JPS6367766B2

JPS6367766B2 -

Info

Publication number: JPS6367766B2
Application number: JP56097650A
Authority: JP
Inventors: Kozo Uchida; Takashi Matsuno
Original assignee: Iwasaki Tsushinki KK
Current assignee: Iwasaki Tsushinki KK
Priority date: 1981-06-24
Filing date: 1981-06-24
Publication date: 1988-12-27
Also published as: US4491802A; JPS57211812A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はDCからＧHzオーダの高域までの広帯
域でほぼ一定の利得を得ることが可能な広帯域増
幅器に関する。

一般に広帯域オシロスコープに用いられる広帯
域増幅器はプリアンプ部とメインアンプ部とに区
分され、前者のプリアンプ部では主として利得制
御、極性切換を行い、後者のメインアンプ部では
主としてオシロスコープのブラウン管を駆動する
のに十分な電圧振幅を得るために高利得且つ広帯
域の増幅器が用いられている。このようなオシロ
スコープは、一般に入力抵抗1MΩで使用される
が、数百ＭHz以上の広帯域信号を観測することが
できるような広帯域オシロスコープや、サンプリ
ングオシロスコープでは入力抵抗50Ωで使用され
る。しかし、このような広帯域信号は一般に微弱
であるために、波形観測をするにはその利得が不
足する場合が多く、最近の光通信技術の研究開発
や、広帯域の半導体素子の開発における測定で
は、従来の測定器の前段に広帯域且つ高利得の増
幅器を追加する必要性が増している。ところが、
このように広帯域且つ高利得の増幅系を持つ測定
器を構成すると、多くの新しい問題に直面する。
例えば、雑音の増加によるSN比（信号対雑音比）
の劣化、広帯域増幅器の多段接続による発振、ド
リフト、特性劣化等の問題が発生する。光通信で
は1Gb／ｓ以上の光信号波形を観測するために広
帯域・低雑音・低ドリフト増幅器が要求されてい
るが、まだ実用化されていない。光信号の観測に
おいては、微弱な光パワーを広帯域・低雑音受光
特性を持つた受光素子例えばPINホトダイオード
やアバランシエ・ホトダイオードなどで電気信号
に変換し、増幅しなければならない。従つて一般
のオシロスコープと同様な利得制御は困難とな
る。阻ち1MΩあるいは10MΩ入力の増幅器のよ
うな増幅器そのものでの利得制御や、あるいは減
衰器との組合せでの利得制御では十分な帯域と
SN比を得ることは難しい。また周波数特性を損
なわずに広い利得制御をすることが困難である。
次に、従来の広帯域増幅器とその問題点を第１図
〜第３図に基づいて更に詳しく説明する。

第１図は従来から一般的に使用されている広帯
域増幅器のうち、いわゆる複合形増幅器とよばれ
る増幅器のブロツク図である。ここでViは入力
端子INの入力信号電圧、Voは出力信号電圧、１
は利得G₁（ω）の高周波域を受け持つ広帯域を受
け持つ広帯域交流増幅器、２は利得G₂（ω）の低
周波域を受け持つ直流増幅器、R_Lは負荷インピ
ーダンス、Ｃは広帯域まで使用できる高周波用コ
ンデンサ、L₁及びL₂は信号の高周波成分に影響
を与えないようにするためのインダクタ、Ｒは抵
抗である。いま、インダクタL₁及びL₂をシヨー
トした状態を考え、増幅器１，２とも、その出力
インピーダンスは十分低く、また合成出力端子Ｐ
に接続される負荷インピーダンスR_Lは逆に十分
高いとすると、出力合成回路のコンデンサＣと抵
抗Ｒを用いて以下に示すように直流から高周波域
までの平坦な利得G₀が得られる。即ち第１図の
出力信号電圧Voは、 Vo＝G₂（ω）＋G₁（ω）jωRC／１＋jωRCVi ……(1) で与えられ、角周波数ωc＝１／RC即ちつなぎの点（クロスオーバー点）を境界として前記した増
幅器１と増幅器２の特性が合成される。総合利得
をＧ（＝Vo／Vi）とすると、十分低い周波数領域では、ωRC≪１故にＧ＝G₂（ω）＝G₀、十分高い周
波数領域では、ωRC≫１故にＧ＝G₁（ω）＝G₀、
クロスオーバ点付近ではG₁＝G₂＝G₀故に(1)式よ
りＧ＝G₀となる。しかし、現実に第１図の増幅
器を(1)式の理論を用いて構成するには以下に示す
ような間題がある。即ち(1)式の導出のために仮定
した前記条件は、増幅器の出力端子Ｐに接続され
る負荷インピーダンスR_Lが実際には比較的低い
ことや、高周波信号に影響を与えないための配慮
が必要となること等から現実的でなくなる。この
ため第１図に示すように新らたにインダクタL₁
及びL₂を用いなければならない。従つて実際の
回路構成はかなり複雑となる。

第２図は第１図の広帯域増幅器を更に詳しく示
すものである。この第２図に於いて、Q₁，Q₂、
及びQ₃は広帯域NPNトランジスタ、Q₄は通常の
NPNトランジスタ、Q₅は通常のはPNPトランジ
スタである。トランジスタQ₁，Q₂及びQ₃で構成
される各増幅器が結合コンデンサC₁，C₂，C₃で
交流的に結合されて広帯域交流増幅器１が構成さ
れ、汎用の演算増幅器A₁とトランジスタQ₄，Q₅
とで直流さら低周波域までを受け持つ直流増幅器
２が構成されている。トランジスタQ₁，Q₂はい
わゆる電圧帰還形増幅器を構成し、それぞれ抵抗
R₁（290Ω、）、R₂（140Ω）、インダクタL₃，L₄コン
デンサC₄，C₅から成る電圧帰還回路を持つ。ま
た抵抗R₃（０〜５Ω）、R₄（150Ω）及び抵抗R₅（５
Ω）、R₆（270Ω）を用いてそれぞれの増幅路利得
を決定している。インダクタL₅は高周波領域で
のピーキングに使用されている。また抵抗R₇（20
Ω）は発振防止を目的としてトランジスタQ₃の
ベース側の信号路に直列に挿入されている。トラ
ンジスタQ₃ではエミツタ側の抵抗R₈（20Ω）とコ
レクタ側の抵抗R₉（200Ω）とで増幅器利得が決
定されているが、コレクタの出力信号の大きさは
コンデンサＣを介して結合される負荷によつて決
まる。また、前記トランジスタQ₁，Q₂，Q₃で構
成された各増幅器は、前記結合コンデンサで結合
されて反転増幅器を構成している。第１及び２段
目のトランジスタQ₁，Q₂のコレクタからみた負
荷抵抗は約90〜100Ωとなつているが、第３段目
のトランジスタQ₃のコレクタからみた負荷抵抗
は、出力端子Ｐに結合される信号路の負荷インピ
ーダンス即ち特性インピーダンスが約50Ωとなつ
ているため、実質的な利得の配分は第１段目、第
２段目、第３段目の順に小さくなり、総合電圧利
得で約22dB、帯域約3GHzを得ている。抵抗R₁₀
（3kΩ）、R₁₁（3.4kΩ）、R₁₂（20Ω）はバイアスの
ために設けられ、インダクタL₆，L₇，L₈は各段
のバイアス電源を介してこのましくない結合を避
けるためにフイルタとして設けられている。

