JPS6360638B2

JPS6360638B2 -

Info

Publication number: JPS6360638B2
Application number: JP56035488A
Authority: JP
Priority date: 1980-03-14
Filing date: 1981-03-13
Publication date: 1988-11-25
Also published as: EP0036248A1; EP0036248B1; US4300081A; DE3166240D1; JPS56141793A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はパルス幅変調式直流サーボモータ制御
システムのモータ電圧帰還安定化に関する。

一般に、位置サーボ制御システムは追従モード
で作動して入力電圧に従つてサーボモータの出力
軸位置を調節する。サーボモータ出力軸の位置に
応じてトランスジユーサが加算接続部に入力信号
を帰還させて誤差信号を発生させ、この誤差信号
の大きさを減らすようにサーボモータが付勢され
る。或るパルス幅変調式システムでは、制御パル
スの幅に相当した期間、サーボモータが付勢させ
られ、それぞれの制御パルスの幅は誤差信号の大
きさの関数として決められる。システムが不安定
な場合、通常、別の帰還ループが設けられてサー
ボモータ出力軸の速度の関数としてシステム応答
に制動をかける。こうして、望ましくない振動を
防ぐ。普通は、サーボモータ出力軸にタコメータ
を接続することによつて速度帰還信号を得てい
る。タコメータを加えることによつて、費用が余
分にかかる他に、制御システム全体の信頼性がか
なり低下することは、一般に知られている。

非付勢時にサーボモータの逆起電力を測定する
ことによつて速度帰還信号を与えることも提案さ
れている。パルス幅変調式制御システムでは、モ
ータ電圧の逆起電力部分は、モータ付勢期間およ
びそれに対応する誘導キツクバツク／クランプ期
間の後でかつ次の付勢期間の開始前に生じる。し
たがつて、関係のある従来の制御システムはサン
プル・アンド・ホールドその他同様の回路を設け
てモータ電圧の検出を逆起電力電圧のみの存在に
対応する時間と同期させている。しかしながら、
このような回路手段も多数の余分な構成要素を必
要とするので、制御システムの信頼性をかなり低
下させるのである。

したがつて、本発明の目的はタコメータまたは
精巧なタイミング制御回路を使用することなくサ
ーボモータ速度帰還信号を得ることのできる改良
帰還サーボ制御システムを提供することにある。

本発明の別の目的はサーボモータの連続した平
均端子電圧が帰還目的のためにサーボモータ出力
軸の速度を正確に表示する改良サーボ制御システ
ムを提供することにある。

本発明の別の目的は帯域幅をそれを変えがちな
望ましくない作動状態であつてもほぼ一定に保
ち、モータ速度帰還の安定した改良サーボモータ
制御システムを提供することにある。

本発明のまた別の目的は通常の作動状態ではモ
ータ出力軸の速度の関数として応答が安定してお
り、また、モータ入力を所望の値以上に上昇させ
る傾向のある極端な、すなわち予測のつかなかつ
た作動状態でモータに供給される電力を制限する
改良サーボモータ制御システムを提供することに
ある。

これらの目的は付勢時間と誘導キツクバツク／
クランプ期間とがほぼ等しくなり、かつ付勢時間
中のモータ電圧が誘導キツクバツク／クランプ期
間のモータ電圧とほぼ等しく、極性が逆であるよ
うにする種々の回路抑制作用を与えることによつ
て達成される。一層詳しく言えば、モータ付勢用
および誘導放電用の回路の時常数がほぼ等しいよ
うに設計されており、また、モータ付勢パルス幅
がモータのＬ／Ｒ時常数よりも小さいように制限
されているのである。連続モータ電圧が平均化し
ている場合、モータ付勢に関連した電圧は誘導キ
ツクバツク／クランプに関連した電圧をほぼキヤ
ンセルし、モータの逆起電力に対応する電圧だけ
を残す。その結果、パルス反復期間全体（付勢、
キツクバツク／クランプ、逆起電力）にわたつて
の平均モータ電圧はサーボモータ出力軸の速度に
ほぼ一致する。

