JPS6357985B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6357985B2 JPS6357985B2 JP17799580A JP17799580A JPS6357985B2 JP S6357985 B2 JPS6357985 B2 JP S6357985B2 JP 17799580 A JP17799580 A JP 17799580A JP 17799580 A JP17799580 A JP 17799580A JP S6357985 B2 JPS6357985 B2 JP S6357985B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input signal
- amplitude
- interference wave
- average value
- received input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
本発明は無線通信におけるデジタル伝送におい
て、通信路に妨害電波が加えられた場合の妨害波
除去受信方式に関し、特に信号に比較して狭帯域
な妨害波が通話路に加えられた場合の妨害波除去
受信方式に関するものである。 近年、特に軍用通信の方面において、強力な電
波妨害を与えられても通信を継続できる通信方式
または受信方式が求められている。これは
ECCM（Electronic Counter Counter Measure）
または対妨害通信とも言われ、電子戦における戦
略上不可欠な機能と考えられている。このような
対妨害通信の究極的形体はSS（Spread
Spectrum）方式になると一般的には考えられて
いるが、現在または近い将来において多重化され
た高速（約1Mbps以上）のデータ信号を実時間
で通信する方式にSS方式を有効に適用すること
は、かなりむずかしいものと考えられる。 したがつて本発明の目的は、特に無線通信路に
信号の伝送帯域幅と比較して狭帯域な妨害波が加
えられても、この妨害波を除去して良好な通信を
確保することの可能な妨害波除去受信方式を得よ
うとするものである。 本発明によれば、デジタル信号を無線通信路を
通して伝送し、受信する通信方式において、妨害
波を含む受信入力信号の振幅の平均値を一定に保
つ手段と、前記振幅の平均値の一定に保たれた受
信入力信号を復調し判定器を用いて送信データの
推定値を得る手段と、前記判定器への入力信号と
該判定器の出力信号から前記受信入力信号に含ま
れる妨害波を推定再生する手段と、推定再生した
妨害波の平均値を一定に保つ手段と、前記平均値
の一定に保たれた推定再生妨害波と前記受信入力
信号の相関からこの受信入力信号に含まれる妨害
波の振幅と位相を検出し、この検出した妨害波の
振幅と位相から前記平均値の一定に保たれた推定
再生妨害波の振幅と位相を制御する手段と、前記
受信入力信号の振幅の平均値を一定に保つ手段の
前に配置され、前記受信入力信号に含まれる妨害
波から前記振幅と位相の制御された推定再生妨害
波を負帰還的に差し引く手段とをそなえ、前記受
信入力信号に含まれる妨害波を除去しながら受信
するようにした妨害波除去受信方式が得られる。 次に図面を参照して詳細に説明する。 第１図は本発明による妨害波除去受信方式を多
相位相変調同期検波方式に適用した場合の構成の
一例を示したものである。第１図において、１は
パスバンドの減算器、２はパスバンドの利得可変
増幅器であつて、３に示す自動利得制御増幅器
（以下AGC増幅器という）によつて利得制御され
る。４はPSK復調器であつて図示してないキヤ
リア再生及びパスバンド−ベースバンド変換器を
含んでいる。また５は入力電圧が正であるか負で
あるかを判定識別してプラス側判定点の電圧かマ
イナス側判定点の電圧を出力する判定器（波形整
形器の一種、例えば比較器すなわちしきい値電圧
がプラス側判定点の電圧である高利得増幅器）、
６は送信及び受信総合のベースバンドにおける等
価インパルス応答を有する低域波器、７は低域
波器６の遅延時間に等価な遅延時間Ｄを与える
遅延回路、８はベースバンドの減算器、９は減算
器８のベースバンド出力をPSK復調器４におけ
る再生されたキヤリアを用いてパスバンドに変換
する線形変調器、１０はパスバンドの利得可変増
幅器であつて、１１で示すAGC増幅器によつて
利得を制御される。更に１２は複素共役信号を得
るためのパスバンドの共役回路、１３は減算器１
への入力信号と共役回路１２の出力信号の相関出
力を得るための乗算器（パスバンド×パスバン