入力端子INに入力された広帯域信号はコンデ
ンサC₁を介して前記広帯域交流増幅器１に入力
されると共に、インダクタL₁，L₉を介して前記
演算増幅器A₁に入力される。またこのインダク
タL₁，L₉と抵抗R₁₃（56Ω）を用いて、高周波信
号に影響を与えることなく、低周波信号成分を分
岐している。抵抗R₁₄（56Ω）は比較的低周波成
分用の終端を目的として設けられている。高周波
信号に対する終端はコンデンサC₁とインダクタ
L₁の結合点付近のストリツプラインの容量変化
を利用している。このようにして入力信号から分
岐して取り出された低周波信号成分は、演算増幅
器A₁で構成された反転増幅器で増幅され、可変
抵抗R₁₅（2kΩ）で出力信号レベルが調整された
後、トランジスタQ₄，Q₅で構成されたエミツタ
ホロワを介して出力合成回路を構成する抵抗R₂₀
（78Ω）、インダクタL₂に出力され、トランジス
タQ₃のコレクタ出力とコンデンサＣを介して合
成される。ここでインダクタL₂は高周波信号に
影響を与えることなく、低周波信号成分を合成す
るために用いられる。抵抗R₁₆（56Ω）及び抵抗
R₁₇（2.4kΩ）は演算増幅器A₁の利得を決めるも
のであり、抵抗R₁₈（3kΩ）、及び抵抗R₁₉（470Ω）
はトランジスタQ₄及びQ₅のバイアス電流をそれ
ぞれ決めるものである。また＋V₁は＋１ボルト
の定電圧電源ライン、＋V₂は＋12ボルトの定電圧
電源ライン、＋V₃は＋15ボルトの定電圧電源ライ
ン、−V₃は−15ボルト定電圧電源ラインである。

上述の第２図の回路は以下に示すような特徴を
有する。まず、高周波領域の増幅をを受け特つ交
流増幅器１は、増幅器を多段接続して高利得を得
る目的に使用する場合に、直流増幅器で広帯域増
幅器を構成する場合に比べてバイアスのレベル設
定が容易となる利点がある。しかし、トランジス
タQ₁，Q₂，Q₃の交流増幅器の段間に使用する結
合コンデンサC₁，C₂，C₃，Ｃの容量を十分大き
くしなければならないため、信号路が長くなり、
広帯域化に不都合である。またこのコンデンサ
C₁，C₂，C₃，Ｃは、高周波まで使用可能な高性
能のものでなければならず高価である。交流増幅
器は一般に抵抗やコンデンサだけでなくインダク
タンス成分を用いた高度なピーキングが必要とな
り、利得の平坦性を得るための補償が複雑とな
る。また信号路にコンデンサや発振防止の抵抗を
挿入すると帯域が狭くなるばかりでなく、信号の
反射や電極による容量増加等のため、発振及び歪
の原因となるなどの欠点がある。この他、第２図
においては、演算増幅器A₁及びPNPとNPN各ト
ランジスタを対にして用いて、温度変化に対する
安定性を増すための工夫をしているため、ドリフ
トは比較的小さく改善されているが、前記クロス
オーバ点での波形歪の問題がある。即ち、抵抗
R₁₃とインダクタL₉でクロスオーバ点を補償して
いるが十分でない。また抵周波域でのパルス波形
歪も問題がある。

ところで、負帰還回路を設けると、利得の安定
化、広帯域化、歪率の低減、インピーダンスの制
御、SN比の改善等が可能になるため、第３図に
示すような負帰還回路を設けた広帯域増幅器が例
えば雑誌「東芝レビー」第36巻第３号（1981年３
月号）によつて知られている。この第３図の回路
では、入力端子INに入力された広帯域の入力信
号が加算回路３を介して広帯域増幅器A₁₀に送ら
れると共に、帰還路に設けられた広帯域増幅器
A₁₂の非反転入力端子に送られる。広帯域増幅器
A₁₂の出力は加算回路３で入力信号に加算されて
広帯域増幅器A₁₀の入力となり、ここで増幅され
た後にレーザダイオードLDをドライブする。レ
ーザダイオードLDの光出力は光信号S₁とS₂とに
分けられ、帰還用光信号S₂はPINホトダイオード
等の受光素子４で電気信号に変換され、広帯域増
幅器A₁₁で増幅された後、前記増幅器A₁₂の反転
入力端子に印加される。一方、光信号S₁は光コネ
クタ８を介して光フアイバ７を通り、ミラー９に
入力される。このミラー９で反射された光信号８
は、再び光フアイバ７に入力され、前記光信号S₁
が光フアイバ７に入力されるとき、光フアイバ端
面で反射された光信号５の一部と重畳されて再び
レーザダイオードLDに入力される。

この第３図の方式では、直接アナログ変調方式
でレーザダイオードLDを変調した場合に問題と
なるいわゆるモーダルノイズや反射波による非直
線形歪、不安定性を改善するため、レーザーダイ
オードLDの出力光の一部と、入力信号との差分
を負帰還している。尚帰還路を含む一巡ループの
利得は例えば16dB、帯域幅は例えば16MHzであ
る。また雑音レベルが例えば16dB以上改善され
る。しかし、第３図に示すように広帯域帰還する
と発振しやすくなる。また帰還回路を広帯域に構
成しなくてはならないので必然的にコスト高にな
る。