本発明の制御システムの別の利点として、故障
または極端な作動状態の下でモータに送られる電
力を制限し、かつ制御システム帯域幅をほぼ一定
に保つことができるということがある。

本発明およびそれをどのように実施するかを、
以下、添付図面を参照しながら説明する。

第１図を参照して、参照符号１０は自動車のス
テアリング機構のような負荷装置を作動させるた
めの出力軸１２を有する二方向性直流サーボモー
タを示している。種々の形式の直流モータを用い
ることができるが、モータ１０は永久磁石式ある
いは分磁路式のモータであることが好ましい。付
勢電流は選択的に作動させることのできるスイツ
チ１６，１８，２０，２２を含むモータ付勢回路
を介して蓄電池２４の形態である電圧源からモー
タ１０の巻線に供給される。電圧クランプ手段を
含むモータインダクタンス放電手段として働くダ
イオード２６，２８，３０，３２が設けてあつ
て、蓄電池２４の電圧レベルに等しい電圧レベル
まで消勢した際、モータに生じた逆誘導電圧をク
ランプしてダイオード電圧低下を防ぐようになつ
ている。モータ出力軸１２を第１の方向に回転さ
せるには、スイツチ１６，１８を閉ざし、モータ
端子３４からモータ端子３５への方向におけるモ
ータ１０を通る電流路を完成する。スイツチ１
６，１８が再び開かれると、モータ巻線に貯えら
れた誘導エネルギが蓄電池（バツテリ）２４、モ
ータ１０およびダイオード２６，２８を含む回路
を通してバツテリ２４を充電するように方向付け
られる。モータ出力軸１２を逆方向に回転させる
には、スイツチ２０，２２を閉じて端子３５から
３４への方向における、モータ１０を通るツテリ
２４からの回路を完成させる。スイツチ０，２２
を再び開くと、モータ巻線に貯えられた誘導エネ
ルギはダイオード３０，３２を通してバツテリ２
４を充電するように向けられる。

スイツチ１６，１８はトランジスタ３６の導電
状態に従つて制御され、また、スイツチ２０，２
２はトランジスタ３８の導電状態に従つて制御さ
れる。明らかなように、トランジスタ３６，３８
の両方が導電状態になることはない。スイツチ１
６，１８，２０，２２は、それぞれ、同じ要領で
作動し、２つのトランジスタおよび２つのバイア
ス抵抗器から成る。特に、スイツチ１６，２０は
同一であり、スイツチ１８，２２も同一である。
トランジスタ３６が導通状態になると、スイツチ
１８の端子９０のところで電圧を上昇させてトラ
ンジスタ９２，９４を導電状態にし、かつスイツ
チ１６の端子９６のところで電圧を低下させてト
ランジスタ９８，１００を導電状態にする。した
がつて、モータ付勢回路が、バツテリ２４、トラ
ンジスタ１００、モータ１０およびトランジスタ
９４を通して完成する。トランジスタ３６が非導
電状態になると、トランジスタ９２，９４，９
８，１００も非導電状態にもどる。トランジスタ
３８が導電状態になると、スイツチ２２の端子１
０２のところで電圧が上昇してトランジスタ１０
４，１０６を導電状態にし、かつスイツチ２０の
端子１０８のところで電圧を低下させてトランジ
スタ１１０，１１２を導電状態にする。こうし
て、バツテリ２４、トランジスタ１１２、モータ
１０の巻線およびトランジスタ１０６を通してモ
ータ付勢路が完成する。トランジスタ３８がその
非導電状態にもどされると、トランジスタ１０
４，１０６，１１０および１１２も非導電状態に
もどされる。

