031A JPS5764048A (en) | 1980-10-08 | 1980-10-08 | Receiving system for catoptric wave of ultrasonic diagnostic device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55141031A JPS5764048A (en) | 1980-10-08 | 1980-10-08 | Receiving system for catoptric wave of ultrasonic diagnostic device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5764048A JPS5764048A (en) | 1982-04-17 |
| JPS6336777B2 true JPS6336777B2 (ja) | 1988-07-21 |
Family
ID=15282601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55141031A Granted JPS5764048A (en) | 1980-10-08 | 1980-10-08 | Receiving system for catoptric wave of ultrasonic diagnostic device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5764048A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59156333A (ja) * | 1983-02-28 | 1984-09-05 | 横河メディカルシステム株式会社 | 超音波診断装置 |
| JPS59181145A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-15 | 富士通株式会社 | 超音波診断装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55120859A (en) * | 1979-03-13 | 1980-09-17 | Hitachi Medical Corp | Receiving circuit in ultrasonic wave diagnosis device |
-
1980
- 1980-10-08 JP JP55141031A patent/JPS5764048A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5764048A (en) | 1982-04-17 |
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