ド）、１４は積分の時定数を与える低周波波器、
１５はベースバンドの可変増幅器、１６は可変増
幅器１５の出力によつて利得可変増幅器１０の出
力の振幅と位相を制御するための乗算器（ベース
バンド×パスバンド）である。次にこの装置の動
作について説明する。 減算器１への受信入力信号Srは信号と妨害波
の和であるから、 Sr＝√２αA（ｔ）ej〓〓t ＋√２βB（ｔ）ej〓〓t ……(1) で表わすことができる。ただし信号波も妨害波も
解析信号で表現されている。式(1)において、αは
信号波の振幅（実効値）、βは妨害波の振幅（実
効値）をあらわしており、又Ａ（ｔ）は信号波の
ベースバンド変調信号（複素数）で、平均値をあ
らわす＜｜Ａ（ｔ）｜2＞は１に正規化されており、
Ｂ（ｔ）は妨害波のベースバンド変調信号（複素
数）で、 ＜｜Ｂ（ｔ）｜2＞は１に正規化されているとする。
但し２つのベースバンド変調信号の間にはＢ（ｔ）
の時間変動がＡ（ｔ）に比較して極めてゆつくり
したもので、Ｂ（ｔ）Ｂ（ｔ−Ｄ）が成り立つも
のとする。更にω〓は信号波の角周波数、ω〓は妨
害波の角周波数をあらわすものとする。 第１図において、減算器１と乗算器１６の間を
切断して乗算器１６の出力Sfが減算器１に加えら
れない状態を考えると、利得可変増幅器２の出力
は、AGC増幅器３により出力レベルを１に正規
化すると、 となる。PSK復調器４の復調機能は式(2)の信号
にγ・e-j〓〓tを乗じ（γは定数）、ベースバンド変
調信号に比例した信号を取り出すことであるか
ら、PSK復調器４の出力は、
て、通信路に妨害電波が加えられた場合の妨害波
除去受信方式に関し、特に信号に比較して狭帯域
な妨害波が通話路に加えられた場合の妨害波除去
受信方式に関するものである。 近年、特に軍用通信の方面において、強力な電
波妨害を与えられても通信を継続できる通信方式
または受信方式が求められている。これは
ECCM（Electronic Counter Counter Measure）
または対妨害通信とも言われ、電子戦における戦
略上不可欠な機能と考えられている。このような
対妨害通信の究極的形体はSS（Spread
Spectrum）方式になると一般的には考えられて
いるが、現在または近い将来において多重化され
た高速（約1Mbps以上）のデータ信号を実時間
で通信する方式にSS方式を有効に適用すること
は、かなりむずかしいものと考えられる。 したがつて本発明の目的は、特に無線通信路に
信号の伝送帯域幅と比較して狭帯域な妨害波が加
えられても、この妨害波を除去して良好な通信を
確保することの可能な妨害波除去受信方式を得よ
うとするものである。 本発明によれば、デジタル信号を無線通信路を
通して伝送し、受信する通信方式において、妨害
波を含む受信入力信号の振幅の平均値を一定に保
つ手段と、前記振幅の平均値の一定に保たれた受
信入力信号を復調し判定器を用いて送信データの
推定値を得る手段と、前記判定器への入力信号と
該判定器の出力信号から前記受信入力信号に含ま
れる妨害波を推定再生する手段と、推定再生した
妨害波の平均値を一定に保つ手段と、前記平均値
の一定に保たれた推定再生妨害波と前記受信入力
信号の相関からこの受信入力信号に含まれる妨害
波の振幅と位相を検出し、この検出した妨害波の
振幅と位相から前記平均値の一定に保たれた推定
再生妨害波の振幅と位相を制御する手段と、前記
受信入力信号の振幅の平均値を一定に保つ手段の
前に配置され、前記受信入力信号に含まれる妨害
波から前記振幅と位相の制御された推定再生妨害
波を負帰還的に差し引く手段とをそなえ、前記受
信入力信号に含まれる妨害波を除去しながら受信
するようにした妨害波除去受信方式が得られる。 次に図面を参照して詳細に説明する。 第１図は本発明による妨害波除去受信方式を多
相位相変調同期検波方式に適用した場合の構成の
一例を示したものである。第１図において、１は
パスバンドの減算器、２はパスバンドの利得可変
増幅器であつて、３に示す自動利得制御増幅器
（以下AGC増幅器という）によつて利得制御され
る。４はPSK復調器であつて図示してないキヤ
リア再生及びパスバンド−ベースバンド変換器を
含んでいる。また５は入力電圧が正であるか負で
あるかを判定識別してプラス側判定点の電圧かマ
イナス側判定点の電圧を出力する判定器（波形整
形器の一種、例えば比較器すなわちしきい値電圧
がプラス側判定点の電圧である高利得増幅器）、
６は送信及び受信総合のベースバンドにおける等
価インパルス応答を有する低域波器、７は低域
波器６の遅延時間に等価な遅延時間Ｄを与える