正、負の基準電圧（＋Vp、−Vp）の間にポテ
ンシオメータ４０が接続してあり、可動接触器４
２がモータ出力軸１２に機械的に接続してあつて
可動接触器４２のところに現われる電圧が出力軸
１２の瞬間的な回転位置を示すようになつてい
る。この電圧（以後、角度帰還信号と呼ぶ）は、
指令電圧（CMD）４６と共に、１つの入力とし
て、差動増幅器４８に与えられて導線５０に誤差
信号を発生させる。指令電圧（さまざまな方法で
得ることができる）は所望のモータ出力軸位置を
示す。たとえば、モータ１０によつて制御される
負荷が自動車のステアリング機構である場合、側
方案内機構によつて指令電圧が発生し、これは進
路訂正に必要なかじ取角に一致する。サーボモー
タ１０の端子３４，３５は平均回路５８の形態で
ある平均化回路手段に入力部として接続してあ
り、この平均回路の出力は１回またはそれ以上の
パルス反復期間にわたつてサーボモータ１０を横
切つて現われる平均電圧を示す。したがつて、抵
抗器５２〜５５およびコンデンサ５６〜５７何回
かのパルス反復期間のRC回路時常数となるよう
に選定するのが好ましい。また、システムの所望
の全帯域幅が平均回路５８の常数の上限を示すこ
ともわかるであろう。回路５８の出力部はポテン
シオメータ６０に接続してあり、ポテンシオメー
タ・タツプ６１が端子６２に接続するのに適した
レベルの信号を取り入れる。信号発生器６４が波
形６６で示すように直流電圧レベルがゼロの三角
波信号を発生する。この信号は端子６２に与えら
れ、この端子６２は加算接続部演算増幅器７０に
接続してあり、その結果、この増幅器７０の出力
は導線５０のところの誤信号を安定したやり方で
ゼロまで減ずるのに必要な瞬間的なモータ付勢を
示す直流電圧成分を有する三角波である。差動増
幅器４８、信号発生器６４、作動増幅器７０は本
発明のシステムのパルス幅制御手段を形成する。
抵抗器７６〜７９は増幅器７０のための正しい利
得を得るのに適した大きさである。増幅器７０の
出力は、トランジスタ３６，３８のためのパルス
幅変調付勢パルスを発生させる目的のために比較
器７４，７５の両方に入力として与えられてい
る。正、負の基準電圧８２，８４はそれぞれ比較
器７４，７５の他の入力部に接続してある。比較
器７４の出力部はトランジスタ３６の通電を制御
するように接続してあり、比較器７５の出力部は
トランジスタ３８の通電を制御するように接続し
てある。トランジスタ３６び３８は、比較器７４
と連動し、以下に述べるモータ付勢期間を規定す
るスイツチ手段を形成する。

第２図に示す波形は第１図を参照して説明した
回路の作動を示している。グラフＡは直流電圧成
分を有する三角波形７２、たとえば、加算増幅器
７０の出力部のところに現われる波形を示してい
る。正、負の基準電圧８２，８４も示してある。
先に述べたように、直流成分の大きさはサーボモ
ータ１０の所望の付勢値、すなわち、指令電圧４
６、角度帰還信号およびモータ電圧帰還信号に従
つて決定されるパラメータに関係する。比較器７
４，７５は波形７２の電圧を正、負の基準電圧８
２，８４と連続的に比較し、グラフＢ，Ｃはそれ
ぞれトランジスタ３６，３８のその結果生じた導
電状態を示している。トランジスタ３８は、波形
７２の電圧が負の基準電圧８４よりもさらに負と
なつたときのみ導電状態にバイアスされる。この
説明では、上記の状態が生じることは決してない
ので、トランジスタ３８は非導電状態に留まる。
トランジスタ３６は、波形７２の電圧が正の基準
電圧８２よりも正となつたときにのみ導通状態に
バイアスされる。作動期間は波形７２の直流成分
の大きさに対応し、オン状態の間、トランジスタ
３６はスイツチ１６，１８を作動させてバツテリ
２４をモータ１０に接続する。したがつて、バツ
テリ２４は、グラフＢに示すパルスに従つて端子
３４から３５への方向でサーボモータ１０に付勢
電流を供給する。明らかなように、パルス反復期
間Ｔ（逆周波数）は一定に留まり、波形７２の時
間に等しい。