そこで、本発明の目的は、比較的安価な回路構
成で所望の広帯域特性を得ることが可能な広帯域
増幅器を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明は、直流から
高周波までの広帯域の入力信号を供給する入力回
路と、前記入力回路に結合された第１の入力端子
と直流から低周波までの狭帯域の信号を入力させ
るための第２の入力端子と前記第１及び第２の入
力端子に印加される信号に基づいて直流から高周
波までの広帯域の出力信号を送出する出力端子と
を有し、低域で差動増幅器として動作するが、高
域で差動増幅器として動作しないように構成され
ている第１の増幅回路と、前記入力回路に結合さ
れており且つインダクタを含んでいる第１の低域
通過フイルタと、前記第１の増幅回路の出力端子
に結合されており且つインダクタを含んでいる第
２の低域通過フイルタと、負帰還回路を有しない
演算増幅器を具備し、前記第１の低域通過フイル
タを通して得られる第１の低域信号と前記第２の
低域通過フイルタを通して得られる第２の低域信
号との和又は差に対応する狭帯域出力信号を前記
第１の増幅回路の前記第２の入力端子に印加する
第２の増幅回路と、前記第１の増幅回路の出力端
子に結合された広帯域出力回路とから成る広帯域
増幅器に係わるものである。

上記発明は次の作用効果を有する。

(イ) 第１の増幅回路は、低域で差動増幅器として
動作するが、高域で差動増幅器として動作しな
いように構成され、この第２の入力端子には低
域信号のみが入力するので、第２の入力端子に
接続される差動増幅器の回路素子（トランジス
タ等）に安価な低周波素子を使用することがで
きる。従つて、第１の増幅回路の低コスト化が
可能になる。

(ロ) 第２の増幅回路を負帰還回路を有しない演算
増幅器で構成することによつて高利得性と高安
定性が得られる。

(ハ) 低域で差動増幅器として動作し、高域で差動
増幅器として動作しない第１の増幅回路と、イ
ンダクタを含む第１及び第２の低域通過フイル
タと、負帰還回路を有しない演算増幅器との組
み合せによつて、DCからGHzオーダまでの広
帯域化が実現できる。

(ニ) 第２の増幅回路は低域の狭帯域増幅器で差し
支えないので、コストの低域が可能になる。ま
た、低帯域帰還であるので、発振が起き難い。

以下、図面を参照して本発明の実施例について
説明する。

第４図は本発明の実施例に係わる広帯域増幅器
の主要部を示すブロツク図、第５図は詳細な回路
図である。まず、第４図を説明すると、１０は広
帯域入力信号を供給する入力回路を構成する入力
端子、１１は第１の増幅回路、１２ｄは第２の増
幅回路、１２は演算増幅器、１３は広帯域出力回
路としての出力端子、１４は利得設定回路、１５
は第１の低域通過フイルタを構成するインダク
タ、１６は第１の低域通過フイルタを構成する抵
抗、１７は第２の低域通過フイルタを構成するイ
ンダクタである。尚第１の増幅回路１１は、直流
から高周波に至る広帯域入力信号を印加するため
に入力端子に直結された第１の入力端子１１ａ
と、直流から低周波に至る狭帯域信号を印加する
第２の入力端子１１ｂと、第１及び第２の入力端
子１１ａ，１１ｂの入力信号に基づいて決定され
た直流から高周波に至る広帯域出力端子を出力す
る出力端子１１ｃを有する。第２の増幅回路１２
ｄを構成する低域狭帯域の演算増幅器１２は、第
１及び第２の入力端子１２ａ，１２ｂと出力端子
１２ｃとを有する。そして、この第１の入力端子
１２ａ即ち非反転入力端子１２ａはインダクタ３
８，３９とコンデンサ４２とから成る第２の低域
通過フイルタ１７と利得設定回路１４とを介して
第１の増幅回路１１の出力端子１１ｃに結合さ
れ、第２の入力端子１２ｂ即ち反転入力端子はイ
ンダクタ１５と抵抗１６とから成る第１の低域通
過フイルタを介して広帯域入力端子１０に結合さ
れ、出力端子１２ｃは第１の増幅回路１１の第２
の入力端子１１ｂに結合されている。従つて、こ
の広帯域増幅器に於いては、出力の低域成分と入
力低域成分との差に対応する信号を第１の増幅回
路１１に入力し、広帯域化、低周波の波形歪みの
改善等に関与する。そして、演算増幅器１２は低
域狭帯域増幅器で構成し得るので、コストが低減
される。

第５図は第４図に係わる広帯域増幅器を更に詳
しく示すものである。この実施例の第１の増幅回
路１１は、第１，第２，第３，第４，第５，第
６、及び第７のトランジスタ１８，１９，２０，
２１，２２，２３，２４を含み、第１、第３、及
び第７のトランジスタ１８，２０，２４は広帯域
用低雑音NPNトランジスタであり、第５のトラ
ンジスタ２２は広帯域用低雑音PNPトランジス
タであり、第２及び第４のトランジスタ１９，２
１は低帯域用NPNトランジスタ、第６のトラン
ジスタ２３は低帯域用PNPトランジスタである。
尚＋V_Aは＋12ボルト定電圧電源ライン、−V_Aは
−12ボト定電圧電源ライン、＋V_B＋9.02ボルト定
電圧電源ライン、V_Cは＋0.18ボルト定電圧電源ラ
イン、＋V_Dは＋2.17ボルト定電圧電源ラインであ
る。広帯域入力信号がベースに印加される第１の
トランジスタ１８と低帯域の帰還信号がベースに
印加される第２のトランジスタ１９とはそれぞれ
エミツタ接地増幅器であり、またそれぞれのエミ
ツタが抵抗２５と２６により共通接続され且つそ
の中間点が抵抗２７，２８を介して負の電源ライ
ン−V_Aに接続され且つそれぞれのコレクタが抵
抗２９，３０を介して正の電源ライン＋V_Bに接
続されているので、一対のトランジスタ１８，１
９によつて第１の差動増幅器が構成されている。
しかし、第１のトランジスタ１８に比べて第２の
トランジスタ１９の帯域が著しく狭いため、低域
の入力信号に対しては差動増幅器として働くが、
入力信号の周波数が中帯域になるにしたがつて第
２のトランジスタ１９の利得が減少し、更に入力
信号の周波数が高帯域になると、第２のトランジ
スタ１９は、エミツタ接地トランジスタ１８のエ
ミツタ側に抵抗を介して接続された定電圧源とし
て動作する。即ち、一対のトランジスタ１８，１
９の回路は、直流から低周波に至る狭帯域入力信
号に対しては差動増幅器として動作し、高帯域入
力信号に対してはエミツタ接地増幅器として動作
する。

