JPS634430B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、系統電源に接続されるサイリスタ整
流器の如き可制御直流電源装置から直流リアクト
ルを介して供給される直流入力電流を交流出力電
流に変換して負荷に供給するインバータ（いわゆ
る電流形インバータ）の電流制御装置に関し、と
くにインバータ出力電流波形の改善に関する。

例えば金属の電気化学的表面用電源として種々
の交流が用いられているが、その一つとして矩形
波交流を用いる方法が考えられている。この矩形
波電流には厳密な矩形の波形が要求される。負荷
となる金属の表面処理用電解槽は等価回路として
抵抗ＲとコンデンサＣの並列回路とみなすことが
できる。このCR負荷は一般に比較的大きい時定
数を持つている。このような負荷に矩形波電流を
供給する装置として第１図に示すような電流形イ
ンバータが考えられる。インバータ１０の主回路
には主サイリスタ１〜４のほかに図示されていな
い消弧サイリスタおよび転流コンデンサからなる
転流回路が設けられていて、インバータ１０は自
励インバータとして構成されている。直流リアク
トル５を介して平滑された直流入力電流を供給す
る可制御直流電源装置として例えば50Hzの系統電
源に接続されたサイリスタ変換器２０が設けられ
ている。サイリスタ変換器２０の出力電圧Vdcと
インバータ１０の直流端子電圧Vdiとの差電圧が
直流リアクトル５に印加される。直流リアクトル
５に印加される差電圧が大きいと大きく電流Idが
変化する。金属の電気化学的表面処理のために電
流Idの変動は規定の僅かな値以下にすることが要
求される。ところが、例えば主サイリスタ１，４
が導通している状態から主サイリスタ２，３が導
通する状態へ転流を行なわせたときに、転流直前
の等価回路は第２図Ａのようになるのに対して、
転流直後の等価回路は第２図Ｂのようになる。す
なわち、転流直前には負荷電圧V_Lはサイリスタ
変換器出力電圧Vdcに対向する極性にあつたのに
対して直流直後にはサイリスタ変換器出力電圧
Vdcと同じ向きの極性に変化する。したがつてリ
アクトル５の印加電圧はVdc―V_LからVd＋V_Lへ
変化する。この結果、直流入力電流Idは転流直後
に第３図Ａに示す如く上昇してゆき、それから負
荷およびリアクトル５を通る回路の時定数で減衰
してゆくが、電流整定には数10msecを要す。そ
のためインバータの交流出力電流は第３図Ｂに示
す如く矩形波からずれて丸みを帯びた波形とな
る。この直流電流Idの変化を抑える作用は直流リ
アクトル５のインダクタンスおよびサイリスタ変
換器２０に作用する電流調節器の応答にたよつて
いるが、電流調節器の応答には限界があるため
に、直流電流Idの変化を要求どうりの許容範囲に
抑えようとすると、非常に大きな直流リアクトル
が必要である。

本発明の目的は、起電力を含む負荷あるいは比
較的大きな時定数を有する容量性負荷に給電する
電流形インバータの出力電流波形を改善するこ
と、すなわち比較的小さい直流リアクトルを用い
ても転流動作にともなう直流電流の変化を十分に
抑制することのできるインバータの電流制御装置
を提供することにある。

この目的を達成する本発明によるインバータ電
流制御装置の特徴は、インバータ直流入力電流を
検出する電流検出手段と、インバータ直流入力電
流に対して目標値を設定する手段と、前記電流検
出手段によつて検出されたインバータ直流入力電
流を前記設定手段によつて設定された目標値と比
較し、インバータ直流入力電流が該目標値に一致
するように前記可制御直流電源装置の出力電圧を
制御する電流調節手段と、インバータの直流入力
電圧の変化分相当を含む信号を形成して、この信
号を前記電流制御手段の出力信号に重畳して前記
可制御直流電源装置に与える電圧補償手段とを備
えているところある。