第２図のグラフＤはグラフＡ−Ｃに示す波形に
相当するモータ電圧を示している。バツテリ２４
の電圧VbはT1として示すモータ付勢期間にサー
ボモータ１０の端子３４，３５を横切つて現われ
る。グラフＥはモータ電機子電流を示しており、
時間Ｔ１に、参照符号１３２によつて示すように
このモータ電機子電流が上昇するのがわかるであ
ろう。トランジスタ３６が非導電状態となつてモ
ータ付勢路を中断したとき、サーボモータ１０に
貯えられた誘導エネルギは第１図に関連して述べ
た要領でバツテリ２４を充電するのに用いられ
る。この期間（T2）中、サーボモータ端子３４，
３５を横切る電圧はダイオード２６，２８によつ
てほぼバツテリ電圧Vbにクランプされる。しか
しながら、誘導エネルギが逆電圧極性を持つてい
るので、期間（T2）中のモータ電圧はグラフＤ
に示すように負の電圧である。

期間T2の間、モータ電機子電流はグラフＥに
参照番号１３４で示すようにゼロに向つて減ず
る。これが符号１３８で示すようにゼロになつた
とき、サーボモータ端子３４，３５を横切つて
（期間T3の間）現われる電圧は、逆起電力、すな
わちモータ出力軸１２の速度の関数だけによるも
のである。

本発明では、全パルス反復期間（Ｔ）にわた
る、サーボモータ端子３４，３５を横切つての平
均電圧１５２が、斜線部分１４８（T1）の面積
が斜線部分１５０（T2）の面積に等しくなつた
ときのサーボモータ出力軸１２の速度を示す。こ
の状態が存在し、モータ電圧が平均化（回路５８
などによつて）されたときに、その結果生じた電
圧１５２は期間T3中に生じるモータ電圧のみ、
すなわち、モータ出力軸１２の速度に正比例する
電圧のみを反映することになる。期間T1、T2に
わたる平均電圧をゼロにするように面積１４８，
１５０を確保すべく、次のような回路制御を行な
う。まず、モータ付勢回路（スイツチ１６，１
８，２０，２２を含む）の時常数が誘導エネルギ
放出回路（ダイオード２６，２８，３０，３２を
含む）の時常数にほぼ等しいのである。この抑制
は上述の回路要素の正しい選定によつて達成する
ことができる。第２に、期間T2中に生じる逆誘
導電圧を、ダイオード２６，２８，３０，３２に
よつて、付勢期間T1中にサーボモータ１０を与
えられると同じ電圧Vdにクランプするのである。
第３に、付勢期間T1を第２図のグラフＥに示す
ようにモータ１０のＬ／Ｒ時常数（Ｔ）よりも小
さい値に制限するのである。サーボモータ１０
の／Ｒ時常数により、付勢電流１３２はグラフＥ
に示すように指数的に上昇する。当業者には明ら
かなように、電機子電流の増大はモータ時常数時
（電機子電流がその最終値の約63％に達するまで
の間）比較的線形であり、参照符号１６０で示す
目標値に漸近線状に近づく。モータ付勢期間T1
がモータ時常数よりも小さい値に抑制されている
かぎり、モータ１０を通る電機子電流の上昇はほ
ぼ線形である。電機子放電電流、すなわち、誘導
もどり電流（グラフＥに参照符号１３４で示す）
も指数関数であり、ダイオード２６，２８，３
０，３２は放電電流をそれがほとんど非線形とな
る前にクリツプするように作動する。さらに、
T1モータ電圧がT2モータ電圧にほぼ等しく、極
性逆であり、充電、放電時常数がほぼ等しい場
合、面積１４８，１５０がほぼ等しくなる。この
状態がグラフＡ−Ｅに示してあり、上記の抑制が
固守されているかぎり持続する。先に述べたよう
に、第２の抑制はダイオード２６，２８，３０，
３２のクランプ作用によつて達成され、第３の抑
制はスイツチ１６，１８，２０，２２およびダイ
オード２６，２８，３０，３２の正しい選定によ
つて達成される。したがつて、充電、放電回路は
ほぼ等しいインピーダンスを持つ。第１の抑制
（付勢期間T2をモータ時常数よりも小さく制限す
ること）はモータ端子３４，３５から得られた負
の帰還を介して、かつ最大所望モータ入力電力
（T1がＬ／Ｒモータ時常数に等しい）を最大予想
モータ負荷に合わせることによつて達成される。
さらに、付勢期間T1とパルス反復期間Ｔとの関
係は時間T3が誘導放電期間T2の終了に続いて存
在するようにしなければならない。パルス反復期
間Ｔが付勢期間T1の少なくとも２倍となつてい
ない場合、その後の付勢ルスは時間T3の開始時
またはその前に開始することになる。したがつ
て、パルス反復期間ＴはモータＬ／Ｒ時常数、す
なわち、正規の状態下での最大付勢期間の少なく
とも２倍でなければならない。システムの能率を
考えると、パルス反復期間Ｔが2.0〜3.3モータ
Ｌ／Ｒ時常数であるように選定したときに性能が
最適なものとなることがわかつた。設計上、Ｌ／
Ｒモータ時常数は集中インピーダンス要素の挿入
によつて変更することができる。たとえば、モー
タ巻線と直列に誘導子を挿入することによつて時
常数を延期することができる。