第３及び第４のトランジスタ２０，２１のベー
スは前段のトランジスタ１８，１９のコレレクタ
にそれぞれ直結され、そのコレクタは正の電源ラ
イン＋V_Aにそれぞれ接続されそのエミツタは抵
抗３１，３２を介して夫々接地されているので、
第３及び第４のトランジスタ２０，２１は第１及
び第２のエミツタホロワ増幅器を構成し、前段の
トランジスタ１８，１９のコレクタ出力を受けて
インピーダンス変換する。

第５及び第６のトランジスタ２２，２３のベー
スは前段のトランジスタ２０，２１のエミツタに
直流結合され、そのコレクタは抵抗３３，３４を
介して電源ララインV_Cに接続され、そのエミツ
タは抵抗３５，３６で共通接続され、抵抗３５，
３６の中間点が抵抗３７を介して正の電源＋V_A
に接続されているので、一対のトランジスタ２
２，２３による一対のエミツタ接地増幅器により
第２の差動増幅器が構成されている。しかし、一
対のトランジスタ２２，２３は全帯域で差動増幅
器として動作せず、低帯域でのみ差動増幅器とし
て動作する。即ち、第５のトランジスタ２２に比
べて第６のトランジスタ２３の帯域が著しく狭い
ため、前段のトランジスタ２０，２１から送出さ
れる出力信号の周波数が低い場合には差動増幅器
として働くが、上記出力信号の周波数が中帯域に
なるに従つて第６のトランジスタ２３の利得は減
少し、更に上記出力信号の周波数が高くなると、
第６のトランジスタ２３は、エミツタ接地された
第５のトランジスタ２２のエミツタ側に抵抗を介
して接続された定電圧源として動作し、一対のト
ランジスタ２２，２３はエミツタ接地増幅器とな
る。

第７のトランジスタ２４のベースは前段の第５
のトランジスタ２２のコレクタに接続され、その
コレクタは正の電源ライン＋V_Dに接続され、そ
のエミツタは出力端子１３に接続されているの
で、トランジスタ２４はエミツタホロワ増幅器で
あり、インピーダンス変換に利用されている。

尚、第７のトランジスタ２４のエミツタと接地
との間にはインダクタ３８，３９と抵抗４０，４
１とから成る直列回路が接続され、インダクタ３
８と３９との間と接地との間にコンデンサ４２が
接続され、インダクタ３９と抵抗４０との間が抵
抗４３を介して負の電源ライン−V_Aに接続され、
抵抗４０と４１との間と接地との間に可変コンデ
ンサ４４が接続され、また抵抗４０と４１との間
に抵抗４５を介してレベル調整回路として可変抵
抗器４６が設けられ、可変抵抗器４６の一端は正
の電源ライン＋V_Aにまた他端は負の電源ライン
―V_Aに接続され、更に抵抗４０と４１との間の
分圧点が演算増幅器１２の非反転入力端子１２ａ
に接続されている。

広帯域増幅器を第５図に示すように構成すれ
ば、低ドリフト化及び特性の安定性が得られる。
一般に、負帰還回路によつて歪、直線性、利得安
定性を改善することが出来ることは良く知られて
いるが、第５図に示すように、非対称差動増幅器
を含む第１の増幅回路１１と、入力信号の低域成
分と出力信号の低域成分との合成信号を得る演算
増幅器１２とを設けた回路構成とすれば、負帰還
効果がより大きくなる。以下、これを詳しく説明
する。第５図の回路では、第１及び第２の差動増
幅器が広帯域トランジスタ１８，２２と低帯域ト
ランジスタ１９，２３とで構成され、対称なプツ
シユプル増幅回路構成となつていないため、歪み
が大きくなる。またこの一対のトランジスタ１
８，２２と１９，２３との特性が全く異なつてい
るために、バイアス電圧や負荷抵抗を同一にして
も各トランジスタに流れる電流は同一にならな
い。従つて各トランジスタの消費電力は異なつて
おり、熱平衡がとれなくなり、ドリフトを生じる
原因となる。

一般に増幅器は入力信号によつてトランジスタ
の消費電力が変化するため、パラメータは熱によ
る変化を受ける。差動増幅器に於いては特に対を
なすトランジスタ間に生じるベース・エミツタ間
電圧（V_BE）の差が問題となる。V_BEの温度変化
は熱伝導が関係するため、DC〜数＋ｋHzに及ぶ
信号に波形歪を与える。このため、通常は一対の
トランジスタ間に消費電力の大きな差が生じない
ように動作点を負荷線上の中央に置く方法がとら
れる。しかし熱平衡を目的とした動作点設計は電
源電圧の利用効率を低下させる。また、広帯域増
幅器においては負荷抵抗を大きくするとと帯域劣
化につながるため、抵抗器とコンデンサを並列結
合したものを信号ラインに直列に挿入する方法が
とられる。このため本発明のような帯域が1GHz
以上にも及ぶ広帯域増幅器を実現することは困難
となる。これらの熱平衡の問題を解決する方法と
してIC化による方法がある。これは、トランジ
スタ対を隣接して配置し、効率良く熱結合するも
のであるが、短時間で出力波形の歪を減少させる
ことはできても、完全に問題の本質が解決された
わけではない。またトランジスタの利得帯域幅積
（_T）を維持できる最小の電源電圧で動作させる
ことに注意しなければならない。