以下、図面を参照しながら本発明を詳細に説明
する。

第４図は本発明の実施例を示すブロツク線図で
あり、自励インバータ１０、サイリスタ変換器２
０、直流リアクトル、負荷等価回路Ｃ，Ｒは第１
図に示した回路と同じ構成であつてよい。インバ
ータ１０の周波数は設定器１１によつて設定され
る。設定器１１からの入力電圧に比例した周波数
のパルスを発生する電圧／周波数変換器１２の出
力パルスを受けとるパルス分配器１３によつて自
励インバータ１０内のサイリスタに点弧パルスが
供給される。インバータ直流入力電流Idの実際値
はサイリスタ整流器の交流側に設けられた電流検
出器２１によつて検出される。電流検出器２１に
よつて検出された電流実際値は電流調節器２２の
入力回路において電流設定器２３からの電流目標
値と比較される。電流調節器２２は点弧角調整器
２４を介してサイリスタ変換器２０の出力電圧を
制御して電流実際値を電流目標値に一致させる働
きをする。しかしながら、既に第２図および第３
図により説明したように転流動作にともなうイン
バータ直流端子電圧Vd_Iの変化を補償することが
できるほど電流調節器２２を含む電流制御系の応
答を速くすることは不可能であり、直流リアクト
ル５を著しく大きなものにしない限り、電流波形
が第３図Ａ，Ｂの如くになるのは避け得ない。こ
れを改善するために、本発明にしたがつて、電流
調節器２２と点弧角調節器２４との間に電圧補償
回路２５が挿入されている。この電圧補償回路２
５では電流調節器２２の出力信号に電圧検出器１
４によつて検出されたインバータ直流端子電圧
Vd_Iの変化分相当を含む信号が重畳される。

第５図は電圧補償回路２５の一例を示す。電圧
検出器１４によつて検出されたインバータ直流端
子電圧Vd_Iを導かれるフイルタ２５１はインバー
タ周期T_Iに比べて大きな時定数を持つ一次遅れ
要素であり、インバータ直流端子電圧Vd_Iの定常
値に相当する出力電圧を出力する。加算点２５２
では電圧検出器１４の出力電圧とフイルタ２５１
の出力電圧との差が形成される。この差はインバ
ータ直流端子電圧Vd_Iの変化分に相当し、これが
加算点２５３において電流調節器２２の出力電圧
に加算される。その加算電圧が関数発生器２５４
に入力される。関数発生器２５４の出力電圧が点
弧角調整器２４のための制御入力電圧となる。関
数発生器２５４は点弧角調整器２４の制御入力電
圧Vdとサイリスタ変換器の出力電圧Vdcとの間
の非線形を補償するのに役立つもので、場合によ
つては省略可能である。

第５図に示す電圧補償回路２５の変形例として
第６図に示してある電圧補償回路に２６において
は、第５図におけるフイルタ２５１が２つのサン
プルホールド回路２５１Ａ，２５１Ｂからなる一
種のフイルタに置き換えられている。各サンプル
ホールド回路２５１Ａ，２５１Ｂのサンプラとし
て役立つスイツチS₁，S₂および両サンプルホール
ド回路出力端を交互に加算点２５２に接続するス
イツチS₃，S₄はFETの如き電子スイツチであり、
スイツチS₁，S₄は主サイリスタ１，４のオン指令
でオンされ、スイツチS₂，S₃は主サイリスタ２，
３のオン指令でオンされる。その他の構成は第５
図の実施例と同じである。

第７図には主サイリスタ１，４および２，３の
それぞれのオンオフ指令信号と第６図における回
路各点〜の信号電圧の時間経過の一例が示さ
れている。主サイリスタ１，４を介して負荷回路
に正方向に流れていた直流入力電流Idを主サイリ
スタ２，３を介して負荷に負方向に流れるよう
に、あるいはその逆に転流を行なわせた際に、第
７図の点信号電圧波形から分るようにインバー
タ１０の直流端子電圧Vd_Iは、転流直前にはサイ
リスタ変換器２０の出力電圧Vdcに対してそれと
ほぼ等しい値で逆向きに対抗していたのに、転流
直後にはサイリスタ変換器出力電圧Vdcに対して
それとほぼ等しい値で順極性の向きになり、そし
て負荷の時定数にしたがつてゆつくりと再び逆向
きに対抗する極性に戻る。このようなインバータ
１０の直流端子電圧Vd_Iの転流にともなう変動は
既に述べたように直流入力電流Idを変動させる原
因となる。これを補償するために設けられた電圧
補償回路２５では、その都度交互にインバータ出
力電圧を追跡して転流直前の値をホールドしてそ
れを交互に加算点に伝達するサンプルホールド回
路２５１Ａ，２５１Ｂにより、第７図に示す点
信号電圧波形として示されているようなインバー
タ直流電圧Vd_Iの定常値（≒Vdc）が検出され、
加算点２５２において、点信号電圧と点信号
電圧との差が形成され、点信号電圧として示さ
れているようなインバータ直流電圧Vd_Iの変化分
に相当する信号電圧が生じる。この変化分相当の
信号電圧が加算点２５３において電流調節器２２
の出力信号電圧（点信号電圧）重畳される。加
算点２５３の出力信号電圧（点信号電圧）はイ
ンバータ直流電圧Vd_Iに対応した波形を有し、関
数発生器２５４の非線形補償のおかげでサイリス
タ変換器１０はそのインバータ直流電圧Vd_Iに対
応した出力電圧Vdcを発生することができる。つ
まり、電流調節器２２の応答を待たずにインバー
タ直流電圧Vd_Iの変動に応じてフイードフオワー
ド式にサイリスタ変換器出力電圧Vdcを制御し
て、直流リアクトル５の端子間電圧Vdc―Vd_Iを
ほぼ零に保つて直流電流Idの変化を防止するよう
にしているのである。したがつて直流リアクトル
５の小形化が可能となる。