第２図のグラフＦは付勢期間T1がサーボモー
タ１０のＬ／Ｒ時常数を越えた状態でのモータ電
圧を示す。先に指摘したように、この状態は多数
の要因、たとえば、制御システム回路の故障、急
なモータ始動、あるいはモータ出力軸１２がロツ
クしたときのような極度の負荷などにより生じる
可能性がある。時間T1の増大という理由ではい
つでも、代表的な制御システムは従順に長いT1
パルス幅に応答し、制御システムに過負荷を与え
ると共にシステム帯域幅（応答時間）を変える可
能性がある。たとえば、ロータが停止あるいはロ
ツクした状態では、タコメータの出力部は、この
状態でのモータ出力軸１２の速度がゼロRPMで
あるから、なんら有効な負の帰還を与えないこと
になる。しかしながら、本発明の帰還制御システ
ムは上記の状態では付勢パルスT1の幅を制御す
るように作動する。モータ出力軸速度帰還信号が
平均モータ電圧の関数として得られるからであ
る。上記の状態（T1がＬ／Ｒモータ時常数より
も長い）では、付勢期間T1および誘導放電時間
T2がグラフＦに示すように全パルス反復時間
（Ｔ）を占める可能性がある。その結果、モータ
電圧が逆起電力にのみよるときがなく、平均モー
タ電圧はサーボモータ出力軸１２の速度を表わさ
ない。平均モータ電圧はこのような状態ではモー
タ出力軸速度を表わしていないが、参照符号１８
６によつて示すような比較的高い電圧レベルをと
り、したがつて、負の帰還で作動して付勢パルス
T1の幅を許容量に制限し、かつシステム帯域幅
をほぼ一定に保つ。

本発明のモータ電圧帰還制御システムは、シス
テムへの電力供給が電圧変換を受けるときに特に
有効である。制御システムは、普通、最低予想供
給電圧で充分に作動して最小制御システム帯域幅
（最大応答時間）を定めるように設計されている。
過電圧変動はモータに与えられる電力を増大させ
る傾向があり、したがつて、制御システムの帯域
幅を増大させる。しかしながら、本発明の制御シ
ステムでは、平均モータ電圧帰還がこのような過
電圧に応答し、付勢時間T1を減じて制御システ
ム帯域幅を比較的一定に保つように作動する。こ
の種の供給電圧を与えるものとして、自動車の蓄
電池であり、ここでは、端子電圧が負荷および充
電率に依存して８乃至15ボルトに変化する。