遅延回路、８はベースバンドの減算器、９は減算
器８のベースバンド出力をPSK復調器４におけ
る再生されたキヤリアを用いてパスバンドに変換
する線形変調器、１０はパスバンドの利得可変増
幅器であつて、１１で示すAGC増幅器によつて
利得を制御される。更に１２は複素共役信号を得
るためのパスバンドの共役回路、１３は減算器１
への入力信号と共役回路１２の出力信号の相関出
力を得るための乗算器（パスバンド×パスバン
ド）、１４は積分の時定数を与える低周波波器、
１５はベースバンドの可変増幅器、１６は可変増
幅器１５の出力によつて利得可変増幅器１０の出
力の振幅と位相を制御するための乗算器（ベース
バンド×パスバンド）である。次にこの装置の動
作について説明する。 減算器１への受信入力信号Srは信号と妨害波
の和であるから、 Sr＝√２αA（ｔ）ej〓〓t ＋√２βB（ｔ）ej〓〓t ……(1) で表わすことができる。ただし信号波も妨害波も
解析信号で表現されている。式(1)において、αは
信号波の振幅（実効値）、βは妨害波の振幅（実
効値）をあらわしており、又Ａ（ｔ）は信号波の
ベースバンド変調信号（複素数）で、平均値をあ
らわす＜｜Ａ（ｔ）｜2＞は１に正規化されており、
Ｂ（ｔ）は妨害波のベースバンド変調信号（複素
数）で、 ＜｜Ｂ（ｔ）｜2＞は１に正規化されているとする。
但し２つのベースバンド変調信号の間にはＢ（ｔ）
の時間変動がＡ（ｔ）に比較して極めてゆつくり
したもので、Ｂ（ｔ）Ｂ（ｔ−Ｄ）が成り立つも
のとする。更にω〓は信号波の角周波数、ω〓は妨
害波の角周波数をあらわすものとする。 第１図において、減算器１と乗算器１６の間を
切断して乗算器１６の出力Sfが減算器１に加えら
れない状態を考えると、利得可変増幅器２の出力
は、AGC増幅器３により出力レベルを１に正規
化すると、 となる。PSK復調器４の復調機能は式(2)の信号
にγ・e-j〓〓tを乗じ（γは定数）、ベースバンド変
調信号に比例した信号を取り出すことであるか
ら、PSK復調器４の出力は、
【式】として
となる。ここで妨害波ははじめ非常に小さいとし
て、 α≫β ……(4) が成り立つとすると、式(3)は近似的に Ａ（ｔ）＋β／αＢ（ｔ）ej(〓〓-〓〓)t ……(5) となる。この式(5)は受信データが、送信データＡ
（ｔ）成分と、この送信データＡ（ｔ）を基準とし
て振幅、位相、及び周波数に応じてさまざまに変
化する妨害波成分β／αＢ（ｔ）ej(〓〓-〓〓)tとの合
成ベ クトルであることを示す。式(5)の一部は判定器５
に入力され、一部は遅延器７に入力される。判定
器５は、式(5)のベクトルの雑音成分の絶対値｜
β／αＢ（ｔ）｜が送信データの絶対値｜Ａ（ｔ）｜よ り大きくないと判定すれば、すなわち入力電圧が
正（又は０）であれだ、先に説明したように、プ
ラス側判定点すなわち推定再生データA^（ｔ）（判
定点）を出力する。なおこの場合判定器５として
は実部と虚部に各１ケすなわち計２ケ用いる必要
がある。遅延器７の出力は式５の信号が低域波
器６の等価インパルス応答における遅延時間Ｄだ
け遅れたものであるから Ａ（ｔ−Ｄ）＋β／αＢ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓-〓〓)(t-
D)……(6) となり、低域波器６は推定送信データA^（ｔ）
を送信及び受信総合のベースバンドにおける等価
インパルス応答を有しているので、それを通した
出力は近似的に Ａ（ｔ−Ｄ） ……(7) となる。従つて減算器８の出力には式(6)から式(7)
を減算した β／αＢ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓-〓〓)（ｔ−Ｄ）……(8) が得られる。線形変調器９の出力は、PSK復調
器４からの再生されたキヤリアej〓〓tと式(8)との乗
算であるから、 β／αＢ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓t-〓) ……(9) となる。ただしφ＝（ω〓−ω〓）Ｄとする。利得可
変増幅器１０の出力は、線形変調器９の出力であ
る式(9)を１に正規化したものであるから、 Ｂ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓t-〓) ……(10) となる。また共役回路１２の出力は式(10)の複素共
役信号であるから B*（ｔ−Ｄ）e-j(〓〓t-〓) ……(11) となる。ただし＊は複素共役を意味する。乗算器
１３の出力は、式(11)の信号と受信入力信号Srを