そこで、第５図の本発明の実施例では演算増幅
器１２を用いて負帰還をかけることにより、これ
らの問題点を解決した。インダクタ３８，３９と
コンデンサ４２とから成る第２の低域通過フイル
タ１７を介して得られるところの第７のトランジ
スタ２４のエミツタ出力の低周波信号分は、抵抗
４０と４１とによつて、減衰比βに減衰されて演
算増幅器１２の非反転入力端子１２ａに印加され
る。演算増幅器１２の反転入力端子１２ｂには、
第１のトランジスタ１８のベースに入力される信
号からインダクタ１５と抵抗１６とから成る第１
の低域通過フイルタによつて高周波成分に影響を
与えないように取り出した低周波数信号成分を入
力させる。そして、演算増幅器１２の出力が抵抗
４７とコンデンサ４８とを介してトランジスタ１
９のベースに入力される。今、入力信号Viが入
力端子１０に入力されると、トランジスタ１８〜
２４で構成される広帯域増幅回路１１で増幅さ
れ、出力端子１３に出力信号Voとして出力され
る。一方、演算増幅器１２の非反転入力端子１２
ａには出力信号Voからフイルタ１７によつて高
周波成分に影響を与えないように取り出された低
周波信号分が利得設定回路１４で減衰比βに減衰
されて入力され、反転入力端子１２ｂには入力信
号Viからインダクタ１５と抵抗１６で構成され
たローパフイルタで抽出された低域成分が入力さ
れる。ここで、第１の増幅回路１１の利得をＡ、
演算増幅器１２の利得をμ、０＜β＜１、１＜
Ａ、１≪μとすれば、 Vo＝（１＋μ）Ａ／１＋βAμVi＝１＋１／μ／β＋
１／AμVi≒Vi／β ……(2) という近似式が成立する。そして例えば、Ａ＝
10、β＝１／10とすれば、増幅器全体の電圧利得が 20dBの広帯域増幅器が実現できる。つまり、高
域に於いては、演算増幅器１２が実質的に関与せ
ず、(2)式が成立しないので、第１の増幅回路１１
の利得Ａのみによつて出力電圧Voが決定され、
低域に於いては演算増幅器１２が関与するので、
(2)式によつて出力電圧Voが決まる。即ち高域の
利得はＡで決まり、低域の利得はβで決まり、例
えば前述のようにＡ＝10、β＝１／10に設定すれば、低域から高域まで利得を一定に保つことが出来
る。そして(2)式の近似式が成立する限りに於い
て、増幅器の利得は、Vi／βという値に極めて安定に維持されるので、熱平衡と歪の問題は完全に解
決された。このため低周波域の補償に必要な大容
量コンデンサが不用となりIC化に有利である。
また、この増幅器のドリフトには、演算増幅器１
２のドリフト安定度が影響するが、通常の演算増
幅器で十分な性能を得ることが出来る。

第５図に於いて、トランジスタ１８の特性バラ
ツキによるベースバイアス電流変化のため出力端
子１３の直流レベルが変化する。このため、イン
ダクタ１５と抵抗４９（5.6kΩ）とを介して可変
抵抗５０（100kΩ）を付加し、直流出力零レベ
ルを設定している。また抵抗４０，４１よりも十
分大きい抵抗４５を介して可変抵抗４６が設けら
れ、ここに正負の電源ライン＋V_A、−V_Aが接続
されているので、ここでも直流レベルを任意に設
定することが出来る。一例として入力信号レベル
が零Ｖのときの各トランジスタのバイアスレベル
を示すと以下のようになる。

トランジスタ１８のコレクタ電圧とコレクタ電
流はそれぞれ7.8V、9.38mA、トランジスタ１９
のコレクタ電圧とコレクタ電流はそれぞれ7.6V、
10.9mA、トランジスタ２０のエミツタ電圧は
7.07V、トランジスタ２１のエミツタ電圧は
7.00V、トランジスタ２２のコレクタ電圧と電流
は夫々0.79V、4.7mA、トランジスタ２３のコレ
クタ電圧と電流はそれぞれ1.92V、13.4mA、ト
ランジスタ２４のエミツタ電圧は0.06Vである。

次に、この広帯域増幅器における利得補償と周
波数特性の補償について説明する。特性インピー
ダンス50Ωの伝送線路を介して入力端子１０に入
力された広帯域入力信号は47Ωの抵抗９０と4.7
Ωの抵抗５１と47pFのコンデンサ５２とで終端
され、一対のトランジスタ１８，１９で構成され
る第１の差動増幅器に入力される。この増幅器は
抵抗２５（12Ω）、２６（12Ω）、２９（130Ω）、
３０（130Ω）で約13.4dBの利得を得ている。ま
たトランジスタ１９のコレクタ出力信号帯域を
33000pFのコンデンサ５３により構成されるロー
パスフイルタで制限している。これはトランジス
タ１９の出力信号の帯域を前記(2)式が成立する帯
域と同等の帯域まで制限することによつて増幅器
全体の利得、周波数特性の補償、特にｆ特のつな
ぎの補償を容易にしている。即ち前記(2)式が成立
するような直流から低帯域の信号に至る領域での
信号増幅は、演算増幅器１２で安定化し、前記(2)
式が成立しない高帯域領域での信号増幅は、広帯
域トランジスタ１８，２２，２４を使用して行つ
ている。3pFのコンデンサ５４は高周波特性の補
償用である。また比較的高周波領域で周波数特性
の補償をすると共に、低周波域信号増幅と高周波
域信号増幅の前記つなぎの部分を補償するため
に、51Ωの抵抗２７と、51Ωの抵抗５５と、
22pFのコンデンサ５６と、20pFのコンデンサ５
７と、470pFのコンデンサ５８とが設けられてい
る。尚この他つなぎの部分の補償には後述するよ
うに演算増幅器１２の過渡応答も関係する。

第３及び第４のトランジスタ２０，２１のエミ
ツタ抵抗３１，３２はともに1kΩである。トラ
ンジスタ２０のエミツタに接続された150Ωの抵
抗５９と1pFのコンデンサ６０は、高周波での波
形にリンキング等がある場合に、フイルタとして
作用し、発振等の不安定な現象をなくし、高周波
での周波数特性補償する。

第５のトランジスタ２２のベースには、第３の
トランジスタ２０のエミツタ出力が直接入力され
ているが、第６のトランジスタ２３のベースに
は、第４のトランジスタ２１のエミツタ出力が
150Ωのサーミスタ６１を介して入力されている。
このサーミスタ６１はトランジスタのV_BEの温度
変化よる波形歪を補償するために使用されてい
る。この増幅器では、特にトランジスタ１９の
V_BE変化が、前記した低周波域信号増幅と高周波
域信号増幅のつなぎの部分の周波数特性に悪影響
を与えるので、このサーミスタ６１での補償は非
常に有効である。一対のトランジスタ２２，２３
で構成される不平衡型の第２の差動増幅器は、22
Ωの抵抗３５と、22Ωの抵抗３６と、130Ωの抵
抗３３と、130Ωの抵抗３４とで約11dBを得るこ
とが出来るように構成されている。2pFのコンデ
ンサ６２、4pFのコンデンサ６３、1000pFのコン
デンサ６４、6pFのコンデンサ６５、10Ωの抵抗
６６は高周波特性の補償用であり、4700pFのコ
ンデンサ６７、270pFのコンデンサ６８、12pFの
コンデンサ６９、100Ωの可変抵抗７０，７１は
比較的高周波領域での周波数特性補償用である。