結論として、本発明のサーボモータ制御システ
ムの平均モータ電圧信号は通常の作動状態でサー
ボモータ出力軸１２の速度に一致する安定した負
の帰還信号を与える。速度帰還信号はタコメータ
および同期サンプリング回路を包含する従来の設
計に比べて非常に簡単で信頼性がある。さらに、
モータ電圧フイードバツク信号はモータ電力入力
を制限し、かつロータ停止あるいはロツク、制御
システム故障、供給電圧変動のような悪い作動状
態にもかかわらず制御システム帯域幅をほぼ一定
に保つように作動する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のサーボモータ制御システムの
回路図、第２図は本発明の制御システムの動作を
説明するための説明図で、第２図Ａ−Ｅは正規の
状態での動作を示し、第２図Ｆは故障または予期
しない高電力需要状態での動作を示す。〔主要部分の符号の説明〕、モータ……１０、
電圧源……２４、モータ付勢回路手段……１６，
１８，２０，２２、モータインダクタンス放電回
路手段……２６，２８，３０，３２、切換手段…
…３６，３８，７４，７５、パルス幅制御手段…
…４８，６４，７０、平均回路手段……５８、出
力軸……１２、誤差信号を発生する手段……４
８、誤差信号の大きさを減ずる手段……７０。

Claims

【特許請求の範囲】１電気モータの逆起電力の関数である信号を出
力する電気システムであつて、巻き線を有するモータ１０と；電圧源２４と；モータの付勢及び放電間隔を規定するスイツチ
ング手段３６，３８，７４，７５と；前記スイツチング手段３６，３８，７４，７５
により規定された前記付勢期間の間、前記電圧源
２４に前記モータの巻き線を接続し、前記スイツ
チング手段により規定される前記放電期間の間、
前記電圧源２４を前記モータの巻き線から切り離
すモータ付勢回路手段１６，１８，２０，２２
と；前記スイツチング手段３６，３８，７４，７５
により規定される前記放電期間の間作動し、先の
付勢期間の間に前記モータの巻き線内に貯えられ
た誘導エネルギを放電するモータインダクタンス
放電回路手段２６，２８，３０，３２と；モータ１０に接続され、平均モータ電圧に従う
信号を出力する平均回路手段５８とを有するシス
テムにおいて、前記モータ付勢回路手段と前記インダクタンス
放電回路手段とが実質的に同じインピーダンスを
有し、前記モータ放電回路手段が、前記付勢期間の
間、前記モータの巻き線の電圧を、前記電圧源２
４により巻き線に印加される電圧と値が実質的に
等しく且つ反対の電圧にクランプし、さらに、前記スイツチング手段に結合され前記
モータ付勢期間の長さを制御するパルス幅制御手
段４８，６４，７０を含み、このモータ付勢期間
の長さがモータのＬ／Ｒの時定数より短く、且つ
連続する付勢期間の相互の間の長さの半分より短
く、前記平均回路手段５８により出力された信号
が前記モータの逆起電力に相当することを特徴と
する電気システム。２特許請求の範囲第１項に記載される電気シス
テムにおいて、前記モータが出力軸１２を有するサーボモータ
であつて、前記パルス幅制御手段が、所望の出力軸１２位
置と、実際の出力軸位置との差の関数である誤差
信号を発生する差動増幅器４８と；前記誤差信号を前記平均化手段５８の出力に比
例するフイードバツク信号に結合し前記誤差信号
の大きさを減らすターミナル６２と；前記誤差信号を前記スイツチング手段３６，３
８，７４，７５に印加し、前記モータ付勢期間を
前記誤差信号の大きさに従つて制御する増幅器７
０とを有していることを特徴とする電気システ
ム。