乗算したものであるから、 ｛√２αA（ｔ）ej〓〓t＋√２βB（ｔ）ej〓〓t｝ ・B*（ｔ−Ｄ）e-j(〓〓t-〓) ……(12) であらわされる。はじめの仮定でＡ（ｔ）とＢ
（ｔ）とは互いに無相関であり、又Ｂ（ｔ）Ｂ
（ｔ−Ｄ）が成り立つとしているので、式(12)を低
域波波器１４を通して積分すると、近似的に √２βB（ｔ）B*（ｔ−Ｄ）ej〓 √２βej〓 ……（13） となる。これに開ループゲインＫを可変増幅器１
５によつて乗じ、乗算器１６で式(10)に掛けると、
乗算器１６の出力Sfの開ループの値Sfoは Ｋ・√２βej〓・Ｂ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓t-〓) ・√２βB（ｔ）ej〓〓t ……（14） となる。 次に第１図において減算器１と乗算器１６の間
を接続すると、全体として負帰還ループが構成さ
れ、乗算器１６の出力Sfの閉ループの値Sfcは Ｋ／１＋Ｋ・√２βB（ｔ）ej〓〓t ……（15） となる。したがつて増幅器１５の増幅率Ｋを充分
大きくとれば、受信入力信号Srに含まれる妨害
波成分を除去しながら多相位相変調波を同期検波
することができる。 以上説明したように本発明による受信方式で
は、信号の伝送帯域幅と比較して狭帯域な妨害
波、すなわち無変調妨害波及び伝送されるデジタ
ル信号の伝送速度と比較して低速度の変調信号に
よつて振幅ならびに位相変調された妨害波、が受
信入力信号に対して加えられても、妨害波を推定
しこれを受信入力から差し引くことによつて妨害
波を除去し、良好な通信を維持することができ
る。
て、 α≫β ……(4) が成り立つとすると、式(3)は近似的に Ａ（ｔ）＋β／αＢ（ｔ）ej(〓〓-〓〓)t ……(5) となる。この式(5)は受信データが、送信データＡ
（ｔ）成分と、この送信データＡ（ｔ）を基準とし
て振幅、位相、及び周波数に応じてさまざまに変
化する妨害波成分β／αＢ（ｔ）ej(〓〓-〓〓)tとの合
成ベ クトルであることを示す。式(5)の一部は判定器５
に入力され、一部は遅延器７に入力される。判定
器５は、式(5)のベクトルの雑音成分の絶対値｜
β／αＢ（ｔ）｜が送信データの絶対値｜Ａ（ｔ）｜よ り大きくないと判定すれば、すなわち入力電圧が
正（又は０）であれだ、先に説明したように、プ
ラス側判定点すなわち推定再生データA^（ｔ）（判
定点）を出力する。なおこの場合判定器５として
は実部と虚部に各１ケすなわち計２ケ用いる必要
がある。遅延器７の出力は式５の信号が低域波
器６の等価インパルス応答における遅延時間Ｄだ
け遅れたものであるから Ａ（ｔ−Ｄ）＋β／αＢ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓-〓〓)(t-
D)……(6) となり、低域波器６は推定送信データA^（ｔ）
を送信及び受信総合のベースバンドにおける等価
インパルス応答を有しているので、それを通した
出力は近似的に Ａ（ｔ−Ｄ） ……(7) となる。従つて減算器８の出力には式(6)から式(7)
を減算した β／αＢ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓-〓〓)（ｔ−Ｄ）……(8) が得られる。線形変調器９の出力は、PSK復調
器４からの再生されたキヤリアej〓〓tと式(8)との乗
算であるから、 β／αＢ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓t-〓) ……(9) となる。ただしφ＝（ω〓−ω〓）Ｄとする。利得可
変増幅器１０の出力は、線形変調器９の出力であ
る式(9)を１に正規化したものであるから、 Ｂ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓t-〓) ……(10) となる。また共役回路１２の出力は式(10)の複素共
役信号であるから B*（ｔ−Ｄ）e-j(〓〓t-〓) ……(11) となる。ただし＊は複素共役を意味する。乗算器
１３の出力は、式(11)の信号と受信入力信号Srを
乗算したものであるから、 ｛√２αA（ｔ）ej〓〓t＋√２βB（ｔ）ej〓〓t｝ ・B*（ｔ−Ｄ）e-j(〓〓t-〓) ……(12) であらわされる。はじめの仮定でＡ（ｔ）とＢ
（ｔ）とは互いに無相関であり、又Ｂ（ｔ）Ｂ
（ｔ−Ｄ）が成り立つとしているので、式(12)を低
域波波器１４を通して積分すると、近似的に √２βB（ｔ）B*（ｔ−Ｄ）ej〓 √２βej〓 ……（13） となる。これに開ループゲインＫを可変増幅器１