第７のトランジスタ２４のエミツタ出力端子１
３は特性インピーダンス50Ωの同軸ケーブルに直
接接続される。勿論特性インピーダンス50Ωのス
トリツプラインと接続することもできる。トラン
ジスタ２４のエミツタ出力信号は、周波数帯域が
1GHz以上にも及ぶ高帯域信号であるので、この
信号に与える影響をできるだけ小さくするため
に、インダクタ３８，３９、2pFのコンデンサ４
２を介して360Ωの電流バイアス抵抗４３が設け
られている。また出力信号の減衰には18kΩの抵
抗４０と2kΩの抵抗４１とが使用されている。
負帰還回路に使用した演算増幅器１２の過渡応答
特性がリンギングやオーバーシユートを持つよう
では、この広帯域増幅器の利得及び周波数特性に
悪影響を与えることになる。このため、5pFの可
変コンデンサ４４と、47pFのコンデンサ７２と、
150pFのコンデンサ４８と、470Ωの抵抗４７と
が設けられ、これにより過渡応答特性が補償され
ている。

この広帯域増幅器全体のドリフト要因として
は、演算増幅器１２のオフセト電圧の変動による
ドリフトと、トランジスタ１８のベース電流の変
動によるドリフトとが考えられる。前者について
は、最近の通常使用する演算増幅器でも十分安定
である。また後者は無視できるくらいに小さい。

演算増幅器１２の入力オフセツト電圧のバラン
スとるために、1.8kΩの抵抗１６の抵抗値は、
18kΩの抵抗４０と2kΩの抵抗４１との並列抵抗
値に等しい値に設定されている。尚、510Ωの抵
抗２８、220Ωの抵抗３７を定電流源に置換して
もよい。またエミツタホロワを構成する出力トラ
ンジスタ２４のコレクタ・エミツタ間電圧は約
2.2Vにバイアスしている。これはエミツタホロ
ワ回路としての正常動作を妨げない範囲で、でき
るだけ低くすることが発振防止上望ましいからで
ある。また低帯域トランジスタ１９は低帯域トラ
ンジスタ２３よりも高帯域まで応答する。一般に
エミツタホロワの出力インピーダンスは50Ω以下
であり、トランジスタ２４の出力抵抗値は、直流
で約40Ωとなつている。このためトランジスタ２
４のエミツタとインダクタ３８の接続点と、出力
端子１３の間に抵抗あるいは減衰器を挿入するこ
とも出来る。これは出力端子１３に特性インピー
ダンス50Ωの同軸ケーブルを接続したとき、ケー
ブルの終端が悪いと波形歪や発振の原因となるか
らである。

この増幅器に於いては、この増幅器を多段接続
して増幅装置を構成することが出来る。また、本
器は非反転増幅器のため利得の制御をするとき都
合が良い。即ち接続段数が奇数段であつても、偶
数段であつても信号の反転がないからである。

一般に、トランジスタのコレクタから出力信号
を得るタイプの増幅器において、コレクタ負荷抵
抗を51Ωにして、これに接続される50Ωの同軸ケ
ーブルルとマツチングをとると、コレクタからみ
たインピーダンスが約25Ωとなつてしまう。従つ
てトランジスタ２２のコレクタ負荷抵抗の値を仮
に51Ωにして50Ωの同軸ケーブルに接続した場
合、コレクタ負荷が実質的に小さくなつてしまう
ため、十分な利得を得ることが困難となる。これ
に対して、第５図の広帯域増幅器においてはエミ
ツタ接地増幅器の段間にエミツタホロワ回路を挿
入し、インピーダンス変換をしたために、次のよ
うな二つの効果がある。即ち、第１には、エミツ
タ接地増幅器を二段直結したときよりも増幅器の
負荷抵抗を大きく設定することができ、一段あた
りの利得を大きくとることが出来る。通常の広帯
域増幅器では負荷抵抗が50Ω〜100Ω位であるが、
本器においては130Ωに設定されている。またこ
の性能を維持するために広帯域トランジスタの信
号入力及び出力部が基板から浮かされ、全体がハ
イブリツドIC化されている。そして低帯域トラ
ンジスタ１９，２１，２３にはミニモールド・ト
ランジスタが、またインダクタ１５，３８，３９
には断面の直径が0.1mmφのポリウレタン線を用
いている。第２には、エミツタホロワのバツフア
増幅器としてのアイソレーシヨン効果である。こ
のため増幅器を構成するトランジスタ間の好まし
くない干渉が減つた。また増幅器全体の安定性が
増し、周波数特性の補償も比較的簡単になつた。

以上説明したように構成することによつて電圧
利得20dB、周波数帯域DC〜1.8GHz、の性能を得
ることができた。

次に本器に過大信号が入力されたときの問題に
ついて説明する。一般に増幅器に負帰還ループを
追加すると、帰還量と位相がある値となつたとき
発振する場合がある。帰還ループの周波数帯域が
高周波域になると、しばしば起きる問題である。
ところが、本実施例の帰還ループは低周波域でし
か動作しないので発振の問題はない。

本器のように演算増幅器を使用した場合には、
いわゆるCMOSデバイスにおけるラツチアツプ
現象と同様の現象が起こることがある。これは過
大入力によつて増幅器が線型領域をはずれに動作
状態となつたとき、演算増幅器が飽和してしまう
現象である。従つて過大入力が適正入力に復帰し
ても増幅器のバイアスレベルが変化したままの動
作状態に固定してしまうため、増幅器を正常動作
にもどすには電源を一度切るしか方法がない。本
実施例の増幅器においては、第５図に示すダイオ
ード７３と1μFのコンデンサ７４によつてこの問
題が解決されている。即ち過大入力が入力端子１
０に印加されると、一対のトランジスタ２２，２
３で構成する第２の差動増幅器の定電流特性が変
化し、抵抗とコンデンサで設定された定電圧電源
ラインV_Cのレベルが高電位となるため、一方の
トランジスタは完全にOFF、他方のトランジス
タは完全ONに近い状態となる。このような状態
になるのを避ける目的でダイオード７３により、
定電圧電源ラインV_Cより0.6Vくらい高い電圧で
クランプしてやると、定電流特性は多少変化して
も、差動増幅器の動作レベルは変化しないので、
入力信号が適正レベルになつたとき、増幅器は正
常動作に復帰する。以上のように高周波特性を妨
げることなく安定化したので、220Ωの抵抗３７
に流れる定電流が約18mAであることから求める
と本器の出力は、最大でも約＋1.6Vから約−
0.8V以内に制限され、実験値と一致する。1μFの
コンデンサ７４は比較的高周波成分に対してイン
ピーダンスを低くするために使用されている。