上述の電流補償作用は非線形補償のための関数
発生器２５４を設けたことによつて完全なものと
なるが、これは省略可能であり、この場合には電
圧補償作用は若干不完全となる。

先に示した第５図の実施例における点〜の
信号電圧波形も第７図の波形図に対応する。ただ
しフイルタ２５１は平均値出力であるので、点
信号電圧が第６図の場合よりも小さくなり、した
がつて点信号電圧は直流分を含むことになる
が、その代りにこの直流分相当だけ電流調節器の
出力電圧レベルが下がり、結局関数発生器２５４
の入力電圧は等しくなる。このことは電流調節器
２２の出力電圧に重畳される点信号電圧には直
流分を含んでよいことを意味する。それ故、第５
図および第６図においてフイルタ部および加算点
２５２を省略してインバータ直流電圧Vd_Iの検出
値を直接的に加算器２５３に導くようにすること
もできる。要は点信号電圧に電圧Vd_Iの変化分
相当が含まれていることである。

第８図および第９図は電圧補償回路２５の他の
考え得る変形例である。いずれの場合にも前と同
様の関数発生器２５４が設けられていて、この関
数発生器２５４の入力側の加算点２５において、
電流調節器２２の出力電圧に第７図に示す点信
号波形を有するインバータ出力電圧変化分相当の
電圧が重畳される。第８図の実施例では、主サイ
リスタ１，４もしくは２，３のオン指令によつて
投入されるスイツチにS₁もしくはS₂により不完全
微分回路２５６Ａもしくは２５６Ｂにステツプ状
に電流調節器２２の出力電圧を入力し、各微分回
路の出力を係数器２５７Ａ，２５７Ｂを介して加
算器２５３に導くようにしている。電流調節器２
２の出力電圧はサイリスタ変換器出力電圧Vdcに
対応するものであるので、両微分回路の時定数を
負荷電圧の変化の時定数に一致させ、両係数器に
より適度のゲインＫを与えることにより、インバ
ータ直流電圧Vd_Iの変化分相当の信号をつくり出
すことができる。若干補償精度が悪くなるが、負
荷回路抵抗Ｒの変化範囲が狭くしたがつて負荷電
圧の変化範囲が狭い場合には、第９図に示すよう
にスイツチS₁，S₂を介して微分回路２５６Ａ，２
５６Ｂに入力される電圧は設定器２５７によりあ
らかじめ適当に設定しておくこともできる。

以上の変形例のほかに本発明技術思想を逸脱し
ない範囲で種々の変形が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による制御装置が適用されるイ
ンバータの主回路構成例を示す回路図、第２図お
よび第３図は従来の制御装置における問題点を説
明するための転流直前直後の等価回路図および電
流波形図、第４図は本発明による制御装置を実施
するための装置の概略構成を示すブロツク図、第
５図および第６図は第４図の装置における要部の
互いに異なる実施例を示すブロツク図、第７図は
第６図の実施例についての動作波形図、第８図お
よび第９図は上記要部について互いに異なる変形
例を示すブロツク図である。 １〜４……主サイリスタ、１０……インバー
タ、２０……サイリスタ変換器、２２……電流調
節器、２４……点弧角調整器、２５……電圧補償
回路、１４……インバータ直流端子電圧検出器、
２５１……フイルタ、２５２，２５３……加算
点、２５４……関数発生器、２５１Ａ，２５１Ｂ
……サンプルホールド回路、２５６Ａ，２５６Ｂ
……微分回路、２５７Ａ，２５７Ｂ……係数器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可制御直流電源装置から直流リアクトルを介
   して供給される直流入力電流を矩形波交流出力電
   流に変換して、起電力を含む負荷もしくは比較的
   大きな時定数を有する容量性負荷に給電するイン
   バータにおいて、 インバータ直流入力電流を検出する電流検出手
   段２１と、 インバータ直流入力電流に対して目標値を設定
   する手段２３と、 前記電流検出手段によつて検出されたインバー
   タ直流入力電流を前記設定手段によつて設定され
   た目標値と比較し、インバータ直流入力電流が該
   目標値に一致するように前記可制御直流電源装置
   を制御する電流調節手段２２と、 インバータの直流入力電圧の変化分相当を含む
   信号を形成して、この信号を前記電流制御手段の
   出力信号に重畳して前記可制御直流電源装置に与
   える電圧補償手段２５と、 を備えていることを特徴とするインバータの電流
   制御装置。