５によつて乗じ、乗算器１６で式(10)に掛けると、
乗算器１６の出力Sfの開ループの値Sfoは Ｋ・√２βej〓・Ｂ（ｔ−Ｄ）ej(〓〓t-〓) ・√２βB（ｔ）ej〓〓t ……（14） となる。 次に第１図において減算器１と乗算器１６の間
を接続すると、全体として負帰還ループが構成さ
れ、乗算器１６の出力Sfの閉ループの値Sfcは Ｋ／１＋Ｋ・√２βB（ｔ）ej〓〓t ……（15） となる。したがつて増幅器１５の増幅率Ｋを充分
大きくとれば、受信入力信号Srに含まれる妨害
波成分を除去しながら多相位相変調波を同期検波
することができる。 以上説明したように本発明による受信方式で
は、信号の伝送帯域幅と比較して狭帯域な妨害
波、すなわち無変調妨害波及び伝送されるデジタ
ル信号の伝送速度と比較して低速度の変調信号に
よつて振幅ならびに位相変調された妨害波、が受
信入力信号に対して加えられても、妨害波を推定
しこれを受信入力から差し引くことによつて妨害
波を除去し、良好な通信を維持することができ
る。
第１図は本発明による妨害波除去受信方式の一
実施例のブロツク図である。 記号の説明：１は減算器、２は利得可変増幅
器、３はAGC増幅器、４はPSK復調器、５は判
定器、６は低域波器、７は遅延回路、８は減算
器、９は線形変調器、１０は利得可変増幅器、１
１はAGC増幅器、１２は共役回路、１３は乗算
器、１４は低周波波器、１５は可変増幅器、１
６は乗算器をそれぞれあらわしている。
実施例のブロツク図である。 記号の説明：１は減算器、２は利得可変増幅
器、３はAGC増幅器、４はPSK復調器、５は判
定器、６は低域波器、７は遅延回路、８は減算
器、９は線形変調器、１０は利得可変増幅器、１
１はAGC増幅器、１２は共役回路、１３は乗算
器、１４は低周波波器、１５は可変増幅器、１
６は乗算器をそれぞれあらわしている。
Claims (1)
- １ デジタル信号を無線通信路を通して伝送し、
受信する通信方式において、妨害波を含む受信入
力信号の振幅の平均値を一定に保つ手段と、前記
振幅の平均値の一定に保たれた受信入力信号を復
調し判定器を用いて送信データの推定値を得る手
段と、前記判定器への入力信号と該判定器の出力
信号から前記受信入力信号に含まれる妨害波を推
定再生する手段と、推定再生した妨害波の平均値
を一定に保つ手段と、前記平均値の一定に保たれ
た推定再生妨害波と前記受信入力信号の相関から
この受信入力信号に含まれる妨害波の振幅と位相
を検出し、この検出した妨害波の振幅と位相から
前記平均値の一定に保たれた推定再生妨害波の振
幅と位相を制御する手段と、前記受信入力信号の
振幅の平均値を一定に保つ手段の前に配置され、
前記受信入力信号に含まれる妨害波から前記振幅
と位相の制御された推定再生妨害波を負帰還的に
差し引く手段とをそなえ、前記受信入力信号に含
まれる妨害波を除去しながら受信するようにした
妨害波除去受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17799580A JPS57103455A (en) | 1980-12-18 | 1980-12-18 | Receiving system eliminating disturbing wave |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17799580A JPS57103455A (en) | 1980-12-18 | 1980-12-18 | Receiving system eliminating disturbing wave |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57103455A JPS57103455A (en) | 1982-06-28 |
| JPS6357985B2 true JPS6357985B2 (ja) | 1988-11-14 |
Family
ID=16040693
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17799580A Granted JPS57103455A (en) | 1980-12-18 | 1980-12-18 | Receiving system eliminating disturbing wave |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57103455A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5321847A (en) * | 1991-07-26 | 1994-06-14 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for detecting intermodulation distortion in a radio frequency receiver |