上述の如く、本実施例によれば、広帯域且つ低
ドリフトの高安定な広帯域増幅器を提供すること
が出来る。一般に広帯域トランジスタを２個使用
して差動増幅器を構成する場合には、発振を防止
するために各トランジスタのエミツタとアース間
の浮遊容量を減らし、またステツプ応答の広帯域
特性を実現するために、エミツタ間の距離を極力
短かくし構成してエミツタのインダクタンスを減
らさねばならない。しかもシングル入力の広帯域
増幅器では２つのエミツタを直結しても立上りの
速い入力信号を増幅してやると、コレクタ出力に
は２つの立上り速度を持つたパルスが重畳されて
現われる。一方はパルス入力信号端に近い側のト
ランジスタによる立上りの速いパルスで、もう一
方は入力信号端に遠い側のトランジスタによる立
上りのやや遅いパルスである。このため、総合し
た立上り時間が遅くなり、高周波特性が制限され
ることになる。これに対して、本実施例如く、広
帯域トランジスタ１８，２２と低帯域トランジス
タ１９，２３で差動増幅器を構成し、この低帯域
トランジスタの利得と帯域をできるだけ減じてや
れば、前記の立上りの速い応答のみを増幅器出力
として取り出すことができるので、広帯域で平坦
な利得周波数特性を持つた増幅器が構成できる。
しかも、この広帯域増幅器は従来の広帯域トラン
ジスタをプツシユプルに結合した増幅器に比べ
て、広帯域トランジスタの数を半分に減らすこと
ができ経済的な広帯域増幅器が実現できる。更に
このような回路方式は、広帯域の信号部品が少な
くなるため、回路構成が簡単で小型化、広帯域
化、IC化に適合した回路方式といえる。

また、光信号の観測等では高利得・低ドリフト
の広帯域増幅器が必要となるが、実施例の広帯域
増幅器は非反転増幅器であることから第５図の増
幅器を多段接続して40dBあるいは60dBの利得を
容易に得ることができる。

また本実施例によつて、一般に広帯域増幅器で
問題となる熱的不平衡等に起因するドリフトの問
題、及び狭帯域の直流増幅器と広帯域の交流増幅
器を組み合わせたいわゆる複合形増幅器で問題と
なる前記した波形歪みクロスオーバ点での利得補
償問題を解決することが出来る。即ち本実施例で
は帰還回路に演算増幅器が使用され、この演算増
幅器の利得が十分大きい低周波域での安定化が実
現されている。またこれにより、増幅器の歪、直
線性、利得安定性が改善される。

前記したように本増幅器の差動増幅器は対称な
ブツシユブル構成になつていないため、波形歪等
の原因となる可能性が大きい。しかし演算増幅器
１２の負帰還による改善効果によつて使用に十分
な性能を得ることが出来た。本増幅器の場合には
波形歪等は周知のごとく、理論的に約１／μに改善されるので、使用上にこれらが問題となることは
ない。また第５図で説明した他に、波形歪やつな
ぎの点での補償については、定電流回路を構成す
る抵抗器を抵抗２８と２７とに分け、コンデンサ
５６，５７で補償する方法をとつている。更に複
合形増幅器の電圧帰還回路のように高周波域での
補償にインダクタを使うこともなく、各トランジ
スタ間も最短の信号路長で直結できるので、原理
的にも広帯域で、周波数・利得特性の補償が容易
である。

第３図の従来回路と比較すると、負帰還回路に
増幅器を設ける点で以ているが、本質的には全く
異なつている。即ち、第３図は広帯域の帰還であ
るのに対し、第４図では低帯域の帰還である。第
３図に示す如く広帯域帰還する場合には当然増幅
器A₁₁，A₁₂を広帯域増幅器としなければならず、
装置が高価になる。また広帯域の帰還では帰還量
と位相がある値になつたとき発振しやすくなる欠
点がある。とくに位相のずれに起因する発振が生
じやすい。第４図の低帯域帰還方式においては、
帰還路の増幅器に通常の高利得・低ドリフトの演
算増幅器に例えば利得帯域幅積が約3MHz以下も
のを使用することができ、この演算増幅器の高利
得性と高安定性を有効に利用して特性を改善する
ことが出来る。

上述から明らかなように、本実施例によれば、
直流から高周波に至る広帯域増幅器で一般に問題
となる低周波域の波形歪や、利得の非平坦性、ド
リフト等を汎用されている安価な演算増幅器を用
いて改善することが出来る。また広帯域増幅回路
１１の構成において、低帯域トランジスタ１９，
２１，２３を使用することにより、広帯域トラン
ジスタの使用個数を半分に減らすことが出来、し
かも直流から低周波の信号に至る領域では差動増
幅器として動作し、高周波領域では広帯域トラン
ジスタをエミツタ接地増幅器として動作させるこ
とにより、安定な広帯域増幅器を実現することが
可能である。またトランジスタ１８〜２４が全て
直流結合されているので、信号路を短かくして広
帯域化することが出来る。

次に、本発明の別の実施例に係わる広帯域増幅
器を示す第６図について述べる。但し、４図と実
質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。この実施例では第１の増幅回路１
１が反転増幅器となつている。しかし、具体的回
路は第５図と実質的に同じでり、不平衡差動増幅
器を含む構成になつている。更に具体的には第５
図の回路に於けるエミツタ接地された第１及び第
２のトランジスタ１８，１９に第３及び第４のト
ランジスタ２０，２１をカスコード接続すること
によつて構成されれている。即ち、第３及び第４
のトランジスタ２０，２１をベース接地とし、そ
のエミツタを前段のトランジスタ１８，１９のコ
レクタに結合し、その一方のトランジスタ２０の
コレクタを出力段のトランジスタ２４のベースに
結合することによつて構成されている。勿論、こ
れ以外の方式例えば差動増幅器の増減等で反転増
幅器としてもよい。また、第３及び第４のトラン
ジスタ２０，２１と第５及び第６のトランジスタ
２２，２３との間に前記エミツタ接地トランジス
タとベース接地トランジスタより成るカスコード
増幅器を挿入することもできる。第６の演算増幅
器１２の一方の入力端子１２ａは第１の抵抗R_A
とインダクタから成る第２の低域フイルタ１７と
を介して第１の増幅回路１１の出力端子１１ｃに
結合され、且つ第の抵抗R_Bと第１の低域フイル
タとしてのインダクタ１５とを介して入力端子１
０に結合され、他方の入力端子１２ｂには直流レ
ベル設定用の可変抵抗R_Cが接続されている。従
つて、第１及び第２の抵抗R_AとR_Bとを介して入
力信号の低域成分と出力信号の低域成分とが合成
されて演算増幅器１２の入力となり、これによ
り、第１の増幅回路１１が負帰還制御される。