-
1980
- 1980-12-18 JP JP17799580A patent/JPS57103455A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57103455A (en) | 1982-06-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA1338153C (en) | Interference canceller | |
| US5610946A (en) | Radio communication apparatus | |
| US6097773A (en) | Co-channel interference reduction | |
| US5675608A (en) | Synchronous transmitter and receiver of spread spectrum communication method | |
| US5548838A (en) | Interference cancellation system employing a polar vector modulator | |
| US4272846A (en) | Method for cancelling impulsive noise | |
| US5479453A (en) | Wireless telecommunication digital receiver | |
| CA2054173C (en) | Digital radio receiver having amplitude limiter and logarithmic detector | |
| US6192226B1 (en) | Carrier squelch processing system and apparatus | |
| US6741838B2 (en) | Method and device for diversity transmission/reception | |
| EP0674398B1 (en) | Delay spread sensor and detection switching circuit using it | |
| JP2959498B2 (ja) | 自動周波数制御回路 | |
| KR100776442B1 (ko) | 통신 시스템의 간섭 추정 방법 및 시스템 | |
| JPS6357985B2 (ja) | ||
| CA2155432C (en) | Circuit for removing random fm noise | |
| US7418027B2 (en) | Method and apparatus for ultra wideband communications system employing a spread spectrum technique transmitting a baseband signal over a wide frequency band | |
| JPS6216581B2 (ja) | ||
| JPH05291995A (ja) | 無線中継局における干渉補償方法 | |
| US5615411A (en) | Method and apparatus for composite signal separation and FM demodulation | |
| KR100325690B1 (ko) | 엘엠에스 기법을 이용한 결정-지향 반송파 복원장치 및 방법 | |
| US7254181B2 (en) | Transmitting apparatus and method, receiving apparatus and method, and transmitting and receiving apparatus and method | |
| JPH08307287A (ja) | 無線通信装置 | |
| JP2002077094A (ja) | 交差偏波干渉除去システム | |
| JPH0629942A (ja) | 自動利得制御回路 | |
| JPS6412137B2 (ja) |