即ち、１＜Ａ、１≪μ、R_B／R_A及びR_A／R_B≪μとすれば、第４図及び第５図の場合と同様に、次式が
得られる。

Vo＝−R_A｛１＋１／μ（１＋R_B／R_A）｝／R_B｛１＋１
／μA（１＋R_A／R_B）｝Vi ≒−R_A／R_BVi ……(3) 従つて、広帯域増幅器の低域の利得は抵抗R_A
とR_Bとの比によつて決まり、演算増幅器１２は
高域で応答しないので、高域の利得はＡで決ま
る。これにより、低域の利得を高域の利得に合せ
るように設定すると、直流から高域まで利得がほ
ぼ一定となる。尚第６図に於ける第１の増幅回路
１１は第４図及び第５図の場合と同様に直流から
高周波に至る広帯域信号用増幅器であり、第２の
増幅回路１２ｄの演算増幅器１２は直流から低周
波に至る狭帯域信号用高利得且つ高安定増幅器で
ある。従つてこの第６図の回路によつても、第４
図及び第５図の回路と同様な作用効果が得られ
る。

以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明はこれに限定されるものではなく、本発明の要
旨から逸脱しない範囲で種々変形可能ものであ
る。例えば、一般にNPNトランジスタは、PNP
トランジスタより広帯域であり、第５図の増幅器
の高周波域の帯域制限は、主としてPNPトラン
ジスタ２２の_Tに起因している。このためこの
PNPトランジスタに、より広帯域のNPNトラン
ジスタを使用してさらに広帯域化してもよい。

またトランジスタ１８，２２を通常のエミツタ
接地増幅器として構成したが、第２図に示すトラ
ンジスタQ₁，Q₂の如くＬ，Ｃ，Ｒよりなる電圧
帰還回路を付加した増幅器として構成してもよ
い。また差動増幅器をバイポーラトランジスタ１
８，１９，２２，２３で構成したが、FETで構
成してもよい。さらにまた、広帯域増幅器は入力
及び出力に接続される伝送路を特性インピーダン
ス50Ωの線路としたが、これ以外の線路例えば75
Ω等の線路とすることも可能である。

また、電源ラインV_Cを接地（０ボルト）とし、
ダイオード７３とコンデンサ７４とを省略しても
よい。また第１の増幅回路１１を例えば第１図に
示すような高域増幅器と低域増幅器との複合型と
し、出力信号の低域成分と入力信号の低域成分と
の和又は差を低域増幅器に入力させるようにして
もよい。インダクタ１５，３８，３９を信号伝送
路中の任意の位置に移動してもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の広帯域増幅器を示すブロツク
図、第２図は第１図を詳しく示す回路図、第３図
は従来の別の広帯域増幅器を示すブロツク図、第
４図は本発明の実施例に係わる広帯域増幅器の主
要部を示すブロツク図、第５図は第４図の広帯域
増幅器を詳しく示す回路図、第６図は本発明の別
の実施例に係わる広帯域増幅器を示すブロツク図
である。尚図面に用いられている符号に於いて、１０は
入力端子、１１は第１の増幅回路、１２は演算増
幅器、１２ｄは第２の増幅回路、１３は出力端
子、１４は利得設定回路、１５はインダクタ、１
７はフイルタ、１８は第１のトランジスタ、１９
は第２のトランジスタ、２０は第３のトランジス
タ、２１は第４のトランジスタ、２２は第５のト
ランジスタ、２３は第６のトランジスタ、２４は
第７のトランジスタである。

Claims

【特許請求の範囲】１直流から高周波までの広帯域の入力信号を供
給する入力回路と、前記入力回路に結合された第１の入力端子と直
流から低周波までの狭帯域の信号を入力させるた
めの第２の入力端子と前記第１及び第２の入力端
子に印加される信号に基づいて直流から高周波ま
での広帯域の出力信号を送出する出力端子とを有
し、低域で差動増幅器として動作するが、高域で
差動増幅器として動作しないように構成されてい
る第１の増幅回路と、前記入力回路に結合されており且つインダクタ
を含んでいる第１の低域通過フイルタと、前記第１の増幅回路の出力端子に結合されてお
り且つインダクタを含んでいる第２の低域通過フ
イルタと、負帰還回路を有しない演算増幅器を具備し、前
記第１の低域通過フイルタを通して得られる第１
の低域信号と前記第２の低域通過フイルタを通し
て得られる第２の低域信号との和又は差に対応す
る狭帯域出力信号を前記第１の増幅回路の前記第
２の入力端子に印加する第２の増幅回路と、前記第１の増幅回路の出力端子に結合された広
帯域出力回路と、から成る広帯域増幅器。２前記第１の増幅回路は非反転増幅回路であ
り、前記第２の増幅回路は前記第２の低域通過フイ
ルタに結合された利得設定回路と、前記利得設定
回路の出力が入力される一方の入力端子と前記第
１の低域通過フイルタの出力が入力される他方の
入力端子と前記第１の増幅回路の前記第２の入力
端子に結合される出力端子とを有する演算増幅器
である特許請求の範囲第１項記載の広帯域増幅
器。３前記第１の増幅回路は反転増幅回路であり、
前記第２の増幅回路は利得設定用の第１の抵抗を
介して前記第２の低域通過フイルタの出力に結合
されていると共に利得設定用の第２の抵抗を介し
て前記第１の低域通過フイルタの出力にも結合さ
れた一方の入力端子と所定電位に設定された他方
の入力端子と前記第１の増幅回路の前記第２の入
力端子に結合された出力端子とを有する演算増幅
器である特許請求の範囲第１項記載の広帯域増幅
器。